WO2022208735A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2022208735A1
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phase
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energy storage
storage element
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暁斗 中山
拓也 梶山
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三菱電機株式会社
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    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters

Definitions

  • This application relates to a power converter.
  • each converter cell includes a capacitor. is required. In order to miniaturize the capacitor, it is necessary to reduce the capacitance, but the reduction of the capacitance increases the ripple of the voltage applied to the capacitor. In order to suppress the voltage pulsation in this capacitor, the following power conversion device is disclosed.
  • the conventional power converter includes three arm units provided corresponding to the respective phases of the three-phase alternating current.
  • Each arm unit has at least one converter including a power storage unit and a switching element.
  • the control unit of the power converter controls the switching elements so that the auxiliary circulating current containing frequency components that are even multiples of the frequency of the three-phase alternating current is added to the circulating current flowing through the arm unit (see, for example, Patent Document 1). ).
  • the present application discloses a technique for solving the above problems, and an object of the present application is to provide a power conversion device capable of reducing voltage pulsation in a capacitor without significantly increasing power loss.
  • the power conversion device disclosed in the present application is A leg circuit is provided for each AC phase, wherein a pair of arms comprising a plurality of serially connected converter cells each having an energy storage element and a plurality of semiconductor elements are connected in series with each other, and the leg circuit is between positive and negative DC terminals.
  • a power conversion device comprising power converters connected in parallel to perform power conversion between multi-phase alternating current and direct current, and a control unit controlling the power converters,
  • the control unit so that the circulating current circulating between the leg circuits of each phase in the power converter includes an AC component having a frequency that is an even multiple of the frequency of the AC fundamental wave, excluding a multiple of 3; having a first control mode that controls the circulating current; determining whether the first control mode is enabled or disabled based on the voltage value of the energy storage element; It is.
  • a power conversion device capable of reducing voltage pulsation in the capacitor without significantly increasing power loss is obtained.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a circuit configuration of a converter cell included in the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a circuit configuration of a converter cell included in the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a diagram showing an internal configuration of a control device for the power conversion device according to Embodiment 1;
  • FIG. 3 is a diagram showing the internal configuration of a basic control unit according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing an internal configuration of an arm control section according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of an auxiliary circulating current command section according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 9 is a diagram showing the internal configuration of a basic control unit according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing the configuration of an auxiliary circulating current command section according to Embodiment 2;
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of an auxiliary circulating current command section according to Embodiment 2;
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of an auxiliary circulating current command section according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of hardware of a control device according to a second embodiment;
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a power converter 100 according to Embodiment 1.
  • the power conversion device 100 is provided between a multi-phase AC circuit that is an AC system and a DC circuit that is a DC system, and performs conversion from AC to DC or vice versa between these circuits.
  • a power converter 1 and a control device 30 as a control section for controlling the power converter 1 are provided.
  • the power converter 1 is a modular multi-level converter configured by multiplexing a plurality of converter cells in series, as will be described below.
  • a "converter cell” is also called a "submodule", "SM”, or "unit converter”.
  • Power converter 1 includes a plurality of leg circuits provided for each of a plurality of phases that constitute an AC circuit between a high potential side and a low potential side of a DC circuit.
  • the AC circuit 2 is a three-phase AC system. are provided corresponding to the phases u, v, and w, respectively.
  • leg circuits 25u, 25v, and 25w of each phase are collectively referred to without distinction, or when an arbitrary one is indicated, they are referred to as a leg circuit 25.
  • Each phase leg circuit 25u, 25v, 25w has a pair of arms connected to the high potential side and the low potential side of the DC circuit, respectively.
  • the leg circuits 25u, 25v, and 25w of each phase include upper arms 20Pu, 20Pv, and 20Pw on the high potential side from the positive DC terminal 5P to the AC input/output terminals 7u, 7v, and 7w, and the negative DC terminal 5N. to the AC input/output terminals 7u, 7v, 7w.
  • the upper arms 20Pu, 20Pv, 20Pw and the lower arms 20Nu, 20Nv, 20Nw are connected in series with each other in each phase. Each is connected to the circuit 2 .
  • leg circuits 25u, 25v, and 25w of each phase are collectively referred to without distinction, or when an arbitrary one is indicated, they are referred to as the leg circuit 25.
  • AC input/output terminals 7u, 7v, and 7w of each phase are collectively referred to without distinction, or when an arbitrary one is indicated, they are referred to as an AC input/output terminal 7.
  • a DC circuit may be, for example, a DC power system including, for example, a DC power grid or other power conversion device.
  • a BTB (Back to Back) system for connecting AC power systems with different rated frequencies is configured by connecting two power converters.
  • leg circuit 25 The detailed configuration of the leg circuit 25 will be described below with the leg circuit 25u provided in the U phase as a representative.
  • the leg circuit 25v provided for the V phase and the leg circuit 25w provided for the W phase have the same configuration as the leg circuit 25u for the U phase, and thus description thereof is omitted.
  • the upper arm 20Pu of the leg circuit 25u provided in the U phase includes a plurality of cascaded converter cells 10 (10_1 to 10_Ncell) and a reactor 4Pu connected in series to these converter cells 10.
  • Ncell the number of converter cells 10 included in the upper arm 20Pu is indicated as Ncell.
  • Ncell the number of converter cells 10 included in the upper arm 20Pu is indicated as Ncell.
  • Ncell the number of converter cells 10 included in the upper arm 20Pu.
  • Ncell the number of converter cells 10 included in the upper arm 20Pu
  • the lower arm 20Nu of the leg circuit 25u provided in the U phase includes a plurality of cascaded converter cells 10 (10_1 to 10_Ncell) and a reactor 4Nu directly connected to these converter cells 10.
  • the number of converter cells 10 included in the lower arm 20Nu is indicated as Ncell. However, Ncell ⁇ 2.
  • the converter cells 10_1 to 10_Ncell may be collectively referred to as the converter cell 10.
  • the index j (1 to Ncell) indicating the elements of the converter cell 10 is not related to the physical arrangement of the converter cells 10 within the power converter 1 .
  • the position where the reactor 4Pu is inserted may be any position on the upper arm 20Pu, and the position where the reactor 4Nu is inserted may be any position on the lower arm 20Nu. Further, there may be a plurality of reactors 4Pu and 4Nu. Also, the inductance values of the reactors 4Pu and 4Nu may be different from each other. Furthermore, only one of the reactor 4Pu of the upper arm 20Pu and the reactor 4Nu of the lower arm 20Nu may be provided.
  • each leg circuit 25u, 25v, and 25w is connected to the AC circuit 2 via an interconnection reactor (not shown).
  • an interconnection reactor instead of the AC input/output terminals 7u, 7v, and 7w of the power converter 1, primary windings are provided in the leg circuits 25u, 25v, and 25w, respectively, and through secondary windings magnetically coupled to the primary windings,
  • the leg circuits 25u, 25v, and 25w may be AC-connected to the transformer 3 or the interconnection reactor.
  • the respective leg circuits 25u, 25v, 25w are electrically connected through the AC input/output terminals 7u, 7v, 7w or the connections such as the primary and secondary windings, that is, DC or AC. , is connected to the AC circuit 2 .
  • the power converter 100 further includes an AC voltage detector 9A, an AC current detector 9B, and DC voltage detectors 6P and 6N as detectors for measuring electrical quantities such as current and voltage used for control.
  • arm current detectors 8P, 8N (8Pu, 8Nu, 8Pv, 8Nv, 8Pw, 8Nw) provided in each leg circuit 25. Signals indicating respective electric quantities detected by these detectors are input to the control device 30 respectively.
  • signal lines for signals input from each detector to the control device 30 and signal lines for signals input/output between the control device 30 and each converter cell 10 are , which are partly collectively described, are actually provided for each detector and each converter cell 10 .
  • separate signal lines for transmission and reception may be provided between each converter cell 10 and the control device 30 .
  • a signal line is configured by, for example, an optical fiber.
  • the AC voltage detector 9A detects a U-phase AC voltage Vacu, a V-phase AC voltage Vacv, and a W-phase AC voltage Vacw of the AC system. In the following description, AC voltages Vacu, Vacv, and Vacw are collectively referred to as AC voltage Vac.
  • AC current detector 9B detects a U-phase AC current Iacu, a V-phase AC current Iacv, and a W-phase AC current Iacw of the AC system. In the following description, alternating currents Iacu, Iacv, and Iacw are collectively referred to as alternating current Iac.
  • the DC voltage detector 6P detects the DC voltage VdcP of the positive DC terminal 5P.
  • a DC voltage detector 6N detects a DC voltage VdcN at the negative DC terminal 5N.
  • a difference between the DC voltage VdcP and the DC voltage VdcN is defined as a DC voltage Vdc.
  • Arm current detectors 8Pu and 8Nu provided in U-phase leg circuit 25u detect upper arm current IPu flowing through upper arm 20Pu and lower arm current INu flowing through lower arm 20Nu, respectively.
  • Arm current detectors 8Pv and 8Nv provided in V-phase leg circuit 25v detect upper arm current IPv flowing through upper arm 20Pv and lower arm current INv flowing through lower arm 20Nv, respectively.
  • Arm current detectors 8Pw and 8Nw provided in W-phase leg circuit 25w detect upper arm current IPw flowing through upper arm 20Pw and lower arm current INw flowing through lower arm 20Nw, respectively.
  • upper arm currents IPu, IPv, and IPw are collectively referred to as upper arm current IarmP.
  • Lower arm currents INu, INv, and INw are collectively referred to as lower arm current IarmN.
  • the upper arm current IarmP and the lower arm current IarmN are collectively referred to as an arm current Iarm.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a circuit configuration of converter cell 10 included in power converter 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a circuit configuration different from that shown in FIG. 2 above, of the converter cell 10 included in the power converter 1 according to the first embodiment.
  • the converter cell 10 shown in FIG. 2 has a circuit configuration called a half-bridge configuration.
  • the converter cell 10 includes a series body formed by connecting two switching elements 11p and 11n as semiconductor elements in series, and a capacitor 12 as an energy storage element connected in parallel to the series body. Both terminals of the switching element 11n become the input/output terminals 11a and 11b of the converter cell 10, respectively.
  • the converter cell 10 includes a voltage detector 15 that detects the voltage Vc across the capacitor 12, and a bypass switch 13 connected between the input/output terminals 11a and 11b.
  • a voltage across the capacitor 12 and a zero voltage are output by switching operations of the switching elements 11p and 11n. For example, when the switching element 11p is turned on and the switching element 11n is turned off, the voltage across the capacitor 12 is output. A zero voltage is output when the switching element 11p is turned off and the switching element 11n is turned on.
  • the input/output terminals 11a and 11b of the converter cell 10 are short-circuited.
  • each element included in the converter cell 10 is protected from overcurrent generated at the time of a short circuit or the like.
  • the converter cell 10 shown in FIG. 3 has a circuit configuration called a full-bridge configuration.
  • the converter cell 10 is formed by connecting in series two switching elements 11p2 and 11n2 as semiconductor elements, and a first series body formed by connecting two switching elements 11p1 and 11n1 as semiconductor elements in series. and a capacitor 12 as an energy storage element connected in parallel to the first series body and the second series body.
  • a connection point between the switching element 11p1 and the switching element 11n1 that constitute the first series body and a connection point between the switching element 11p2 and the switching element 11n2 that constitute the second series body are input to the converter cell 10.
