CN113394824B - 无直流侧扰动的mmc交流有功功率快速调控方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种无直流侧扰动的MMC交流有功功率快速调控方法。它包括如下步骤，步骤一：采用解耦控制方法控制模块化多电平换流器的交流电流和直流电流；步骤二：MMC接收调节交流侧有功功率的指令；步骤三：通过第一预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值；步骤四：通过第二预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，调节交流侧有功功率至调整前的初始值；步骤五：通过第三预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，使子模块电容平均电压恢复，而交流有功功率偏离初始值；步骤六：通过第四预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，调节交流有功功率及子模块电容电压至初始值。本发明具有快速功率调节能力，并且对直流侧无扰动的优点。

Description

无直流侧扰动的MMC交流有功功率快速调控方法
技术领域
本发明涉及电力系统输电技术领域，特别是涉及一种模块化多电平换流器的交流有功功率快速调控方法，更具体地说它是一种无直流侧扰动的模块化多电平换流器(MMC)交流有功功率快速调控方法。
背景技术
为助力“碳中和”与“碳达峰”，我国需要大力发展可再生能源发电。其中，风力发电是一种重要的可再生能源发电形式。我国风电资源较为丰富，根据风电开发的场地不同，我国风电可以分为陆上风电和海上风电两种。根据距离陆地远近情况，海上风电又可分为近海海上风电和远海海上风电。其中，远海海上风电资源尤为丰富，开发价值更高。当输电距离较远时，高压交流电缆的传输容量将被大量的无功电流挤占，导致有效的有功传输容量较小，因此远海海上风电更适用于采用柔性直流输电技术。目前我国东部海上风电均采用了以模块化多电平换流器(Modular multilevel converter，MMC)为代表的柔性直流输电技术，例如正在建设中的江苏如东海上风电柔性直流输电工程。随着海上风电开发力度逐渐加强，MMC的应用前景愈益明朗。
与传统交流输电的陆上风电相同，基于柔性直流输电的海上风电也会对电力系统的稳定性产生显著的影响。国家相关能源机构 发布了多项文件，要求风电场具备快速功率调节能力，以实现对交流系统频率的主动支撑。值得注意的是文件中未明确区分陆上风电场与海上风电场，因此可认为海上风电场也需要具备该功能。对于海上风电柔性直流输电应用场景，由于海上风电机组的交流系统与陆上交流电网之间用柔性直流输电进行了隔离，海上风电机组难以直接响应陆上交流系统频率变化，需要以陆上并网点作为考核，即要求陆上并网点具备响应频率变化的功率调节特性。海上柔性直流换流站一般控制交流电压，便于风电场接入，并将风电场的发电功率全部输送至陆上，而陆上柔性直流换流站一般控制直流电压，以实现柔性直流输电系统的正常运行。因此，在不增加设备投资的前提下，必须挖掘陆上柔性直流换流在的额外功率调节能力，以满足电网相关要求。
目前经柔性直流输电并网的海上风电的功率快速调节功能主要通过对陆上柔性直流换流站的控制策略进行改进来实现。文献“Inertia Emulation Control Strategyfor VSC-HVDC Transmission Systems”(作者：Jiebei Zhu，Campbell D.Booth，GrainP.Adam，Andrew J.Roscoe， Chris G.Bright，发表于《IEEE transactions on powersystems》，2013 年5月，第28卷，第2期，页码1277-1287)以及文献“海上风电经 VSC-HVDC并网改进频率控制策略”(作者：闫家铭，毕天姝，胥国毅，刘方蕾，王凡，发表于《华北电力大学学报(自然科学版)》，2021 年3月，第48卷，第2期，页码11-19)均提出了一种利用电压源型换流器(voltage source converter，简称VSC)的电容模拟同步发电机的转子惯性的控制方法，通过调节电容存储的能量实现对交流系统的频率-有功响应。但是由于VSC的电容电压与其直流电压直接耦合，因此该控制方法会导致有功功率支撑期间直流电压的显著波动。文献“VSC-HVDC受端换流器参与电网调频的VSG控制及其改进算法” (作者：姚为正，杨美娟，张海龙，吴金龙，王林，曹建博，发表于《中国电机工程学报》，2017年1月，第37卷，第2期，页码525-533) 提出了一种基于虚拟同步机(virtual synchronous generator，VSG)的控制方法，实现向交流系统提供快速功率调节功能，但是该方法针对的是采用直接控制有功功率的柔性直流换流站，不适用于运行于控制直流电压模式的海上风电柔性直流输电换流站。文献“海上全直流型风电场的电压源型控制”(作者：杨仁炘，施刚，蔡旭，发表于《电工技术学报》，2018年12月，第33卷，增刊2期，页码546-557) 针对全直流型海上风电场，提出了陆上MMC换流站调节其直流电压以传递陆上交流电网频率信号给海上风电场，实现有功输出对频率的响应，但是该控制方法的速率无法满足实际系统功率调节的响应速度要求，且直流电压也会受到影响。