  • the converter cell 10 includes a voltage detector 15 that detects the voltage Vc across the capacitor 12, and a bypass switch 13 connected between the input/output terminals 11a and 11b.
  • a voltage across the capacitor 12 or a zero voltage is output by switching operations of the switching elements 11p1, 11n1, 11p2, and 11n2.
  • the input/output terminals 11a and 11b of the converter cell 10 are short-circuited.
  • each element included in the converter cell 10 is protected from overcurrent generated at the time of a short circuit or the like.
  • each switching element 11 (11p, 11n, 11p1, 11n1, 11p2, 11n2) is, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a GCT (Gate Commutated Turn-off) thyristor.
  • An FWD Freewheeling Diode is connected in anti-parallel to an arc-extinguishing semiconductor switching element.
  • FIGS. 2 and 3 a capacitor such as a film capacitor is mainly used for the capacitor 12.
  • FIG. 1 an example will be described in which the converter cell 10 is configured as the half-bridge cell shown in FIG. 2 and semiconductor switching elements are used as the switching elements 11p and 11n.
  • the converter cells 10 forming the power converter 1 may have the full-bridge configuration shown in FIG.
  • a converter cell other than those shown in FIGS. 2 and 3 for example, a converter cell to which a circuit configuration called a clamped double cell is applied may be used, and the switching elements are also limited to those described above. not a thing
  • FIG. 4 is a diagram showing the internal configuration of control device 30 of power converter 100 according to the first embodiment.
  • the control device 30 includes a basic control section 30A for commanding the output voltage of the converter cell 10 of each arm 20, and a U-phase upper arm control section for generating a gate signal for the arm 20 based on the command from the basic control section 30A.
  • a U-phase upper arm control unit 30BPu, a U-phase lower arm control unit 30BNu, a V-phase upper arm control unit 30BPv, a V-phase lower arm control unit 30BNv, and a W-phase upper arm control unit 30BPw of each phase arm will be described.
  • the W-phase lower arm control unit 30BNw are collectively referred to as the arm control unit 30B.
  • FIG. 5 is a diagram showing the internal configuration of basic control unit 30A according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing an internal configuration of U-phase upper arm control section 30BPu for controlling U-phase upper arm 20 in arm control section 30B according to the first embodiment.
  • the basic control section 30A includes a DC control unit 30A1, an AC control unit 30A2, a voltage balance unit 30A3, an auxiliary circulating current command unit 50, a circulating current control unit 30A4, an arm voltage command generation unit 30A5, and an arm modulation command. It includes a generator 30A6 and a capacitor voltage command generator 30A7. Each of these units will be described below.
  • a DC voltage Vdc which is the voltage between the DC voltage detectors 6P and 6N, and a DC current Idc flowing through the DC circuit side via the positive DC terminal 5P are input to the DC control unit 30A1.
  • DC voltage Vdc is derived from the difference between DC voltage VdcP and DC voltage VdcN respectively detected by DC voltage detectors 6P and 6N.
  • the DC current Idc is derived from arm currents Iarm (IPu, IPv, IPw, INu, INv, INw) detected by the arm current detectors 8P and 8N, as shown in Equation (1), which will be described later.
  • DC control unit 30A1 generates DC voltage command value Vdcref for controlling DC voltage Vdc based on DC voltage Vdc and DC current Idc that are input.
  • AC control unit 30A2 generates AC voltage command values Vacrefu, Vacrefv, and Vacrefw for controlling AC voltages Vac of U-phase, V-phase, and W-phase based on AC voltage Vac and AC current Iac that are input. to generate Note that the AC voltage command values Vacrefu, Vacrefv, and Vacrefw for each phase are collectively referred to as the AC voltage command value Vacref.
  • the voltage balance unit 30A3 generates a circulating current command value Icc* (Iccu*, Iccv*, Iccw*) of the circulating current Icc that is applied to eliminate the imbalance of the voltage sum of the capacitors 12 in each arm 20.
  • the circulating current Icc flows through either the DC circuit connected to the positive DC terminal 5P and the negative DC terminal 5N of the power converter 1 or the AC circuit connected to the AC input/output terminal 7 of the power converter 1. , which circulates between the leg circuits 25 in the power converter 1 without flowing.
  • the voltage balance unit 30A3 adjusts the circulating current command value Icc* so that a circulating current Icc* having a magnitude set for the direct current Idc flows, for example, and performs switching.
  • the integrated value of the power input to and output from the capacitor 12 in one cycle of the AC system is controlled to be zero. Thereby, the imbalance of the voltage Vdc of the capacitor 12 in each arm 20 is eliminated.
  • the auxiliary circulating current command unit 50 calculates auxiliary circulating current command values Iccr* (Iccru*, Iccrv*, Iccrw*) for suppressing voltage ripple, which is pulsation occurring in the voltage sum of the capacitors 12 in each arm 20. Details of the auxiliary circulating current command value Iccr* will be described later.
  • the circulating current control unit 30A4 receives the U-phase, V-phase, and W-phase circulating currents Icc (Iccu, Iccv, Iccw) and the circulating current command values Icc* (Iccu*, Iccv*, Iccw) from the voltage balance unit 30A3. *) and the auxiliary circulating current command value Iccr* (Iccru*, Iccrv*, Iccrw*) from the auxiliary circulating current command section 50 are input.
  • the circulating current Icc is derived from the arm currents Iarm (IPu, IPv, IPw, INu, INv, INw) detected by the arm current detectors 8P and 8N, as shown in Equation (2), which will be described later. Then, the circulating current control unit 30A4 controls the circulating currents of the U phase, the V phase, and the W phase so that the derived circulating current Icc follows the sum of the circulating current command values Icc* and Iccr*. A voltage command value Vccref (Vccrefu, Vccrefv, Vccrefw) is generated.
  • the circulating current Icc is, for example, the U-phase circulating current Iccu, it can be calculated together with the DC current Idc by the following formulas (1) and (2).
  • Arm voltage command generation unit 30A5 generates arm voltage command value Varm* for each arm 20 based on voltage command values Vdcref, Vacref, and Vccref obtained by DC control unit 30A1, AC control unit 30A2, and circulating current control unit 30A4. Generate (VarmPu*, VarmNu*, VarmPv*, VarmNv*, VarmPw*, VarmNw*).
  • the arm modulation command generation unit 30A6 generates a modulation signal karm* for each converter cell 10 in each arm 20 to output a voltage for each arm voltage command value Varm* generated by the arm voltage command generation unit 30A5.
  • karmPu*, karmNu*, karmPv*, karmNv*, karmPw*, karmNw* are calculated for each arm 20 and output.
  • Modulation signal karm* is calculated, for example, by dividing an arm voltage command value Varm* of a given arm 20 by the sum of voltages of capacitors 12 corresponding to that arm 20 and the number of converter cells 10 .
  • Capacitor voltage command generation unit 30A7 generates a capacitor voltage command value Vc* used in arm control unit 30B shown in FIG.
  • Capacitor voltage command value Vc* is, for example, a voltage average value of capacitor voltage Vc1-VcNcell (VcNcell is the Ncell-th capacitor voltage, Ncell is the number of converter cells included in the arm) in one arm.
  • U-phase upper arm control section 30BPu controls the U-phase upper arm 20 .
  • U-phase upper arm control unit 30BPu includes individual cell control units 30BC (30BC-1, 30BC-2, 30BC-3, . . . 30BC-Ncell).
  • the individual cell control unit 30BC-1 adjusts the capacitor voltage Vdc of the converter cell 10 in the U-phase upper arm 20 in response to the modulation command karmPu* for the U-phase upper arm 20 sent from the basic control unit 30A. Add the voltage fluctuation in the control that suppresses the variation.
  • the control of variation suppression by the individual cell control unit 30BC-1 is, for example, for the capacitor voltage command value Vc* (VcPu*) output by the capacitor voltage command generation unit 30A7, the capacitor voltage value of the corresponding converter cell 10 It is a proportional control that determines the amount of voltage fluctuation for following Vc.
  • the individual cell control unit 30BC generates the gate signals gsp (gsp1, gsp2, gsp3 . . . gspncell) of the upper switching elements 11p in the half bridge configuration of FIG. Generate gsn (gsn1, gsn2, gsn3... gsnncell).
  • FIG. 7 is a diagram showing the configuration of the auxiliary circulating current command section 50 according to Embodiment 1.
  • the auxiliary circulating current command section 50 includes a voltage ripple estimation section 51 and a comparison section 55 .
  • the voltage ripple estimator 51 estimates the voltage ripple of the capacitor voltage value Vc from the active power and reactive power exchanged in the power converter 1, as described below.
  • the AC voltage Vac of the three-phase AC circuit 2 is three-phase balanced, and the AC voltage of the AC input/output terminals (7u, 7v, 7w) of the power converter 1 is Vacsu , Vacsv, and Vacsw (collectively Vacs, phase voltage peak value Vacsp).
  • the DC component of the voltage Varm output by the arm 20 is Varmdc
  • the peak value of the AC component is Varmac
  • the angular frequency of the AC component is ⁇ .
  • the voltage Varm output by the arm 20 is represented by the following equation (3).
  • the circulating current Icc is an alternating current having a peak value Iz that oscillates at a frequency that is an even multiple of the fundamental wave of the alternating voltage Vac, excluding a multiple of 3, and a phase difference ⁇ z with respect to the alternating voltage Vacs. That is, when the circulating current Icc includes an AC component that oscillates at twice the frequency of the fundamental wave, the circulating current Icc is expressed by the following equation (5).
  • Equation (8) the fundamental wave component of the AC voltage Vac is dominant, so considering the energy fluctuation ⁇ Warm1f extracted only from this fundamental wave component, it can be expressed as Equation (8) below.
  • a and ⁇ are expressed by the following formulas (9) and (10) respectively.
  • Iacp is the line current peak value of the alternating current Iac.
  • the energy variation ⁇ Warm1f in one cycle of the AC system voltage Vac has a maximum value of A and a minimum value of -A.
  • the capacitor voltage corresponding to the maximum value A is VCMAX
  • the capacitor voltage corresponding to the minimum value -A is VCMIN.
  • a predetermined threshold range determined by the rated voltage, dielectric strength voltage, operating minimum voltage of the control device 30, or the like in each element such as a semiconductor element constituting the power converter 1 is defined as a first threshold range VCTH1 ( Upper limit value VCTHU1 and lower limit value VCTHL1).
  • the converter can operate without problems. That is, when VCMAX ⁇ VCTHU1 and VCMIN>VCTHL1 are satisfied in a state in which no circulating current containing an AC component having a frequency that is an even multiple of the frequency of the AC fundamental wave other than a multiple of 3 is supplied, this circulating current does not need to flow.
  • the above Iarmdc,CDCmac, and ⁇ pf are determined by the active power and reactive power that the power converter 1 accommodates.
  • the power converter 1 used in HVDC (High Voltage Direct Current), BTB, etc. often has few opportunities to output maximum active power and reactive power.
  • Active power and reactive power are small Since the capacitor voltage ripple becomes smaller as the value increases, when the active power and reactive power are small, the advantage of suppressing the voltage ripple is rather the disadvantage of increased loss due to the circulating current Icc, which contains an AC component having an even-numbered frequency. Accordingly, control device 30 of the present embodiment determines whether or not circulating current Icc that suppresses the voltage ripple of capacitor 12 is allowed to flow by performing the control described below.
  • Voltage ripple estimating unit 51 of the present embodiment calculates energy fluctuation amount ⁇ Warm1f in each arm 20 from the active power and reactive power that interchange power converter 1, as shown in the above formulas (1) to (10). to calculate This energy variation ⁇ Warm1f corresponds to the voltage ripple of each capacitor 12, and the voltage ripple of the capacitor 12 can be estimated by calculating the energy variation ⁇ Warm1f. As shown in FIG. 7 , the peak maximum value Vcmax and minimum value Vcmin of the voltage ripple of the capacitor 12 estimated by the voltage ripple estimation unit 51 are output to the comparison unit 55 .
  • the comparison unit 55 compares the estimated maximum value Vcmax and minimum value Vcmin of the capacitor voltage ripple with the above-described first threshold value range VCTH1 (upper limit VCTHU1, lower limit VCTHL1). When the maximum value Vcmax and the minimum value Vcmin of the voltage ripple of the capacitor 12 exceed the first threshold range VCTH1, the comparison unit 55 detects an alternating current having a frequency that is an even multiple excluding a multiple of 3 with respect to the alternating voltage fundamental wave. It is determined to enable the first control mode for controlling the circulating current Icc so that the component is included.
  • the generated auxiliary circulating current command value Iccr* is input to the circulating current control section 30A4 as shown in FIG.
  • Circulating current control unit 30A4 generates circulating voltage command value Vccref such that circulating current Icc follows the sum of circulating current command value Icc* and auxiliary circulating current command value Iccr*.
  • Vccref circulating voltage command value
  • the voltage ripple of the capacitor 12 is controlled to be within the first threshold range VCTH1.
  • the phase ⁇ cc of the AC component included in the circulating current Icc is not only set to ⁇ (the first phase ⁇ cc1), but also the above equation (8) is, for example, VarmacIz/2, the energy variation .DELTA.Warm1f can be brought closest to 0, and the voltage ripple can be reduced most.
  • the circulating current Icc having such an amplitude is caused to flow, the effective value of the current increases and the loss generated in the switching element 11 and the like increases.
  • the control device 30 controls the voltage value of the capacitor voltage value Vc when the first control mode is executed so that the voltage value of the capacitor voltage value Vc becomes the first threshold value
  • the amplitude of the AC component included in the circulating current Icc is adjusted so that it falls within the range VCTH1 and the power loss of the power converter 1 when the first control mode is executed falls within the set allowable range. adjust.
  • control device 30 adjusts the amplitude of the AC component included in the circulating current Icc so as to reduce the voltage ripple of the capacitor voltage value Vc without significantly increasing the loss of the power converter 1 .
  • the comparison unit 55 disables the first control mode. Disable *.
  • the circulating current control unit 30A4 controls the circulating current Icc that is passed through each phase to eliminate the imbalance of the voltage sum of the capacitor 12 so as not to include the AC component.
  • the first threshold range VCTH1 may be a value corresponding to the total value of the capacitor voltages Vc in each arm 20, or may be a value corresponding to an average value.
  • a leg circuit is provided for each AC phase, wherein a pair of arms comprising a plurality of serially connected converter cells each having an energy storage element and a plurality of semiconductor elements are connected in series with each other, and the leg circuit is between positive and negative DC terminals.
  • a power conversion device comprising: power converters connected in parallel to perform power conversion between multi-phase alternating current and direct current; and a control unit for controlling the power converters, The control unit so that the circulating current circulating between the leg circuits of each phase in the power converter includes an AC component having a frequency that is an even multiple of the frequency of the AC fundamental wave, excluding a multiple of 3; having a first control mode that controls the circulating current; determining whether the first control mode is enabled or disabled based on the voltage value of the energy storage element; It is.
  • each arm experiences power pulsation within one period of the fundamental wave.
  • the control unit of the present embodiment is configured such that the circulating current circulating between the leg circuits of each phase contains an alternating current component having a frequency that is an even multiple of the frequency of the alternating current fundamental wave, excluding a multiple of 3. , has a first control mode for controlling the circulating current. Furthermore, the control unit determines whether the first control mode is valid or invalid based on the voltage value of the energy storage element. In this way, the first control for including the even-order AC component in the circulating current can be switched between enabled and disabled based on the voltage value of the energy storage element.
  • the first control mode when the power converter is operated with small active power and small reactive power, the voltage ripple of the energy storage element is small, and there is no need to reduce the voltage ripple, the first control mode can be disabled. .
  • the first control mode in which the circulating current for suppressing the voltage ripple is allowed to flow, can be enabled only when the suppression of the voltage ripple is required, so that the loss increase due to the current increase can be minimized. In this way, the voltage ripple in the capacitor can be reduced without significantly increasing the losses of the power converter.
  • the control unit determining that the first control mode is valid and executing the first control mode when the voltage value of the energy storage element exceeds a set first threshold range;
  • the first threshold range is set at or below the rated voltage of the energy storage element, It is.
  • the controller compares the voltage value of the energy storage element with a set first threshold range and activates the first control mode only if this first threshold range is exceeded.
  • the first threshold range is set at least below the rated voltage of the energy storage element.
  • the response of the control for example
  • the first control mode may be executed in consideration of the fact that it takes time for the circulating current to flow due to a delay in performance.
  • the first threshold is set according to the need to reduce the voltage ripple and the power loss when executing control to reduce the voltage ripple. In this way, it is possible to reduce the voltage ripple in the capacitor while reliably suppressing a large increase in the loss of the power converter.
  • the value may be set according to the loss estimated when the first control mode is executed.
  • the control unit In the first control mode, the phase of the AC component included in the circulating current is adjusted to the first phase so that the voltage value of the energy storage element is within the first threshold range when the first control mode is executed. do, It is.
  • the circulating current with the highest effect of canceling the voltage ripple can be obtained. can flow. As a result, it is possible to suppress the flow of excessive circulating current and efficiently minimize the increase in loss accompanying the increase in current.
  • the control unit Adjusting the amplitude of the AC component included in the circulating current in the first control mode so that the voltage value of the energy storage element is within the first threshold range when the first control mode is executed; It is.
  • phase of the AC component adjusted by the control unit when the first control mode is executed is determined based on the active power of the power converter and the energy variation of the energy storage element derived based on the reactive power. Ru It is.
  • the energy fluctuation of the energy storage element can be quickly and accurately controlled by using the estimated value derived based on the active power and reactive power of the power converter.
  • Embodiment 2 the second embodiment of the present application will be described with reference to the drawings, focusing on the points different from the first embodiment. Parts similar to those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
  • the AC voltage Vac is three-phase balanced, and the energy variation ⁇ Warm1f is derived based on the active power and reactive power to be exchanged in the power converter 1, and the voltage of the capacitor voltage value Vc Estimated ripple. Then, whether the first control is valid or invalid is determined based on whether or not the estimated value of the pulsating capacitor voltage value Vc exceeds the first threshold range VCTH1.
  • the magnitude of the voltage ripple of the capacitor voltage value Vc of each arm 20 is the same for each arm 20 .
  • the magnitude of the voltage ripple may differ in each arm 20, and may change over time.
  • the capacitor voltage value Vc is actually detected by the voltage detector 15 of each converter cell 10 and totaled for each arm 20 . Then, the detected capacitor voltage values VcarmPu, VcarmNu, VcarmPv, VcarmNv, VcarmPw, and VcarmNw of each arm 20 are compared with a first threshold range VCTH1 (upper limit VCTHU, lower limit VCTHL) to enable the first control. Determines whether to enable or disable.
  • a first threshold range VCTH1 upper limit VCTHU, lower limit VCTHL
  • FIG. 8 is a diagram showing the internal configuration of basic control unit 230A according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing the configuration of auxiliary circulating current command section 250 shown in FIG.
  • the auxiliary circulating current command unit 250 included in the basic control unit 230A of the present embodiment differs from the basic control unit 30A of the first embodiment in that the active and reactive powers that exchange the power converter 1 are The DC current Idc, DC voltage Vdc, AC current Iac, and AC voltage Vac for estimating the voltage of the capacitor voltage value Vc are not input, and the capacitor voltage value Vc (Vc1 , Vc2 . . . VcNcell) are input.
  • the auxiliary circulating current command unit 250 includes a voltage summation unit 252, a threshold selection unit 253, a comparison unit 255, a signal holding unit 254, a phase determination unit 256, and a voltage ripple suppression mode management unit 257. , a circulating current phase calculator 258 , and an auxiliary circulating current command value generator 259 . Operations of these units will be described below with reference to FIG.
  • the detected value of the capacitor voltage value Vc input to the auxiliary circulating current command section 250 may be an average value of the detected values of the capacitor voltage value Vc of each arm 20 or a numerical value corresponding thereto.
  • the sum VcarmPu, VcarmNu, VcarmPv, VcarmNv, VcarmPw, and VcarmNw of the capacitor voltage values Vc of each arm 20 (when representing the sum of the capacitor voltage values Vc of one arm 20, Vcarm described as) is used.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of auxiliary circulating current command section 250 according to the second embodiment. This figure shows two cycles of the k-th cycle in which the AC fundamental wave exists and the k+1-th cycle, which is one cycle after the k-th cycle. In order to simplify the drawing, only the waveform of one U-phase arm 20 among the plurality of arms 20 provided in the power converter 1 is shown.
  • the lower limit value VCTHL1 for each phase is a first value VCTHL-P1, which is a constant value predetermined by the threshold selection unit 253, and the arm voltage command
  • the value is adjusted for each phase so as to be the larger of the value Varm*. Therefore, as shown in the k-th cycle in FIG. 10, the lower limit value VCTHL1 of the first threshold range VCTH1 is the same value as the arm voltage command value Varm* in the phase near the upper peak of the arm voltage command value Varm*. The value changes for each phase so that
  • the voltage summation unit 252 outputs the sum of the capacitor voltage values Vc in the arm 20 as the arm capacitor voltage sum Vcarm.
  • the output arm capacitor voltage sum Vcarm is input to the comparator 255 .
  • the comparison unit 255 compares the arm capacitor voltage sum Vcarm with the set first threshold range VCTH1.
  • the comparator 255 outputs the signal CCsig as 1 when Vcarm>VCTHU1 or Vcarm ⁇ VCTHL1, that is, when the arm capacitor voltage sum Vcarm exceeds the first threshold range VCTH1. Note that the comparison unit 255 outputs the signal CCsig as 0 when the arm capacitor voltage sum Vcarm is equal to or less than the first threshold range VCTH1.
  • the signal holding unit 254 receives the signal CCsig output from the comparing unit 255 and the phase information ⁇ PLL indicating the phase of the AC voltage Vac obtained from the AC system.
  • the arm capacitor voltage sum Vcarm falls below the lower limit value VCTHL1 of the first threshold range VCTH1 and the signal CCsig becomes 1.
  • the holding signal CCkeep in the signal holding unit 254 becomes 1. After that, even if the hold signal CCsig becomes 0, CCkeep is kept at 1 until ⁇ PLL becomes 0.
  • the signal holding unit 254 When the phase information ⁇ PLL becomes 0, that is, when the k-th cycle of the AC voltage Vac has passed, the signal holding unit 254 resets the holding signal CCkeep to 0, and changes the value of the holding signal CCkeep immediately before the reset to the voltage ripple. Output to suppression mode management unit 257 . Since the hold signal CCkeep is reset to 0 instantaneously, the waveform when the hold signal CCkeep is reset is omitted in FIG. 10 for the sake of simplification of the drawing.