目前海上风电陆上柔性直流换流站的快速功率调节功能大多是通过调节换流站的电容存储的能量来实现，这必然会导致电容电压的波动，致使调节过程对直流电压产生显著的影响，引起直流电压较大波动，不利于柔性直流输电系统的稳定运行。
因此，开发一种不会对直流输电系统的安全稳定运行产生较大影响的海上风电柔性直流换流站快速功率调控方法很有必要。
发明内容
本发明的目的是为了提供一种无直流侧扰动的MMC交流有功功率快速调控方法，不增加设备投资，可以使得经MMC并网的海上风电场满足电力系统相关规程规定的快速功率调节能力，并且不会对直流输电系统的安全稳定运行产生较大影响；克服目前海上风电柔性直流换流站快速有功功率调节过程中直流电压的波动问题。
为了实现上述目的，本发明的技术方案为：一种无直流侧扰动的 MMC交流有功功率快速调控方法，其特征在于：包括如下步骤，
步骤一：采用解耦控制方法控制模块化多电平换流器的交流电流和直流电流；
采用矢量控制方案控制交流电流；采用比例-积分环节控制交流电流和直流电流；
步骤二：MMC接收调节交流侧有功功率的指令；
步骤三：通过第一预设曲线调整MMC子模块电容平均电压的参考值，使得交流有功功率按照指令要求的变化速率或者变化范围进行主动调节；
步骤四：通过第二预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，使得交流侧有功功率恢复至调整前的初始值；
步骤五：通过第三预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，使得子模块平均电容电压逐渐恢复，但是交流侧有功功率偏离初始值；
步骤六：通过第四预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，使得子模块平均电容电压和交流侧有功功率均逐渐恢复至初始值(此处的初始值指步骤二接收到调节指令前的运行值)；
在步骤三至步骤六的调节过程中，交流功率的变化方向相反，子模块电容电压持续下降或者增大。本发明基于预设曲线实现直流侧无扰动的调节，使得交流功率可以按照预定的曲线变化，并且各段预设曲线在交点处相切，保证调节过程的平滑，不影响直流侧有功功率和直流电压，避免调节过程影响直流侧系统运行。
在上述技术方案中，在步骤一中，交流电流采用矢量控制方案(具体采用比例-积分控制)，将三相静止坐标系下的交流电流通过Park 变换转化为两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量，针对d轴和q轴分量分别设置基于比例-积分环节的内环和外环控制：d轴外环控制 MMC的子模块电容平均电压，d轴内环控制交流电流的d轴分量id； q轴外环控制MMC的无功功率或者交流电压幅值，q轴内环控制交流电流的q轴分量iq；
直流电流通过比例-积分环节进行控制：外环控制MMC的直流电压，内环控制MMC输出的直流电流idc。
在上述技术方案中，在步骤二中，MMC接收的调节交流侧有功功率的指令包括降低交流侧有功功率的指令和增加交流侧有功功率的指令，且每一种指令均包含交流有功功率的变化速率和变化范围的要求值。
在上述技术方案中，在步骤三中，当交流功率达到调节指令值所要求的变化范围，或者子模块电容平均电压与其额定值的偏差达到运行允许上限值或下限值的50％时，则跳转到步骤四。
在上述技术方案中，当MMC接收的调节交流侧有功功率的指令为降低交流侧有功功率的指令时，
在步骤三中，第一预设曲线为y＝k1×t2 (1)
式(1)中，y为在时刻t＝0，在d轴外环子模块电容平均电压参考值的输入指令值上叠加附加指令值；k1大于0，含义为交流有功功率主动调节阶段的附加指令的变化率系数，数值可以根据要求的交流功率变化速率来计算确定；t为时间变量；
在步骤三中，在d轴外环的输入叠加式(1)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压开始上升，同时MMC的交流有功功率开始下降(即，通过抬高子模块平均电容电压的参考值，使得直流侧传输过来的一部分有功功率对电容进行充电，存储一部分能量在电容中，则交流侧的有功功率下降)；步骤三的调节持续时间为t1，t1的数值根据调节效果的实时反馈来确定；当交流功率达到调节指令值所要求的变化范围，或者子模块电容平均电压与其额定值的偏差达到运行允许上限值的50％时，则跳转到步骤四；
在步骤四中，第二预设曲线为y＝-k1×(t-2×t1)2+2k1×t1 2 (2)
式(2)中，y为d轴外环的输入叠加附加指令值；k1，t1和t的含义与步骤三中的一致；
在步骤四中，在d轴外环的输入叠加式(2)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压继续上升，同时MMC的交流有功功率开始回升(即，继续抬高子模块平均电容电压，但是电容的电压变化率在下降，导致交流侧有功功率回升，子模块电容平均电压继续上升)；步骤四的调节持续时间为t1；步骤四调节结束后MMC的交流有功功率恢复到调节前的初值，但是子模块平均电容电压达到最大值，需要在接下来的步骤中恢复子模块平均电容电压；