  • the voltage ripple suppression mode management unit 257 outputs the holding signal CCkeep as the signal mode for one period (k+1 period) of the fundamental wave after the reset.
  • the output signal mode is multiplied by the voltage ripple suppression circulating current peak value Iccaux and output as the signal Iccp.
  • the output signal Iccp is input to the auxiliary circulating current command value generator 259 .
  • Auxiliary circulating current command value generation unit 259 generates the AC voltage fundamental wave based on the input signal Iccp and the first phase ⁇ cc1 of the AC component included in the circulating current Icc output from circulating current phase calculating unit 258.
  • an auxiliary circulating current command value Iccr* that enables the first control for controlling the circulating current Icc so that the AC component having the frequency of even multiples other than the multiples of 3 is included is calculated.
  • the k+1th period is basically the same as the kth period. However, when the signal CCkeep becomes 1 in the k period, the signal mode becomes 1 in the k+1 period and the first control becomes effective. Then, the ripple suppression circulating current Iccr flows in the k+1 cycle, and the voltage ripple of the arm capacitor voltage sum Vcarm is reduced.
  • the arm capacitor voltage sum Vcarm is the first The threshold range VCTH1 is not exceeded.
  • the signal mode does not become 1 and the ripple suppression circulating current Iccr stops flowing in the k+2 period, and the capacitor voltage ripple returns to its original state and again exceeds the first threshold range VCTH1.
  • the ripple suppression circulating current flows, and the first control is switched between valid and invalid every other cycle. Therefore, the capacitor voltage ripple may or may not be suppressed for each cycle of the AC voltage Vac. Therefore, it is necessary to newly set the threshold range in the cycle when the ripple suppression circulating current Iccr containing the AC component is flowing with the first control enabled.
  • the threshold range used in the comparison unit 255 is a first threshold range VCTH1 and a second threshold range having a range smaller than the first threshold range VCTH1 by the set adjustment value.
  • VCTH2 and VCTH2 are configured to be switchable. That is, the second threshold range VCTH2 is set as an upper limit value VCTHU2 ( ⁇ VCTHU1) and a lower value VCTHL2 (>VCTHL1). In this way, in the k+1th cycle, the period in which Vcarm>VCTHU2 and Vcarm ⁇ VCTHL2 exists even in the k+1st cycle, so that the signal mode becomes 1, and the first control mode is valid in the k+2nd cycle and thereafter.
  • the first control mode is disabled.
  • the estimated voltage ripple is , a highly accurate value that does not differ significantly from the actual voltage ripple. Therefore, in the first embodiment, once it is determined whether the first control is valid or invalid, this determination can be made unnecessary in subsequent cycles.
  • the capacitor voltage value Vc is actually detected by the voltage detector 15 of each converter cell 10 in consideration of the fact that the reverse-phase voltage, the harmonic voltage, and the like are superimposed on the capacitor voltage value Vc. Detecting. As described above, when based on actual measurements in this way, the magnitude of the detected voltage ripple of capacitor 12 may change over time, for example, until the operation of power converter 1 stabilizes.
  • the circulating current phase calculation unit 258 calculates the circulating current Icc, which has the highest effect of canceling the estimated voltage ripple, after the k+1 cycle when the first control mode is enabled, and calculates the phase and amplitude of the alternating current component as the cycle. You can adjust each time.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the operation of auxiliary circulating current command section 250 according to the second embodiment.
  • the signal CCsig output from the signal holding unit 254 and the threshold value VCTHL used in the comparison unit 255 are input to the phase determination unit 256 .
  • the signal ph for determining the phase of the circulating current command value Iccr* generated in the auxiliary circulating current command value generator 259 is output.
  • the phase determination unit 256 sets the signal ph to 1 when Vcarm ⁇ VCTHL1 and the value of VCTHL1 at that time is the value of the arm voltage command value Varm* itself, and sets the signal ph to 0 otherwise. That is, as shown at phase ⁇ 2 in FIG. 11, 1 is output when the capacitor voltage sum Vcarm of the arm 20 becomes equal to the arm voltage command value Varm*.
  • the circulating current phase calculation unit 258 calculates the sum of the arm capacitor voltages Vcarm and The phase (second phase ⁇ cc2) of the circulating current Icc that maximizes the difference from the arm voltage command value Varm* is set.
  • the value of the second phase .theta.cc2 can be predetermined since it is approximately the same at all times.
  • the energy fluctuation amount ⁇ Warm shown in the equation (8) of Embodiment 1 is set to a second phase ⁇ cc2 such that it increases on the positive value side, for example, about ⁇ 3 ⁇ /4 to ⁇ /2.
  • a constant value should be set.
  • the phase determination unit 256 may output a signal ph indicating an instruction to switch the second phase ⁇ cc2 to the first phase ⁇ cc1 indicated by equation (10) of the first embodiment.
  • each converter cell 10 of the arm 20 is provided with the voltage detector 15 .
  • the voltage detector 15 may be provided in at least one converter cell 10 included in each arm 20 .
  • Control device 30 may then determine whether the first control mode is valid or invalid based on capacitor voltage value Vc in at least one arm 20 detected by voltage detector 15 .
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of hardware of the control device 30 according to the second embodiment.
  • the control device 30 is composed of a processor 31 and a storage device 32, as shown in FIG. 12 as an example of hardware.
  • the storage device includes a volatile storage device such as a random access memory and a non-volatile auxiliary storage device such as a flash memory.
  • an auxiliary storage device such as a hard disk may be provided instead of the flash memory.
  • the processor 31 executes programs input from the storage device 32 . In this case, the program is input from the auxiliary storage device to the processor 31 via the volatile storage device. Further, the processor 31 may output data such as calculation results to the volatile storage device of the storage device 32, or may store the data in the auxiliary storage device via the volatile storage device.
  • the control unit adjusting the lower limit value for each phase of the first threshold range to be the larger value of a preset constant first value and the AC voltage command value for the arm, It is.
  • the lower limit value of the first threshold range for each phase is adjusted for each phase so as to be the larger value of the constant first value and the arm AC voltage command value. Therefore, for example, if the first value VCTHL-P1 is set to a value below the upper peak value of the arm AC voltage command value, the lower limit value VCTHL1 of the first threshold range is near the upper peak of the arm AC voltage command value. Otherwise, it will be the first value VCTHL-P1 below this peak. In this way, the lower limit value of the first threshold range need not always be higher than the arm AC voltage command value. , the loss increase can be suppressed.
  • the magnitude of the voltage ripple may differ in each arm 20 due to the negative phase voltage, harmonic voltage, etc., and may also change over time.
  • the lower limit value of the first threshold range is set so as not to be always higher than the arm AC voltage command value. You can secure a large margin between the value. Thereby, even if the magnitude of the voltage ripple changes with time, the first control is unnecessarily enabled, and it is possible to suppress unnecessary circulating current from flowing.
  • Such setting of the lower limit value for each phase in the first threshold range can be similarly applied to the power converter of the first embodiment.
  • the control unit When the peak value of the pulsation of the voltage value of the energy storage element becomes the same as the AC voltage command value for the arm, in the first control mode, the peak value of the pulsation of the voltage value of the energy storage element becomes Adjusting the phase of the AC component included in the circulating current to a second phase so that the magnitude of the energy fluctuation of the energy storage element in the phase that is the same as the AC voltage command value increases toward the positive value side; It is.
  • the magnitude of the energy fluctuation of the energy storage element in the phase exceeding the lower limit value of the first threshold increases toward the positive value side, that is, the phase at which the first threshold and the capacitor voltage are the same.
  • the phase of the AC component included in the circulating current is adjusted to the second phase in which the capacitor voltage value increases on the positive side.
  • a large control margin can be ensured even in phases where the control margin is small.
  • an unnecessary circulating current is not caused to flow, and an increase in loss can be suppressed.
  • overmodulation due to the arm voltage command value becoming larger than the capacitor voltage can be prevented.
  • a second threshold range having a range smaller than the first threshold range by a set adjustment value is provided;
  • the control unit When the voltage value of the energy storage element exceeds the first threshold range in the k-th cycle of the fundamental wave of the multi-phase alternating current, the first control is performed in the k+1-th cycle, which is one cycle after the k-th cycle.
  • a second threshold range is provided that has a range smaller than the first threshold range by the set adjustment value. Then, when the voltage value of the energy storage element exceeds the first threshold range in the k-th cycle of the AC fundamental wave, the first control mode is executed in the k+1-th cycle after that, and a new second threshold range is set. set. Then, when the voltage value of the energy storage element exceeds the second threshold range in the k+1th cycle during the execution of the first control mode, the execution of the first control mode in the k+1th cycle is canceled in the k+2th cycle after the k+1th cycle. Continue with the eyes. That is, the circulating current is controlled such that the phase and amplitude values of the alternating current component contained in the circulating current that flowed in the k+1 cycle are maintained thereafter.
  • the first control mode is enabled from the k+2 cycle onwards, preventing chattering in which the first control mode is repeatedly enabled and disabled in each cycle, thereby stabilizing the power converter.
  • the circulating current Icc having the phase and amplitude that are most effective in canceling the capacitor voltage ripple, which is determined in the k+1 cycle, can be continuously flowed in the k+2 and subsequent cycles, the circulating current Icc is It is possible to prevent the included AC component from switching every cycle, and stabilize the power converter.
  • the control unit when executing the first control mode, Disabling the first control mode when the voltage value of the energy storage element does not exceed the second threshold range in at least one cycle after the k+1-th cycle of the multi-phase alternating current fundamental wave; It is.
  • a voltage detector for detecting a voltage value of the energy storage element in at least one of the converter cells included in each arm; The control unit determines whether the first control mode is enabled or disabled based on the voltage value of the energy storage element in at least one of the arms detected by the voltage detector. It is.
  • 1 power converter 10 converter cell, 5P positive DC terminal, 5N negative DC terminal, 12 capacitor (energy storage element), 11p, 11n, 11p1, 11n1, 11p2, 11n2 switching element (semiconductor element), 20, 20Pu, 20Pv, 20Pw, 20Nu, 20Nv, 20Nw arm, 25, 25u, 25v, 25w leg circuit, 30 control device (control unit), 100 power conversion device.

Landscapes

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Abstract

電力変換装置（１００）の制御部（３０）は、電力変換器（１）内において各相のレグ回路（２５）間を循環する循環電流（Ｉｃｃ）に、交流の基本波の周波数に対して３の倍数を除いた偶数倍の周波数を有する交流成分が含まれるように、当該循環電流（Ｉｃｃ）を制御する第１制御モードを有し、エネルギー蓄積要素（１２）の電圧値に基づいて、第１制御モードの有効あるいは無効を判定するものである。　

Description

電力変換装置
　本願は、電力変換装置に関するものである。
　近年、電力系統などの高圧系統に適用される高電圧、大容量の電力変換装置として、コンデンサをそれぞれ備える複数台の変換器セルを直列多重接続して構成するマルチレベル変換器を用いた電力変換装置の実用化が図られている。この電力変換器は、モジュラマルチレベル変換器（ＭＭＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ　Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ　Ｃоｎｖｅｒｔｅｒ）方式、または、カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ：Ｃａｓｃａｄｅｄ　Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式などと呼ばれる。
　上記のような複数台の変換器セルを直列多重接続した電力変換器において、各変換器セルにはそれぞれコンデンサが含まれるが、コンデンサは各変換器セルを大きくする要因の一つであり、小型化が求められる。コンデンサの小型化には静電容量を低減する必要があるが、静電容量を小さくすることでコンデンサに印加される電圧の脈動は大きくなる。このコンデンサにおける電圧脈動を抑制するために、以下のような電力変換装置が開示されている。
　即ち、従来の電力変換装置は、三相交流のそれぞれの相に対応して設けられる三つのアームユニットを備える。各アームユニットは、蓄電部とスイッチング素子とを含む少なくとも一つの変換器を有する。電力変換装置の制御部は、三相交流の周波数の偶数倍の周波数成分が含まれる補助循環電流が、アームユニットに流れる循環電流に加わるように、スイッチング素子を制御する（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１８－１９６２３７号公報
　しかしながら上記のような従来の電力変換装置では、補助循環電流を流すことでコンデンサにおける電圧脈動は抑制されるという利点はあるものの、電力変換装置の運転状態によっては、電力変換装置の電力損失が増大するという損失の方が大きくなる場合があるという課題があった。
　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、電力損失を大きく増加させることなく、コンデンサにおける電圧脈動を低減できる電力変換装置を提供することを目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、
エネルギー蓄積要素と複数の半導体素子とを有する変換器セルを複数直列して備える一対のアームが互いに直列接続されたレグ回路を交流の各相にそれぞれ備え、該レグ回路が正負の直流端子間に並列接続されて、複数相の交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、該電力変換器を制御する制御部と、を備えた電力変換装置において、
前記制御部は、
前記電力変換器内において各相の前記レグ回路間を循環する循環電流に、前記交流の基本波の周波数に対して３の倍数を除いた偶数倍の周波数を有する交流成分が含まれるように、該循環電流を制御する第１制御モードを有し、
前記エネルギー蓄積要素の電圧値に基づいて、前記第１制御モードの有効あるいは無効を判定する、
ものである。
　本願に開示される電力変換装置によれば、電力損失を大きく増加させることなく、コンデンサにおける電圧脈動を低減できる電力変換装置が得られる。
実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１による電力変換器が備える変換器セルの回路構成の一例を示す図である。 実施の形態１による電力変換器が備える変換器セルの回路構成の一例を示す図である。 実施の形態１による電力変換装置の制御装置の内部構成を表わす図である。 実施の形態１による基本制御部の内部構成を表わす図である。 実施の形態１によるアーム制御部の内部構成を表わす図である。 実施の形態１による補助循環電流指令部の構成を示す図である。 実施の形態２による基本制御部の内部構成を表わす図である。 実施の形態２による補助循環電流指令部の構成を示す図である。 実施の形態２による補助循環電流指令部の動作を説明するための図である。 実施の形態２による補助循環電流指令部の動作を説明するための図である。 実施の形態２による制御装置のハードウエアの一例を示す図である。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１による電力変換装置１００の概略構成を示すブロック図である。
　電力変換装置１００は、交流系統である複数相の交流回路と、直流系統としての直流回路との間に設けられて、これら両回路間で、交流から直流への変換、またはその逆変換を行う電力変換器１と、この電力変換器１を制御する制御部としての制御装置３０と、を備える。
　電力変換器１は、以下にその構成を説明するように、複数台の変換器セルを直列多重接続して構成するモジュラーマルチレベル変換器である。なお、「変換器セル」は、「サブモジュール」、「ＳＭ」、または「単位変換器」とも呼ばれる。
　電力変換器１は、直流回路の高電位側と低電位側との間において、交流回路を構成する複数相の各々に設けられる複数のレグ回路を備える。本実施の形態では、図１に示すように、交流回路２が３相交流系統である場合が示され、高電位側の正極直流端子５Ｐと低電位側の負極直流端子５Ｎとの間において並列に接続された３つのレグ回路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗが、各相ｕ、ｖ、ｗにそれぞれ対応して設けられている。
　以降、各相のレグ回路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗのそれぞれを区別せず総称する場合、あるいは任意のものを示す場合は、レグ回路２５と記載する。
　各相のレグ回路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗは、直流回路の高電位側と低電位側にそれぞれ接続される一対のアームを備える。具体的には、各相のレグ回路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗは、正極直流端子５Ｐから交流入出力端子７ｕ、７ｖ、７ｗまでの高電位側の上アーム２０Ｐｕ、２０Ｐｖ、２０Ｐｗと、負極直流端子５Ｎから交流入出力端子７ｕ、７ｖ、７ｗまでの低電位側の下アーム２０Ｎｕ、２０Ｎｖ、２０Ｎｗと、を備える。
　上アーム２０Ｐｕ、２０Ｐｖ、２０Ｐｗと、下アーム２０Ｎｕ、２０Ｎｖ、２０Ｎｗとは、各相において互いに直列接続され、その接続点である交流入出力端子７ｕ、７ｖ、７ｗは、変圧器３を介して交流回路２にそれぞれ接続される。
　以降、各相のレグ回路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗのそれぞれを区別せず総称する場合、あるいは任意のものを示す場合は、レグ回路２５と記載する。同様に、各相の交流入出力端子７ｕ、７ｖ、７ｗのそれぞれを区別せず総称する場合、あるいは任意のものを示す場合は、交流入出力端子７と記載する。
　また、各レグ回路２５に共通に接続された正極直流端子５Ｐおよび負極直流端子５Ｎは、図示しない直流回路に接続される。直流回路は、例えば、直流送電網などを含む直流電力系統または他の電力変換装置などである。後者の場合は、２台の電力変換装置を連結することによって定格周波数などが異なる交流電力系統間を接続するためのＢＴＢ（Ｂａｃｋ　ｔｏ　Ｂａｃｋ）システムが構成される。
　以下、レグ回路２５の詳細な構成について、Ｕ相に設けられるレグ回路２５ｕを代表として説明する。Ｖ相に設けられるレグ回路２５ｖと、Ｗ相に設けられるレグ回路２５ｗに関しては、Ｕ相のレグ回路２５ｕと同様の構成を有するため、説明を省略する。
　Ｕ相に設けられるレグ回路２５ｕの上アーム２０Ｐｕは、カスケード接続された複数の変換器セル１０（１０＿１～１０＿Ｎｃｅｌｌ）と、これら変換器セル１０に直列接続されるリアクトル４Ｐｕとを含む。ここでは、上アーム２０Ｐｕに含まれる変換器セル１０の個数をＮｃｅｌｌとして示す。但し、Ｎｃｅｌｌ≧２とする。
　また、Ｕ相に設けられるレグ回路２５ｕの下アーム２０Ｎｕは、カスケード接続された複数の変換器セル１０（１０＿１～１０＿Ｎｃｅｌｌ）と、これら変換器セル１０に直接接続されるリアクトル４Ｎｕとを含む。ここでは、下アーム２０Ｎｕに含まれる変換器セル１０の個数をＮｃｅｌｌとして示す。但し、Ｎｃｅｌｌ≧２とする。
　以降の説明において、上記変換器セル１０＿１～１０＿Ｎｃｅｌｌを総称して、変換器セル１０と記載する場合もある。なお、変換器セル１０の要素を示すインデックスｊ（１～Ｎｃｅｌｌ）は、電力変換器１内における変換器セル１０の物理的な配置とは関係しない。
　なお、リアクトル４Ｐｕが挿入される位置は、上アーム２０Ｐｕのいずれの位置であってもよく、また、リアクトル４Ｎｕが挿入される位置は、下アーム２０Ｎｕのいずれの位置であってもよい。また、リアクトル４Ｐｕ、４Ｎｕは、それぞれ複数個あってもよい。また、リアクトル４Ｐｕ、４Ｎｕのインダクタンス値は互いに異なっていてもよい。さらには、上アーム２０Ｐｕのリアクトル４Ｐｕ、もしくは、下アーム２０Ｎｕのリアクトル４Ｎｕの、いずれか一方のみを設ける構成としてもよい。
　また、図１に示した変圧器３を用いる代わりに、図示しない連系リアクトルを介して、各レグ回路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗを交流回路２に接続する構成としても良い。さらに、電力変換器１の交流入出力端子７ｕ、７ｖ、７ｗに代えて、レグ回路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗにそれぞれ一次巻線を設け、この一次巻線と磁気結合する二次巻線を介してレグ回路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗを変圧器３または上記連系リアクトルに交流的に接続するようにしても良い。すなわち、各レグ回路２５ｕ、２５ｖ、２５ｗは、交流入出力端子７ｕ、７ｖ、７ｗ、または上記一次巻線および二次巻線などの接続部を介して電気的に、即ち、直流的または交流的に、交流回路２に接続される。
　電力変換装置１００は、さらに、制御に使用される電流、電圧等の電気量を計測する各検出器として、交流電圧検出器９Ａと、交流電流検出器９Ｂと、直流電圧検出器６Ｐ、６Ｎと、各レグ回路２５に設けられたアーム電流検出器８Ｐ、８Ｎ（８Ｐｕ、８Ｎｕ、８Ｐｖ、８Ｎｖ、８Ｐｗ、８Ｎｗ）と、を含む。これらの検出器によって検出された各電気量を示す信号は、それぞれ制御装置３０に入力される。