在步骤五中，第三预设曲线为y＝-k2×(t-2×t1)2+2k1×t1 2 (3)
式(3)中，y为d轴外环的输入叠加附加指令值；k1，t1和t的含义与步骤三和步骤四中的一致；k2大于0，含义为子模块电容电压恢复阶段的附加指令的变化率系数，其数值可以根据子模块电容电压恢复阶段的最大有功功率变化范围来确定；
在步骤五中，在d轴外环的输入叠加式(3)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压开始下降，同时MMC的交流有功功率开始增大(即，通过降低子模块平均电容电压的参考值，使得电容强制放电，导致交流侧有功功率增大，偏离了初始值)；步骤五的调节持续时间为t2；
在步骤六中，第四预设曲线为y＝k2×(t-2×t1-2×t2)2 (4)
式(4)中，y为d轴外环的输入叠加附加指令值；k1，t1和t的含义与步骤三和步骤四中的一致，k2的含义与步骤五中的一致；t2为步骤五的调节持续时间；
在步骤六中，在d轴外环的输入叠加式(4)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压继续下降，同时MMC的交流有功功率开始减小(即，继续降低子模块平均电容电压，但是电容的电压变化率在下降，导致交流侧有功功率回升到初始值，且子模块电容平均电压回到初始值)；步骤六的调节持续时间为t2；
步骤六结束后，MMC的子模块电容平均电压和交流有功功率均恢复至调节前的初值。
本发明中增加交流侧有功功率的调节过程及原理与降低交流侧有功功率的调节过程及原理类似。
在上述技术方案中，当MMC接收的调节交流侧有功功率的指令为增加交流侧有功功率的指令时，
在步骤三中，第一预设曲线为y＝-k1×t2 (5)
式(5)中，y为在时刻t＝0，在d轴外环子模块电容平均电压参考值的输入指令值上叠加附加指令值；k1大于0，含义为交流有功功率主动调节阶段的附加指令的变化率系数，数值可以根据要求的交流功率变化速率来计算确定；t为时间变量；
在步骤三中，在d轴外环的输入叠加式(5)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压开始下降，同时MMC的交流有功功率开始增大；步骤三的调节持续时间为t1，t1的数值根据调节效果的实时反馈来确定；当交流功率达到调节指令值所要求的变化范围，或者子模块电容平均电压与其额定值的偏差达到运行允许下限值的50％时，则跳转到步骤四；
在步骤四中，第二预设曲线为y＝k1×(t-2×t1)2-2k1×t1 2 (6)
式(6)中，y为d轴外环的输入叠加附加指令值；k1，t1和t 的含义与步骤三中的一致；
在步骤四中，在d轴外环的输入叠加式(6)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压继续下降，同时MMC的交流有功功率开始减小；步骤四的调节持续时间为t1；步骤四调节结束后MMC的交流有功功率恢复到调节前的初值，但是子模块电容平均电压达到最小值，需要在接下来的步骤中恢复子模块电容平均电压到初始值；
在步骤五中，第三预设曲线为y＝k2×(t-2×t1)2-2k1×t1 2 (7)
式(7)中，y为d轴外环的输入叠加附加指令值；k1，t1和t的含义与步骤三中的一致；k2大于0，含义为子模块电容电压恢复阶段的附加指令的变化率系数，其数值可以根据子模块电容电压恢复阶段的最大有功功率变化范围来确定；
在步骤五中，在d轴外环的输入叠加式(7)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压开始上升，同时MMC的交流有功功率开始减小；步骤五的调节持续时间为t2；
在步骤六中，第四预设曲线为y＝-k2×(t-2×t1-2×t2)2 (8)
式(8)中，y为d轴外环的输入叠加附加指令值；k1，t1和t的含义与步骤三中的一致，k2的含义与步骤五中的一致；t2为步骤五的调节持续时间；
在步骤六中，在d轴外环的输入叠加式(8)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压继续上升，同时MMC的交流有功功率开始增大；步骤六的调节持续时间为t2；步骤六结束后，MMC的子模块电容平均电压和交流有功功率均恢复至调节前的初值。
在上述技术方案中，在步骤三中，交流有功功率的调节量ΔPac与k1之间的数学关系为：
ΔPac＝-12NhalfCsubk1(ucavgt+k1t3) (9)
式(9)中，Nhalf为MMC每个桥臂所包含的子模块数量，Csub为子模块电容值，ucavg为子模块电容平均电压初始值；k1大于0，含义为交流有功功率主动调节阶段的附加指令的变化率系数；t为时间变量；ΔPac小于0表示降低有功功率；
在步骤四中，交流有功功率的调节量ΔPac与k1之间的数学关系为：
ΔPac＝12NhalfCsubk1[ucavg(t-t1)+k1(t-t1)3] (10)
式(10)中，Nhalf，Csub，ucavg，k1以及t的含义与式(9)中一致， t1为步骤三的调节持续时间；ΔPac大于0表示增大有功功率；
在步骤五中，交流有功功率的调节量ΔPac与k2之间的数学关系为：