　なお、図１では図解を容易にするために、各検出器から制御装置３０に入力される信号の信号線と、制御装置３０および各変換器セル１０間で入出力される信号の信号線は、一部まとめて記載しているが、実際には各検出器および各変換器セル１０に設けられる。また、各変換器セル１０と制御装置３０との間の信号線は、送信用と受信用とが別個に設けられても良い。信号線は、たとえば光ファイバによって構成される。
　以下、これら検出器について具体的に説明する。
　交流電圧検出器９Ａは、交流系統のＵ相の交流電圧Ｖａｃｕ、Ｖ相の交流電圧Ｖａｃｖ、およびＷ相の交流電圧Ｖａｃｗを検出する。以下の説明では、交流電圧Ｖａｃｕ、Ｖａｃｖ、およびＶａｃｗを総称して交流電圧Ｖａｃと記載する。
　交流電流検出器９Ｂは、交流系統のＵ相の交流電流Ｉａｃｕ、Ｖ相の交流電流Ｉａｃｖ、およびＷ相の交流電流Ｉａｃｗを検出する。以下の説明では、交流電流Ｉａｃｕ、Ｉａｃｖ、およびＩａｃｗを総称して交流電流Ｉａｃと記載する。
　直流電圧検出器６Ｐは、正極直流端子５Ｐの直流電圧ＶｄｃＰを検出する。また、直流電圧検出器６Ｎは、負極直流端子５Ｎの直流電圧ＶｄｃＮを検出する。直流電圧ＶｄｃＰと直流電圧ＶｄｃＮとの差を直流電圧Ｖｄｃとする。
　Ｕ相用のレグ回路２５ｕに設けられたアーム電流検出器８Ｐｕおよび８Ｎｕは、上アーム２０Ｐｕに流れる上アーム電流ＩＰｕ、および下アーム２０Ｎｕに流れる下アーム電流ＩＮｕをそれぞれ検出する。
　Ｖ相用のレグ回路２５ｖに設けられたアーム電流検出器８Ｐｖおよび８Ｎｖは、上アーム２０Ｐｖに流れる上アーム電流ＩＰｖ、および下アーム２０Ｎｖに流れる下アーム電流ＩＮｖをそれぞれ検出する。
　Ｗ相用のレグ回路２５ｗに設けられたアーム電流検出器８Ｐｗおよび８Ｎｗは、上アーム２０Ｐｗに流れる上アーム電流ＩＰｗ、および下アーム２０Ｎｗに流れる下アーム電流ＩＮｗをそれぞれ検出する。
　以下の説明では、上アーム電流ＩＰｕ、ＩＰｖ、ＩＰｗを総称して上アーム電流ＩａｒｍＰと記載する。また、下アーム電流ＩＮｕ、ＩＮｖ、ＩＮｗを総称して下アーム電流ＩａｒｍＮと記載する。また、上アーム電流ＩａｒｍＰと下アーム電流ＩａｒｍＮとを総称してアーム電流Ｉａｒｍと記載する。
　以下、各アーム２０を構成する変換器セル１０の構成について説明する。
　図２は、実施の形態１による電力変換器１が備える変換器セル１０の回路構成の一例を示す図である。
　図３は、実施の形態１による電力変換器１が備える変換器セル１０の、上記図２とは異なる回路構成の一例を示す図である。
　図２に示す変換器セル１０は、ハーフブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。
　この変換器セル１０は、半導体素子としての２つのスイッチング素子１１ｐ、１１ｎを直列接続して形成した直列体と、この直列体に並列接続されるエネルギー蓄電要素としてのコンデンサ１２と、を備える。
　スイッチング素子１１ｎの両端子はそれぞれ、当該変換器セル１０の入出力端子１１ａ、１１ｂとなる。
　更に、変換器セル１０は、コンデンサ１２の両端間の電圧Ｖｃを検出する電圧検出器１５と、入出力端子１１ａ、１１ｂ間に接続されるバイパススイッチ１３と、を備える。
　スイッチング素子１１ｐ、１１ｎのスイッチング動作によりコンデンサ１２の両端電圧、および零電圧を出力する。たとえば、スイッチング素子１１ｐがオン、かつスイッチング素子１１ｎがオフとなったときに、コンデンサ１２の両端電圧が出力される。また、スイッチング素子１１ｐがオフ、かつスイッチング素子１１ｎがオンとなったときに、零電圧が出力される。
　バイパススイッチ１３をオンにすることによって、当該変換器セル１０の入出力端子１１ａ、１１ｂ間が短絡される。変換器セル１０を短絡することによって、変換器セル１０に含まれる各素子が短絡時等に発生する過電流から保護される。
　図３に示す変換器セル１０は、フルブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。
　この変換器セル１０は、半導体素子としての２つのスイッチング素子１１ｐ１、１１ｎ１を直列接続して形成された第１の直列体と、半導体素子としての２つのスイッチング素子１１ｐ２、１１ｎ２を直列接続して形成された第２の直列体と、これら第１の直列体および第２の直列体に並列接続されるエネルギー蓄積要素としてのコンデンサ１２と、を備える。
　第１の直列体を構成するスイッチング素子１１ｐ１とスイッチング素子１１ｎ１との接続点と、第２の直列体を構成するスイッチング素子１１ｐ２とスイッチング素子１１ｎ２との接続点はそれぞれ、当該変換器セル１０の入出力端子１１ａ、１１ｂとなる。
　更に、変換器セル１０は、コンデンサ１２の両端間の電圧Ｖｃを検出する電圧検出器１５と、入出力端子１１ａ、１１ｂ間に接続されるバイパススイッチ１３と、を備える。
　スイッチング素子１１ｐ１、１１ｎ１、１１ｐ２、１１ｎ２のスイッチング動作によりコンデンサ１２の両端電圧、または零電圧を出力する。
　また、バイパススイッチ１３をオンにすることによって、当該変換器セル１０の入出力端子１１ａ、１１ｂ間が短絡される。変換器セル１０を短絡することによって、変換器セル１０に含まれる各素子が短絡時等に発生する過電流から保護される。
　なお、図２および図３において、各スイッチング素子１１（１１ｐ、１１ｎ、１１ｐ１、１１ｎ１、１１ｐ２、１１ｎ２）は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ　Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ　Ｔｕｒｎ－ｏｆｆ）サイリスタなどの自己消弧型の半導体スイッチング素子に、ＦＷＤ（Ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ）が逆並列に接続されて構成される。
　また、図２および図３において、コンデンサ１２には、フィルムコンデンサなどのキャパシタが主に用いられる。以降の説明では、変換器セル１０を図２に示すハーフブリッジセルの構成とし、スイッチング素子１１ｐ、１１ｎとして半導体スイッチング素子を用いた場合を例に説明する。しかし、電力変換器１を構成する変換器セル１０は、図３に示したフルブリッジ構成としてもよい。また、上記図２、図３で示した構成以外の変換器セル、例えば、クランプトダブルセルと呼ばれる回路構成などを適用した変換器セルを用いてもよく、スイッチング素子も上記のものに限定するものではない。
　図４は、実施の形態１による電力変換装置１００の制御装置３０の内部構成を表わす図である。
　制御装置３０は、各アーム２０の変換器セル１０の出力電圧を指令する基本制御部３０Ａと、この基本制御部３０Ａからの指令に基づいてアーム２０に対するゲート信号を生成するＵ相上アーム制御部３０ＢＰｕと、Ｕ相下アーム制御部３０ＢＮｕと、Ｖ相上アーム制御部３０ＢＰｖと、Ｖ相下アーム制御部３０ＢＮｖと、Ｗ相上アーム制御部３０ＢＰｗと、Ｗ相下側アーム制御部３０ＢＮｗと、を備える。
　以降の説明では、これら各相アームの、Ｕ相上アーム制御部３０ＢＰｕ、Ｕ相下アーム制御部３０ＢＮｕ、Ｖ相上アーム制御部３０ＢＰｖ、Ｖ相下アーム制御部３０ＢＮｖ、Ｗ相上アーム制御部３０ＢＰｗ、Ｗ相下アーム制御部３０ＢＮｗ、のそれぞれを区別せず総称する場合は、アーム制御部３０Ｂと記載する。
　以下、上記図４に示した基本制御部３０Ａと、アーム制御部３０Ｂの内部構成についてそれぞれ図５、図６を用いて説明する。
　図５は、実施の形態１による基本制御部３０Ａの内部構成を表わす図である。
　図６は、実施の形態１によるアーム制御部３０Ｂの内、Ｕ相の上側のアーム２０を制御するＵ相上アーム制御部３０ＢＰｕの内部構成を表わす図である。
　先ず、基本制御部３０Ａについて図５を用いて説明する。
　基本制御部３０Ａは、直流制御部３０Ａ１と、交流制御部３０Ａ２と、電圧バランス部３０Ａ３と、補助循環電流指令部５０と、循環電流制御部３０Ａ４と、アーム電圧指令生成部３０Ａ５と、アーム変調指令生成部３０Ａ６と、コンデンサ電圧指令生成部３０Ａ７と、を備える。以下、これら各部について説明する。
　直流制御部３０Ａ１には、直流電圧検出器６Ｐ、６Ｎ間の電圧である直流電圧Ｖｄｃと、正極直流端子５Ｐを介して直流回路側を流れる直流電流Ｉｄｃと、が入力される。
　前述のように、直流電圧Ｖｄｃは、直流電圧検出器６Ｐ、６Ｎにおいてそれぞれ検出された直流電圧ＶｄｃＰと直流電圧ＶｄｃＮとの差により導出される。
　また、直流電流Ｉｄｃは、後述する（１）式で示すように、アーム電流検出器８Ｐ、８Ｎにより検出されたアーム電流Ｉａｒｍ（ＩＰｕ、ＩＰｖ、ＩＰｗ、ＩＮｕ、ＩＮｖ、ＩＮｗ）から導出される。
　直流制御部３０Ａ１は、これら入力された直流電圧Ｖｄｃと、直流電流Ｉｄｃとに基づいて、直流電圧Ｖｄｃを制御するための直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆを生成する。
　交流制御部３０Ａ２には、交流電圧検出器９Ａにより検出された交流電圧Ｖａｃと、交流電流検出器９Ｂで検出された交流電流Ｉａｃと、が入力される。
　交流制御部３０Ａ２は、これら入力された交流電圧Ｖａｃと、交流電流Ｉａｃとに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧Ｖａｃを制御するための、交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆｕ、Ｖａｃｒｅｆｖ、Ｖａｃｒｅｆｗを生成する。
　なお、各相の交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆｕ、Ｖａｃｒｅｆｖ、Ｖａｃｒｅｆｗを総称する場合は、交流電圧指令値Ｖａｃｒｅｆと記載する。
　電圧バランス部３０Ａ３は、各アーム２０におけるコンデンサ１２の電圧和のアンバランスを解消するために流す循環電流Ｉｃｃの循環電流指令値Ｉｃｃ＊（Ｉｃｃｕ＊、Ｉｃｃｖ＊、Ｉｃｃｗ＊）を生成する。循環電流Ｉｃｃは、電力変換器１の正極直流端子５Ｐおよび負極直流端子５Ｎに接続される直流回路、および電力変換器１の交流入出力端子７に接続される交流回路、の両回路のいずれにも流れず、電力変換器１内においてレグ回路２５間を循環する電流である。
　この循環電流指令値Ｉｃｃ＊の生成において、電圧バランス部３０Ａ３は、例えば、直流電流Ｉｄｃに対して設定された大きさの循環電流Ｉｃｃ＊が流れるように循環電流指令値Ｉｃｃ＊を調整してスイッチング素子１１を制御することで、交流系統の一周期においてコンデンサ１２に入出力する電力の積分値がゼロとなるように制御する。これにより、各アーム２０におけるコンデンサ１２の電圧Ｖｄｃのアンバランスが解消される。
　補助循環電流指令部５０は、各アーム２０におけるコンデンサ１２の電圧和に生じる脈動である電圧リプルを抑制するための補助循環電流指令値Ｉｃｃｒ＊（Ｉｃｃｒｕ＊、Ｉｃｃｒｖ＊、Ｉｃｃｒｗ＊）を算出する。この補助循環電流指令値Ｉｃｃｒ＊の詳細は後述する。
　循環電流制御部３０Ａ４には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の循環電流Ｉｃｃ（Ｉｃｃｕ、Ｉｃｃｖ、Ｉｃｃｗ）と、上記電圧バランス部３０Ａ３からの循環電流指令値Ｉｃｃ＊（Ｉｃｃｕ＊、Ｉｃｃｖ＊、Ｉｃｃｗ＊）と、上記補助循環電流指令部５０からの補助循環電流指令値Ｉｃｃｒ＊（Ｉｃｃｒｕ＊、Ｉｃｃｒｖ＊、Ｉｃｃｒｗ＊）と、が入力される。