ΔPac＝-12NhalfCsubk2[ucavg(t-2t1)+k2(t-2t1)3] (11)
式(11)中，Nhalf，Csub，ucavg，k1，t以及t1的含义与式(10) 中一致，k2大于0，含义为子模块电容电压恢复阶段的附加指令的变化率系数；ΔPac小于0表示降低有功功率；
在步骤六中，交流有功功率的调节量ΔPac与k2之间的数学关系为：
ΔPac＝12NhalfCsubk2[ucavg(t-t2-2t1)+k2(t-t2-2t1)3] (12)
式(12)中，Nhalf，Csub，ucavg，k1，t以及t1的含义与式(10) 中一致，k2的含义与式(11)的一致，t2为步骤五的调节持续时间；ΔPac大于0表示增大有功功率。
在上述技术方案中，在步骤三中，交流有功功率的调节量ΔPac与k1之间的数学关系为：
ΔPac＝12NhalfCsubk1(ucavgt+k1t3) (13)
式(13)中，Nhalf为MMC每个桥臂所包含的子模块数量，Csub为子模块电容值，ucavg为子模块电容平均电压初始值；k1大于0，含义为交流有功功率主动调节阶段的附加指令的变化率系数；t为时间变量；ΔPac大于0表示增大有功功率；
在步骤四中，交流有功功率的调节量ΔPac与k1之间的数学关系为：
ΔPac＝-12NhalfCsubk1[ucavg(t-t1)+k1(t-t1)3] (14)
式(14)中，Nhalf，Csub，ucavg，k1以及t的含义与式(13)中一致，t1为步骤三的调节持续时间；ΔPac小于0表示降低有功功率；
在步骤五中，交流有功功率的调节量ΔPac与k2之间的数学关系为：
ΔPac＝12NhalfCsubk2[ucavg(t-2t1)+k2(t-2t1)3] (15)
式(15)中，Nhalf，Csub，ucavg，k1，t以及t1的含义与式(14) 中一致，k2大于0，含义为子模块电容电压恢复阶段的附加指令的变化率系数；ΔPac大于0表示增大有功功率；
在步骤六中，交流有功功率的调节量ΔPac与k2之间的数学关系为：
ΔPac＝-12NhalfCsubk2[ucavg(t-t2-2t1)+k2(t-t2-2t1)3] (16)
式(16)中，Nhalf，Csub，ucavg，k1，t以及t1的含义与式(14) 中一致，k2的含义与式(15)的一致，t2为步骤五的调节持续时间；ΔPac小于0表示降低有功功率。
在上述技术方案中，步骤五的持续时间为t2，且满足k1×t1 2＝k2×t2 2 (17)
式(17)中，k1大于0，含义为交流有功功率主动调节阶段(步骤三)的附加指令的变化率系数；t1为步骤三的调节持续时间；k2大于0，含义为子模块电容电压恢复阶段(步骤五)的附加指令的变化率系数；t2为步骤五的调节持续时间。
本发明具有如下优点：
(1)本发明基于MMC的子模块电容平均电压与其交流功率之间的内在数学关系，通过在原有控制回路的输入端开环给定MMC的子模块电容平均电压的附加指令，并且以预设二次函数的形式设置附加指令值，使得交流功率可以按照预定的曲线变化，并且通过设置不同调节阶段的附加指令预设曲线在交点处相切，保证调节过程的平滑，直流侧有功功率和直流电压均不会受到影响，避免调节过程影响直流侧系统运行；
(2)本发明不增加设备投资，投资成本和运行成本低，可以使得经MMC并网的海上风电场满足电力系统相关规程规定的快速功率调节能力，并且对直流侧无扰动，不会对直流输电系统的安全稳定运行产生较大影响；克服目前海上风电柔性直流换流站快速有功功率调节过程中直流电压的波动问题。
附图说明
图1是本发明中MMC快速降低交流有功功率过程中d轴外环附加指令值y随时间变化的表达式及曲线。
图2是本发明中MMC快速提高交流有功功率过程中d轴外环附加指令值y随时间变化的表达式及曲线。
图3是本发明中MMC的直流电流和交流电流解耦控制策略示意图。
图4是本发明流程示意图。
图5是MMC快速降低交流有功功率场景下本发明的控制效果示意图。
图6是MMC快速抬升交流有功功率场景下本发明的控制效果示意图。
图3中，各变量的含义如下，id表示MMC交流电流的d轴分量， iq表示MMC交流电流的q轴分量，idc表示MMC的直流电流，Md表示MMC桥臂调制信号的d轴分量，Mq表示MMC桥臂调制信号的q轴分量，Mdc表示MMC桥臂调制信号的直流分量。
具体实施方式
下面结合附图详细说明本发明的实施情况，但它们并不构成对本发明的限定，仅作举例而已。同时通过说明使本发明的优点更加清楚和容易理解。
本发明专利针对运行于直流电压控制模式的模块化多电平换流器，通过以特定的预设曲线来调节其内部子模块中电容平均电压，在保障其直流侧有功功率传输和直流电压均不受影响的前提下，实现交流侧有功功率的快速双向调节。本发明中模块化多电平换流器的交流电流和直流电流采用了解耦控制方法。其中，交流电流采用矢量控制方案，将三相静止坐标系下的交流电流通过Park变换转化为两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量，针对d轴和q轴分量分别设置了基于比例-积分(proportion-integration，简称PI)环节的内环和外环控制： d轴外环控制MMC的子模块电容平均电压，d轴内环控制交流电流的d轴分量id；q轴外环控制MMC的无功功率或者交流电压幅值，q 轴内环控制交流电流的q轴分量iq。直流电流也通过比例-积分环节进行控制：外环控制MMC的直流电压，内环控制MMC输出的直流电流idc。
参见图4，当MMC接收到快速调节交流侧有功功率的指令时，记该时刻t＝0。根据降低还是提高交流侧有功功率，可分为两种情况：
(1)若需要快速降低交流侧有功功率，则分4个步骤进行调节：
步骤1：通过第一预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，进而调节交流有功功率满足指令要求；
在d轴外环的输入叠加附加指令值y，表达式为y＝k1×t2，其中， k1大于0，含义为附加指令的变化率系数，t为时间变量；
交流有功功率的调节量ΔPac与k1之间的数学关系为：
ΔPac＝-12NhalfCsubk1(ucavgt+k1t3)
其中，Nhalf为MMC每个桥臂所包含的子模块数量，Csub为子模块电容值，ucavg为子模块电容平均电压初始值；本步骤中快速降低交流侧有功功率的指令持续时间为t1；
步骤2：接上述步骤1，交流有功功率调节结束后，通过第二预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，调节交流侧有功功率至调整前的初始值；
调整d轴外环的输入叠加附加指令值y的表达式，变更为 y＝-k1×(t-2×t1)2+2k1×t1 2，调节过程持续时间同样设置为t1，此时交流侧有功功率逐渐增大至初始值；
步骤3：接上述步骤2，交流侧有功功率恢复至调整前的初始值后，通过第三预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，使得子模块电容平均电压逐渐恢复，而交流有功功率略微偏离初始值；
设置d轴外环的输入叠加附加指令值y的表达式为 y＝-k2×(t-2×t1)2+2k1×t1 2，其中k2大于0，本步骤调节过程持续时间为 t2，且满足k1×t1 2＝k2×t2 2；
步骤4：接上述步骤3，通过第四预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，回调交流有功功率至初始值，同时子模块电容电压恢复至初始值；
设置d轴外环的输入叠加附加指令值y的表达式为y＝k2×(t-2×t1- 2×t2)2，本步骤调节过持续时间为t2，本步骤结束后，MMC的交流有功功率和子模块电容电压均恢复至初始值。
上述步骤1～步骤4中附加指令值y随时间的变化曲线及表达式如图1所示，y在MMC控制系统中的施加位置如图3所示。
(2)若需要快速增大交流侧有功功率，则分4个步骤进行调节：
步骤1：通过第一预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，进而调节交流有功功率满足指令要求；
在d轴外环的输入叠加附加指令值y，表达式为y＝-k1×t2，其中， k1大于0，含义为附加指令的上升率系数，交流有功功率的调节量ΔPac与k1之间的数学关系为：
ΔPac＝12NhalfCsubk1(ucavgt+k1t3)
其中，Nhalf为MMC每个桥臂所包含的子模块数量，Csub为子模块电容值，ucavg为子模块电容电压初始值；本步骤中快速增大交流侧有功功率的指令持续时间为t1；
步骤2：接上述步骤1，交流有功功率调节结束后，通过第二预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，调节交流侧有功功率至调整前的初始值；
调整d轴外环的输入叠加附加指令值y的表达式，变更为 y＝k1×(t-2×t1)2-2k1×t1 2，调节过程持续时间同样设置为t1，此时交流侧有功功率逐渐恢复至初始值；
步骤3：接上述步骤2，交流侧有功功率恢复至调整前的初始值后，通过第三预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，使得子模块电容平均电压逐渐恢复，而交流有功功率略微偏离初始值；
设置d轴外环的输入叠加附加指令值y的表达式为y＝k2×(t-2×t1)2- 2k1×t1 2，其中k2大于0，本步骤调节过程持续时间为t2，且满足 k1×t1 2＝k2×t2 2；
步骤4：接上述步骤3，通过第四预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，回调交流有功功率至初始值，同时子模块电容电压恢复至初始值；
设置d轴外环的输入叠加附加指令值y的表达式为y＝-k2×(t-2×t1- 2×t2)2，本步骤调节过持续时间为t2，本步骤结束后，MMC的交流有功功率和子模块电容电压均恢复至初始值。
上述步骤1～步骤4中附加指令值y随时间的变化曲线及表达式如图2所示，y在MMC控制系统中的施加位置如图3所示。
为了能够更加清楚的说明本发明所述的无直流侧扰动的模块化多电平换流器交流有功功率快速调控方法与现有技术相比所具有的优点，工作人员将这两种技术方案进行了对比，其对比结果如下表：
Figure GDA0003577135630000131
Figure GDA0003577135630000141
Figure GDA0003577135630000151