　なお、循環電流Ｉｃｃは、後述する（２）式で示すように、アーム電流検出器８Ｐ、８Ｎにより検出されたアーム電流Ｉａｒｍ（ＩＰｕ、ＩＰｖ、ＩＰｗ、ＩＮｕ、ＩＮｖ、ＩＮｗ）から導出される。
　そして、循環電流制御部３０Ａ４は、導出された循環電流Ｉｃｃが、循環電流指令値Ｉｃｃ＊とＩｃｃｒ＊との和に追従するように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の循環電流を制御する循環電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆ（Ｖｃｃｒｅｆｕ、Ｖｃｃｒｅｆｖ、Ｖｃｃｒｅｆｗ）を生成する。
　ここで、循環電流Ｉｃｃは、例えばＵ相循環電流Ｉｃｃｕであれば、直流電流Ｉｄｃと共に、以下（１）式、（２）式のように計算できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　アーム電圧指令生成部３０Ａ５は、直流制御部３０Ａ１、交流制御部３０Ａ２、循環電流制御部３０Ａ４で得られた各電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆ、Ｖａｃｒｅｆ、Ｖｃｃｒｅｆに基づいて、アーム２０ごとのアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊（ＶａｒｍＰｕ＊、ＶａｒｍＮｕ＊、ＶａｒｍＰｖ＊、ＶａｒｍＮｖ＊、ＶａｒｍＰｗ＊、ＶａｒｍＮｗ＊）を生成する。
　アーム変調指令生成部３０Ａ６は、アーム電圧指令生成部３０Ａ５が生成した各アーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊に対し、各アーム２０における変換器セル１０の１つ１つが電圧を出力するための変調信号ｋａｒｍ＊（ｋａｒｍＰｕ＊、ｋａｒｍＮｕ＊、ｋａｒｍＰｖ＊、ｋａｒｍＮｖ＊、ｋａｒｍＰｗ＊、ｋａｒｍＮｗ＊）をアーム２０ごとに算出し、出力する。変調信号ｋａｒｍ＊は、例えば、あるアーム２０のアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊に対して、そのアーム２０に該当するコンデンサ１２の電圧和と変換器セル１０の数で割ることで算出される。
　コンデンサ電圧指令生成部３０Ａ７は、図４に示したアーム制御部３０Ｂにおいて用いられるコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊を生成する。
　コンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊は例えば、一つのアーム内におけるコンデンサ電圧Ｖｃ１－ＶｃＮｃｅｌｌ（ＶｃＮｃｅｌｌはＮｃｅｌｌ番目のコンデンサ電圧、Ｎｃｅｌｌはアームに含まれる変換器セル数）の電圧平均値である。
　次に、アーム制御部３０Ｂについて図６を用いて説明する。
　前述のようにＵ相上アーム制御部３０ＢＰｕは、Ｕ相の上側のアーム２０を制御するものである。Ｕ相上アーム制御部３０ＢＰｕは、対応するＵ相上側のアーム２０に含まれる複数個（Ｎｃｅｌｌ個）の変換器セル１０のそれぞれに対応する個別セル制御部３０ＢＣ（３０ＢＣ－１、３０ＢＣ－２、３０ＢＣ－３、・・・３０ＢＣ－Ｎｃｅｌｌ）を有して構成される。
　個別セル制御部３０ＢＣ－１は、基本制御部３０Ａから送られてきたＵ相上側のアーム２０の変調指令ｋａｒｍＰｕ＊に対して、Ｕ相上側のアーム２０内の変換器セル１０のコンデンサ電圧Ｖｄｃのばらつきを抑制する制御における電圧変動分を加える。この個別セル制御部３０ＢＣ－１によるばらつき抑制の制御は、例えば、コンデンサ電圧指令生成部３０Ａ７が出力したコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊（ＶｃＰｕ＊）に対して、対応する変換器セル１０のコンデンサ電圧値Ｖｃを追従させるための電圧変動分を決定する比例制御である。
　そして、個別セル制御部３０ＢＣは、ＰＷＭ方式などによって図２のハーフブリッジ構成における上側のスイッチング素子１１ｐのゲート信号ｇｓｐ（ｇｓｐ１、ｇｓｐ２、ｇｓｐ３・・・ｇｓｐｎｃｅｌｌ）、および、下側スイッチング素子のゲート信号ｇｓｎ（ｇｓｎ１、ｇｓｎ２、ｇｓｎ３・・・ｇｓｎｎｃｅｌｌ）を生成する。
　次に、図５に示した基本制御部３０Ａが備える補助循環電流指令部５０の構成について図７を用いて説明する。
　図７は、実施の形態１による補助循環電流指令部５０の構成を示す図である。
　補助循環電流指令部５０は、電圧リプル推定部５１と、比較部５５と、を備える。
　電圧リプル推定部５１は、以下に説明するように、電力変換器１において融通される有効電力、無効電力から、コンデンサ電圧値Ｖｃの電圧リプルを推定する。
　なお、本実施の形態では、三相の交流回路２の交流電圧Ｖａｃが三相平衡であると仮定し、電力変換器１の交流入出力端子（７ｕ、７ｖ、７ｗ）の交流電圧を、Ｖａｃｓｕ、Ｖａｃｓｖ、Ｖａｃｓｗ（総称してＶａｃｓ、相電圧ピーク値Ｖａｃｓｐ）とする。
　また、アーム２０が出力する電圧Ｖａｒｍの直流分をＶａｒｍｄｃとし、交流分のピーク値をＶａｒｍａｃとし、交流分の角周波数をωとする。この場合、アーム２０が出力する電圧Ｖａｒｍは、以下（３）式により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　同様に、アーム２０に流れる電流の直流分をＩａｒｍｄｃとし、交流分のピーク値をＩａｒｍａｃとし、交流電圧Ｖａｃの基本波に対する力率角をφｐｆとする。この場合、アーム２０に流れる電流Ｉａｒｍは、以下（４）式により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、循環電流Ｉｃｃを、交流電圧Ｖａｃの基本波に対して３の倍数を除いた偶数倍の周波数で振動するピーク値Ｉｚ、交流電圧Ｖａｃｓに対する位相差θｚ、の交流とする。即ち、循環電流Ｉｃｃを基本波に対して２倍の周波数で振動する交流成分を含むようにした場合、循環電流Ｉｃｃは、以下（５）式により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　この時、アーム２０に流入される瞬時電力Ｐａｒｍは、以下（６）式により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　よって、アーム２０に蓄積されるエネルギーの変動分ΔＷａｒｍは、以下（７）式により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　上記エネルギーの変動分ΔＷａｒｍにおいて、交流電圧Ｖａｃの基本波成分が支配的になるので、この基本波成分のみ取り出したエネルギー変動分ΔＷａｒｍ１ｆを考えると、以下（８）式と表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここで、Ａとφはそれぞれ、以下（９）式、（１０）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　なお、Ｖａｒｍｄｃ、Ｖａｒｍａｃ、Ｉａｒｍｄｃ、Ｉａｒｍａｃはそれぞれ、
　Ｖａｒｍｄｃ　＝　Ｖｄｃ／２
　Ｖａｒｍａｃ　＝　Ｖａｃｓｐ
　Ｉａｒｍｄｃ　＝　Ｉｄｃ／３
　Ｉａｒｍａｃ　＝　Ｉａｃｐ／２
であり、Ｉａｃｐは交流電流Ｉａｃの線電流のピーク値である。
　上記（８）式を参照して、θｃｃ＝φ、－Ａ＝ＶａｒｍＩｚ／２、とした位相および振幅を有する循環電流Ｉｃｃを流すことで、コンデンサ１２における電圧リプルを大きくする最も大きい要因である基本波成分のエネルギー変動分ΔＷａｒｍ１ｆ（電圧リプル分）に対して、最も打ち消す効果の高い循環電流Ｉｃｃを流すことができ、コンデンサ電圧リプルを抑制できることが判る。
　しかし、以上のような、コンデンサ電圧リプルを最も打ち消す効果の高い循環電流Ｉｚを常時流す制御とすると、電力変換器１内の各アーム２０に流れる電流の実効値が大きくなり、電力損失の増加を招く。
　ここで、循環電流Ｉｃｃが流れない場合の、交流系統電圧Ｖａｃの一周期におけるエネルギー変動分ΔＷａｒｍ１ｆの最大値はＡ、最小値は－Ａとなる。そして、その最大値Ａに対応するコンデンサ電圧をＶＣＭＡＸ、最小値－Ａに対応するコンデンサ電圧をＶＣＭＩＮとする。また、電力変換器１を構成する半導体素子等の各要素における定格電圧、絶縁耐圧、あるいは、制御装置３０の動作最小電圧等で決定される、予め定められる閾値範囲を、第１閾値範囲ＶＣＴＨ１（上限値ＶＣＴＨＵ１、下限値ＶＣＴＨＬ１）とする。
　この場合、ＶＣＭＡＸ＜ＶＣＴＨＵ１、かつＶＣＭＩＮ＞ＶＣＴＨＬ１であれば、変換器として問題なく動作できる。すなわち、交流の基本波の周波数に対して３の倍数を除いた偶数倍の周波数を有する交流成分を含む循環電流を流さない状態で、ＶＣＭＡＸ＜ＶＣＴＨＵ１、かつＶＣＭＩＮ＞ＶＣＴＨＬ１を満たす場合、この循環電流を流す必要が無い。
　ここで、上記のＩａｒｍｄｃ、Ｉａｒｍａｃ、φｐｆは、電力変換器１を融通する有効電力、無効電力で決定される。基本的にＨＶＤＣ（高電圧直流（Ｈｉｇｈ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｄｉｒｅｃｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ）、ＢＴＢ等で用いられる電力変換器１は、有効電力、無効電力を最大限出力する機会が少ない場合が多い。有効電力、無効電力が小さいほど、コンデンサ電圧リプルも小さくなるため、有効電力、無効電力が小さい状態では、電圧リプルを抑制するメリットよりも、むしろ偶数倍の周波数を有する交流成分が含まれる循環電流Ｉｃｃによる損失増加によるデメリットの方が大きい。よって、本実施の形態の制御装置３０は、以下に説明する制御を行うことで、コンデンサ１２の電圧リプルを抑制する循環電流Ｉｃｃを流すか、流さないかを判定する。
　本実施の形態の電圧リプル推定部５１は、上記（１）式～（１０）式に示されるように、電力変換器１を融通する有効電力、無効電力から、各アーム２０におけるエネルギー変動分ΔＷａｒｍ１ｆを計算する。このエネルギー変動分ΔＷａｒｍ１ｆは、各コンデンサ１２の電圧リプル分と対応しており、上記エネルギー変動分ΔＷａｒｍ１ｆを計算することで、コンデンサ１２の電圧リプル分を推定できる。
　図７に示すように、電圧リプル推定部５１により推定されたコンデンサ１２の電圧リプルのピークの最大値Ｖｃｍａｘ、最小値Ｖｃｍｉｎは、比較部５５に対して出力される。
　比較部５５は、推定されたコンデンサ電圧リプルの最大値Ｖｃｍａｘ、最小値Ｖｃｍｉｎを、前述の第１閾値範囲ＶＣＴＨ１（上限値ＶＣＴＨＵ１、下限値ＶＣＴＨＬ１）と比較する。比較部５５は、コンデンサ１２の電圧リプルの最大値Ｖｃｍａｘ、最小値Ｖｃｍｉｎが第１閾値範囲ＶＣＴＨ１を超えた場合に、交流電圧基本波に対して３の倍数を除いた偶数倍の周波数を有する交流成分が含まれるように循環電流Ｉｃｃを制御する第１制御モードを有効にすると判定する。
　この場合、比較部５５は、電力変換器１の有効電力、および、無効電力に基づき導出される上記（８）式における位相θｃｃ＝φ（第１位相θｃｃ１）とした交流成分を、循環電流Ｉｃｃが含むように指令する補助循環電流指令値Ｉｃｃｒ＊を生成する。