由上表可知，本发明所述的无直流侧扰动的MMC交流有功功率快速调控方法与现有技术相比，不增加设备投资，投资成本和运行成本低，能保证调节过程的平滑，且不影响直流侧有功功率和直流电压，避免调节过程影响直流侧系统运行。
实施例1
现以本发明应用于某PSCAD/EMTDC平台的海上风电场经柔性直流输电并网项目为实施例对本发明进行详细说明。其中， PSCAD/EMTDC是用于开发电力系统电磁暂态全功能和技术先进的仿真和分析的专业软件，为现有技术。
本实施例所涉及到的MMC为海上风电场柔性直流输电并网系统的陆上站，工作模式为控制直流电压，其交流电流和直流电流的控制系统的示意图如图3所示。MMC换流站的参数如表1所示。
表1实施例中MMC的参数
参数 数值
直流额定电压 640kV
额定容量 1000MVA
每个桥臂子模块数量(N<sub>half</sub>) 200个(不考虑冗余)
每个子模块电容(C<sub>sub</sub>) 10mF
子模块平均电容电压(u<sub>cavg</sub>) 3.2kV
当MMC接到快速降低交流有功功率的指令时，记该时刻为t＝0，且要求1s内降低交流有功功率至少2.5％，为达到该调节指令所要求的调节速率和调节功率幅值，且保障MMC的直流电压和直流功率尽可能不受影响，所述方法包括以下步骤：
步骤1：在d轴外环的输入叠加附加指令值y，表达式为y＝k1×t2，调节功率的持续时间为t1；其中，k1＝0.1p.u./s2，p.u.表示标幺值，则 MMC的交流功率(标幺值)调节量随时间的变化表达式为：
Figure GDA0003577135630000161
取t1＝1s时，将t＝t1代入上式，可得ΔPac＝-2.7％，满足指令所要求的1s内至少降低2.5％的功率调节速率。相应的控制效果如图5中“交流有功功率下降”阶段所示，实施例中MMC的交流有功功率在1s 内从初始值99％下降至96％，子模块平均电容电压的标幺值从初始值1上升至1.1，且MMC的直流电压和直流侧有功功率无扰动。
步骤2：调整d轴外环的输入叠加附加指令值y的表达式，变更为y＝-k1×(t-2×t1)2+2k1×t1 2，调节持续时间为t1；其中k1和t1取值同前，调节过程持续时间同样设置为1s。相应的控制效果如图5中“交流有功功率恢复”阶段所示，本实施例中MMC的交流有功功率在1s内从 96％恢复至初始值99％，子模块平均电容电压的标幺值从1.1继续上升至1.2，且MMC的直流电压和直流侧有功功率无扰动。
步骤3：接上述步骤2，设置d轴外环的输入叠加附加指令值y 的表达式为y＝-k2×(t-2×t1)2+2k1×t1 2，调节持续时间为t2；其中k1和t1取值同前，要求在子模块电容平均电压恢复阶段交流有功功率的偏离幅值小于1％，因此，k2设置为0.01，则t2取值为
Figure GDA0003577135630000171
相应的交流侧有功功率调节量(标幺值)随时间变化的计算结果为：
Figure GDA0003577135630000172
将t＝2t1+t2代入上式，可计算得步骤3中交流侧有功功率的调节量为 1％，满足要求。相应的控制效果如图5中“子模块平均电容电压恢复阶段1”阶段所示，本实施例中MMC的子模块电容平均电容电压标幺值从1.2逐渐下降至1.1，相应的交流有功功率略有上升，上升幅值约为1％，且MMC的直流电压和直流侧有功功率无扰动。
步骤4：接上述步骤3，设置d轴外环的输入叠加附加指令值y 的表达式为y＝k2×(t-2×t1-2×t2)2，调节持续时间为t2；其中k1、t1和t2取值同前。相应的控制效果图5中“子模块平均电容电压恢复阶段2”阶段所示，本实施例中MMC的子模块电容平均电容电压标幺值从 1.1逐渐下降至初始值1，上一步中略有上升的交流有功功率下降至初始值，且MMC的直流电压和直流侧有功功率无扰动。至此调节过程结束。
结论：本实施例基于MMC的子模块电容平均电压与其交流功率之间的内在数学关系，通过在原有控制回路的输入端开环给定MMC 的子模块电容平均电压的附加指令，并且以预设二次函数的形式设置附加指令值，使得交流功率可以按照预定的曲线变化，并且各段预设曲线在交点处相切，保证调节过程的平滑，不影响直流侧有功功率和直流电压，避免调节过程影响直流侧系统运行。
实施例2
本实施例中MMC的参数和仿真模型同实施例1中相同，仿真工况有所不同，本实施例中MMC需要在0.25s内迅速提升其交流侧有功功率至少2.5％。为达到该调节指令所要求的时间和调节功率幅值，且保障MMC的直流电压和直流功率尽可能不受影响，所述方法包括以下步骤：
步骤1：在d轴外环的输入叠加附加指令值y，表达式为y＝-k1×t2，调节功率的持续时间为t1；其中，k1＝0.56p.u./s2，p.u.表示标幺值，则 MMC的交流功率(标幺值)调节量随时间的变化表达式为：
Figure GDA0003577135630000181
取t1＝0.25s时，将t＝t1代入上式，可得ΔPac＝3.5％，满足指令所要求的0.25s内至少增大2.5％的功率。相应的控制效果如图6中“交流有功功率上升”阶段所示，本实施例中MMC的交流有功功率在 0.25s内从初始值99％上升至102.7％，子模块平均电容电压的标幺值从初始值1下降至0.965，且MMC的直流电压和直流侧有功功率无扰动。
步骤2：调整d轴外环的输入叠加附加指令值y的表达式，变更为y＝k1×(t-2×t1)2-2k1×t1 2，调节持续时间为t1；其中k1和t1取值同前，调节过程持续时间同样设置为0.25s。相应的控制效果如图6中“交流有功功率恢复”阶段所示，本实施例中MMC的交流有功功率在0.25s 内从102.7％恢复至初始值99％，子模块平均电容电压的标幺值从 0.965继续下降至0.93，且MMC的直流电压和直流侧有功功率无扰动。
步骤3：接上述步骤2，设置d轴外环的输入叠加附加指令值y 的表达式为y＝k2×(t-2×t1)2-2k1×t1 2，调节持续时间为t2；其中k1和t1取值同前，要求在子模块电容平均电压恢复阶段交流有功功率的偏离幅值小于0.5％，因此k2设置为0.01，则t2取值为
Figure GDA0003577135630000191
相应的交流侧有功功率调节量(标幺值)随时间变化的计算结果为：
Figure GDA0003577135630000192
将t＝2t1+t2代入上式，可计算得步骤3中交流侧有功功率的调节量为0.44％，满足要求的小于0.5％。相应的控制效果如图6中“子模块平均电容电压恢复阶段1”阶段所示，本实施例中MMC的子模块电容平均电容电压标幺值从0.93逐渐上升至0.965，相应的交流有功功率略有下降，下降幅度小于0.5％，且MMC的直流电压和直流侧有功功率无扰动。
步骤4：接上述步骤3，设置d轴外环的输入叠加附加指令值y 的表达式为y＝-k2×(t-2×t1-2×t2)2，调节持续时间为t2；其中k1、t1和t2取值同前。相应的控制效果图6中“子模块平均电容电压恢复阶段2”阶段所示，本实施例中MMC的子模块电容平均电容电压标幺值从 0.965逐渐上升至初始值1，上一步中略有下降的交流有功功率抬升至初始值，且MMC的直流电压和直流侧有功功率无扰动。至此调节过程结束。
结论：本实施例基于MMC的子模块电容平均电压与其交流功率之间的内在数学关系，通过在原有控制回路的输入端开环给定MMC 的子模块电容平均电压的附加指令，并且以预设二次函数的形式设置附加指令值，使得交流功率可以按照预定的曲线变化，并且各段预设曲线在交点处相切，保证调节过程的平滑，不影响直流侧有功功率和直流电压，避免调节过程影响直流侧系统运行。
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。其它未说明的部分均属于现有技术。

Claims (6)

1.无直流侧扰动的MMC交流有功功率快速调控方法，其特征在于：包括如下步骤，
步骤一：采用解耦控制方法控制模块化多电平换流器的交流电流和直流电流；
采用矢量控制方案控制交流电流；
步骤二：MMC接收调节交流侧有功功率的指令；
在步骤二中，MMC接收的调节交流侧有功功率的指令包括降低交流侧有功功率的指令和增加交流侧有功功率的指令，且每一种指令均包含交流有功功率的变化速率和变化范围的要求值；
步骤三：通过第一预设曲线调整MMC子模块电容平均电压的参考值，使得交流有功功率按照指令要求的变化速率或者变化范围进行主动调节；
步骤四：通过第二预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，使得交流侧有功功率恢复至调整前的初始值；
步骤五：通过第三预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，使得子模块平均电容电压逐渐恢复，同时交流侧有功功率偏离初始值；
步骤六：通过第四预设曲线调整子模块电容平均电压的参考值，使得子模块平均电容电压和交流侧有功功率均逐渐恢复至初始值；
当MMC接收的调节交流侧有功功率的指令为降低交流侧有功功率的指令时，
在步骤三中，第一预设曲线为y＝k1×t2 (1)
式(1)中，y为在时刻t＝0，在d轴外环子模块电容平均电压参考值的输入指令值上叠加附加指令值；k1大于0，含义为交流有功功率主动调节阶段的附加指令的变化率系数；t为时间变量；
在步骤三中，在d轴外环的输入叠加式(1)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压开始上升，同时MMC的交流有功功率开始下降；步骤三的调节持续时间为t1；
在步骤四中，第二预设曲线为y＝-k1×(t-2×t1)2+2k1×t1 2 (2)
式(2)中，t为时间变量；t1为步骤三的调节持续时间；
在步骤四中，在d轴外环的输入叠加式(2)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压继续上升，同时MMC的交流有功功率开始回升；步骤四的调节持续时间为t1；步骤四调节结束后MMC的交流有功功率恢复到调节前的初值，同时子模块平均电容电压达到最大值；
在步骤五中，第三预设曲线为y＝-k2×(t-2×t1)2+2k1×t1 2 (3)
式(3)中，k2大于0，含义为子模块电容电压恢复阶段的附加指令的变化率系数；
在步骤五中，在d轴外环的输入叠加式(3)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压开始下降，同时MMC的交流有功功率开始增大；步骤五的调节持续时间为t2；
在步骤六中，第四预设曲线为y＝k2×(t-2×t1-2×t2)2 (4)
式(4)中，t2为步骤五的调节持续时间；
在步骤六中，在d轴外环的输入叠加式(4)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压继续下降，同时MMC的交流有功功率开始减小；步骤六的调节持续时间为t2；步骤六结束后，MMC的子模块电容平均电压和交流有功功率均恢复至调节前的初始值；
在步骤三中，交流有功功率的调节量ΔPac与k1之间的数学关系为：
ΔPac＝-12NhalfCsubk1(ucavgt+k1t3) (9)
式(9)中，Nhalf为MMC每个桥臂所包含的子模块数量，Csub为子模块电容值，ucavg为子模块电容平均电压初始值；
在步骤四中，交流有功功率的调节量ΔPac与k1之间的数学关系为：
ΔPac＝12NhalfCsubk1[ucavg(t-t1)+k1(t-t1)3] (10)
在步骤五中，交流有功功率的调节量ΔPac与k2之间的数学关系为：
ΔPac＝-12NhalfCsubk2[ucavg(t-2t1)+k2(t-2t1)3] (11)
在步骤六中，交流有功功率的调节量ΔPac与k2之间的数学关系为：
ΔPac＝12NhalfCsubk2[ucavg(t-t2-2t1)+k2(t-t2-2t1)3] (12)。
2.根据权利要求1所述的无直流侧扰动的MMC交流有功功率快速调控方法，其特征在于：在步骤一中，采用比例-积分环节控制交流电流：将三相静止坐标系下的交流电流通过Park变换转化为两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量，针对d轴和q轴分量分别设置基于比例-积分环节的内环和外环控制：d轴外环控制MMC的子模块电容平均电压，d轴内环控制交流电流的d轴分量id；q轴外环控制MMC的无功功率或者交流电压幅值，q轴内环控制交流电流的q轴分量iq；
直流电流通过比例-积分环节进行控制：外环控制MMC的直流电压，内环控制MMC输出的直流电流idc。
3.根据权利要求2所述的无直流侧扰动的MMC交流有功功率快速调控方法，其特征在于：在步骤三中，当交流功率达到调节指令值所要求的变化范围，或者子模块电容平均电压与其额定值的偏差达到运行允许上限值或下限值的50％时，则跳转到步骤四。
4.根据权利要求3所述的无直流侧扰动的MMC交流有功功率快速调控方法，其特征在于：当MMC接收的调节交流侧有功功率的指令为增加交流侧有功功率的指令时，
在步骤三中，第一预设曲线为y＝-k1×t2 (5)
在步骤三中，在d轴外环的输入叠加式(5)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压开始下降，同时MMC的交流有功功率开始增大；步骤三的调节持续时间为t1；
在步骤四中，第二预设曲线为y＝k1×(t-2×t1)2-2k1×t1 2 (6)
在步骤四中，在d轴外环的输入叠加式(6)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压继续下降，同时MMC的交流有功功率开始减小；步骤四的调节持续时间为t1；步骤四调节结束后MMC的交流有功功率恢复到调节前的初值，同时子模块电容平均电压达到最小值；
在步骤五中，第三预设曲线为y＝k2×(t-2×t1)2-2k1×t1 2 (7)
在步骤五中，在d轴外环的输入叠加式(7)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压开始上升，同时MMC的交流有功功率开始减小；步骤五的调节持续时间为t2；
在步骤六中，第四预设曲线为y＝-k2×(t-2×t1-2×t2)2 (8)
在步骤六中，在d轴外环的输入叠加式(8)所述的附加指令值后，子模块电容平均电压继续上升，同时MMC的交流有功功率开始增大；步骤六的调节持续时间为t2；步骤六结束后，MMC的子模块电容平均电压和交流有功功率均恢复至调节前的初始值。
5.根据权利要求4所述的无直流侧扰动的MMC交流有功功率快速调控方法，其特征在于：在步骤三中，交流有功功率的调节量ΔPac与k1之间的数学关系为：
ΔPac＝12NhalfCsubk1(ucavgt+k1t3) (13)
在步骤四中，交流有功功率的调节量ΔPac与k1之间的数学关系为：
ΔPac＝-12NhalfCsubk1[ucavg(t-t1)+k1(t-t1)3] (14)
在步骤五中，交流有功功率的调节量ΔPac与k2之间的数学关系为：
ΔPac＝12NhalfCsubk2[ucavg(t-2t1)+k2(t-2t1)3] (15)
在步骤六中，交流有功功率的调节量ΔPac与k2之间的数学关系为：
ΔPac＝-12NhalfCsubk2[ucavg(t-t2-2t1)+k2(t-t2-2t1)3] (16)。
6.根据权利要求5所述的无直流侧扰动的MMC交流有功功率快速调控方法，其特征在于：步骤五的持续时间为t2，且满足k1×t1 2＝k2×t2 2(17)。
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