　生成された補助循環電流指令値Ｉｃｃｒ＊は、図５に示すように、循環電流制御部３０Ａ４に入力される。循環電流制御部３０Ａ４は、循環電流Ｉｃｃが、循環電流指令値Ｉｃｃ＊と補助循環電流指令値Ｉｃｃｒ＊との和に追従するように循環電圧指令値Ｖｃｃｒｅｆを生成する。
　これにより、コンデンサ１２の電圧リプルが、電力変換器１を構成する半導体素子等の各要素における定格電圧、絶縁耐圧、あるいは、制御装置３０の動作最小電圧を超過する場合にのみ、エネルギー変動分ΔＷａｒｍ１ｆを効率良く打ち消すことができる位相θｃｃ＝φ（第１位相θｃｃ１）の交流成分を有する循環電流Ｉｃｃであるリプル抑制循環電流Ｉｃｃｒを流すことができる。こうして、コンデンサ１２の電圧リプルが第１閾値範囲ＶＣＴＨ１以内となるように制御される
　ここで、仮に、コンデンサ電圧値Ｖｃの電圧リプルの低減のみを目的とすると、循環電流Ｉｃｃが含む交流成分の位相θｃｃを、φ（第１位相θｃｃ１）とするだけではなく、上記（８）式に示されるＡを、例えば、ＶａｒｍａｃＩｚ／２とするような振幅の循環電流Ｉｃｃを流すと、エネルギー変動分ΔＷａｒｍ１ｆを最も０に近づけさせ、電圧リプルを最も低減できる。しかしながら、このような振幅を有する循環電流Ｉｃｃを流すと、電流実効値が大きくなりスイッチング素子１１等において生じる損失が増大する。
　よって、電力変換器１における損失を抑えつつ、コンデンサ電圧値Ｖｃの電圧リプルを低減するために、制御装置３０は、第１制御モードを実行した際におけるコンデンサ電圧値Ｖｃの電圧値が第１閾値範囲ＶＣＴＨ１内となり、且つ、第１制御モードを実行した際の電力変換器１の電力損失が設定された許容範囲内となるように、第１制御モードにおいて循環電流Ｉｃｃが含む交流成分の振幅を調整する。
　このように制御装置３０は、電力変換器１の損失を大きく増加させることなく、コンデンサ電圧値Ｖｃの電圧リプルを低減するように、循環電流Ｉｃｃが含む交流成分の振幅を調整する。
　なお、比較部５５は、コンデンサ電圧値Ｖｃのリプルの最大値Ｖｃｍａｘ、最小値Ｖｃｍｉｎが、第１閾値範囲ＶＣＴＨ１以内に収まる場合は、第１制御モードを無効にするため、補助循環電流指令値Ｉｃｃｒ＊を無効にする。
　この場合、循環電流制御部３０Ａ４は、コンデンサ１２の電圧和のアンバランスを解消するために各相に流す循環電流Ｉｃｃに対して、上記交流成分を含ませないように制御する。
　こうして、コンデンサ電圧値Ｖｃのリプルが、電力変換器１を構成する半導体素子等の各要素における定格電圧、絶縁耐圧、あるいは、制御装置３０の動作最小電圧を超過しない場合は、循環電流Ｉｃｃに上記交流成分が含まれない。よって、循環電流Ｉｃｃに含まれる上記交流成分起因する電力損失の増加を抑制できる。
　なお、第１閾値範囲ＶＣＴＨ１は、各アーム２０におけるコンデンサ電圧Ｖｃの合計値に応じた値でも良いし、あるいは、平均値に応じた値でもよい。
　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
エネルギー蓄積要素と複数の半導体素子とを有する変換器セルを複数直列して備える一対のアームが互いに直列接続されたレグ回路を交流の各相にそれぞれ備え、該レグ回路が正負の直流端子間に並列接続されて、複数相の交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、該電力変換器を制御する制御部と、を備えた電力変換装置であって、
前記制御部は、
前記電力変換器内において各相の前記レグ回路間を循環する循環電流に、前記交流の基本波の周波数に対して３の倍数を除いた偶数倍の周波数を有する交流成分が含まれるように、該循環電流を制御する第１制御モードを有し、
前記エネルギー蓄積要素の電圧値に基づいて、前記第１制御モードの有効あるいは無効を判定する、
ものである。
　一般的に、エネルギー蓄積要素を有する変換器セルを複数直接して備えるマルチレベル変換器においては、各アームには、基本波一周期内で電力脈動が生じる。
　本実施の形態の制御部は、各相のレグ回路間を循環する循環電流に、交流の基本波の周波数に対して３の倍数を除いた偶数倍の周波数を有する交流成分が含まれるように、当該循環電流を制御する第１制御モードを有する。更に、制御部は、この第１制御モードの有効あるいは無効の判定を、エネルギー蓄積要素の電圧値に基づいて行う。
　こうして、エネルギー蓄積要素の電圧値に基づいて、偶数次の交流成分を循環電流に含ませる第１制御を、有効、無効と切り替え可能である。
　これにより、例えば、有効電力、無効電力が小さい状態で電力変換器が運転され、エネルギー蓄積要素の電圧リプルが小さく、電圧リプルを低減する必要がない場合には、第１制御モードを無効とできる。こうして、電圧リプルの抑制が必要な時にのみ、この電圧リプルを抑制するための循環電流を流す第１制御モードを有効にできるため、電流増加に伴う損失増加を最小限に抑えることができる。こうして、電力変換器の損失を大きく増加させることなく、コンデンサにおける電圧脈動を低減できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置においては、
前記制御部は、
前記エネルギー蓄積要素の電圧値が、設定される第１閾値範囲を超えると、前記第１制御モードを有効と判定して該第１制御モードを実行し、
前記第１閾値範囲は、
前記エネルギー蓄積要素の定格電圧以下に設定される、
ものである。
　このように、制御部は、エネルギー蓄積要素の電圧値を、設定される第１閾値範囲と比較して、この第１閾値範囲を超える場合にのみ第１制御モードを有効にする。
　そしてこの第１閾値範囲は、少なくとも、エネルギー蓄積要素の定格電圧以下に設定されるものである。
　例えば、エネルギー蓄積要素の電圧リプルがその定格電圧以下である場合であっても、この電圧リプルを抑制する第１制御モードを実行した際の損失が許容可能である場合は、例えば、制御の応答性の遅れなどにより循環電流が流れるまでに時間がかかること等を考慮して、第１制御モードを実行してもよい。
　このように、第１閾値は、電圧リプルを低減させる必要性と、その電圧リプルを低減させる制御を実行した際の電力損失と、に応じて設定される。こうして、電力変換器の損失を大きく増加させることを確実に抑制しつつ、コンデンサにおける電圧脈動を低減できる。
　また、第１制御モードを実行した際に推定される損失に応じてその値が設定してもよい。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置においては、
前記制御部は、
前記第１制御モードを実行した際における前記エネルギー蓄積要素の電圧値が前記第１閾値範囲内となるように、前記第１制御モードにおいて前記循環電流が含む交流成分の位相を第１位相に調整する、
ものである。
　このように、循環電流が含む交流成分の位相を、エネルギー蓄積要素の電圧値が第１閾値範囲内となるような第１位相に調整することで、電圧リプルを最も打ち消す効果の高い循環電流を流すことができる。これにより、過剰な循環電流が流れることを抑制して、電流増加に伴う損失増加を効率的に最小限に抑えることができる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置においては、
前記制御部は、
前記第１制御モードを実行した際における前記エネルギー蓄積要素の電圧値が前記第１閾値範囲内となるように、前記第１制御モードにおいて前記循環電流が含む交流成分の振幅を調整する、
ものである。
　このように、第１制御モードを実行した際において循環電流が含む交流成分の振幅を調整することで、例えば、第１制御モード実行時の循環電流が含む交流成分に起因する損失増加を抑えることも可能である。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置においては、
前記制御部により前記第１制御モード実行時において調整される交流成分の位相は、前記電力変換器の有効電力、および、無効電力に基づき導出される前記エネルギー蓄積要素のエネルギー変動分に基づき決定される、
ものである。
　このように、エネルギー蓄積要素のエネルギー変動分を、電力変換器の有効電力、および、無効電力に基づき導出される推定値を用いることで、迅速且つ正確な制御を行える。
実施の形態２．
　以下、本願の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
　実施の形態１では、交流電圧Ｖａｃが三相平衡であることを仮定して、電力変換器１を融通する有効電力、無効電力に基づいてエネルギー変動分ΔＷａｒｍ１ｆを導出し、コンデンサ電圧値Ｖｃの電圧リプルを推定した。そして、脈動するコンデンサ電圧値Ｖｃの推定値が第１閾値範囲ＶＣＴＨ１を超過するか否かで、第１制御の有効あるいは無効を判定した。
　しかしながら、交流電圧Ｖａｃが三相平衡であれば各アーム２０のコンデンサ電圧値Ｖｃの電圧リプルの大きさは各アーム２０で等しい。しかしながら、逆相電圧、高調波電圧等が重畳されると、電圧リプルの大きさは、各アーム２０で異なる場合があり、さらには、時間の経過によっても変化する場合がある。
　本実施の形態２では、そのような場合を鑑みて、コンデンサ電圧値Ｖｃを、各変換器セル１０が有する電圧検出器１５により実際に検出して、アーム２０ごとに合計する。そして、検出された各アーム２０のコンデンサ電圧値ＶｃａｒｍＰｕ、ＶｃａｒｍＮｕ、ＶｃａｒｍＰｖ、ＶｃａｒｍＮｖ、ＶｃａｒｍＰｗ、ＶｃａｒｍＮｗを、第１閾値範囲ＶＣＴＨ１（上限値ＶＣＴＨＵ、下限値ＶＣＴＨＬ）と比較することで、第１制御を有効にするか無効にするかを判定する。
　図８は、実施の形態２による基本制御部２３０Ａの内部構成を表わす図である。
　図９は、図８に示す補助循環電流指令部２５０の構成を示す図である。
　図８に示すように、本実施の形態の基本制御部２３０Ａが備える補助循環電流指令部２５０は、実施の形態１の基本制御部３０Ａと異なり、電力変換器１を融通する有効、無効電力からコンデンサ電圧値Ｖｃを電圧を推定するための、直流電流Ｉｄｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、交流電圧Ｖａｃは入力されず、電圧検出器１５から検出された各コンデンサ１２のコンデンサ電圧値Ｖｃ（Ｖｃ１、Ｖｃ２・・・ＶｃＮｃｅｌｌ）が入力される。
　図９に示すように補助循環電流指令部２５０は、電圧合計部２５２と、閾値選択部２５３と、比較部２５５と、信号保持部２５４と、位相判断部２５６と、電圧リプル抑制モード管理部２５７と、循環電流位相計算部２５８と、補助循環電流指令値生成部２５９と、を備える。これら各部の動作については、以下図１０を用いて説明する。
[規則91に基づく訂正 02.08.2021]　
　なお、補助循環電流指令部２５０に入力されるコンデンサ電圧値Ｖｃの検出値は、各アーム２０のコンデンサ電圧値Ｖｃの検出値の平均値、あるいは、それに相当する数値を用いても良い。本実施例では簡易にするため、各アーム２０のコンデンサ電圧値Ｖｃの総和ＶｃａｒｍＰｕ、ＶｃａｒｍＮｕ、ＶｃａｒｍＰｖ、ＶｃａｒｍＮｖ、ＶｃａｒｍＰｗ、ＶｃａｒｍＮｗ（代表して一つのアーム２０のコンデンサ電圧値Ｖｃの総和を示す場合、Ｖｃａｒｍとして記載する）を用いた場合を説明する。
　図１０は、実施の形態２による補助循環電流指令部２５０の動作を説明するための図である。本図において、交流の基本波のあるｋ周期目と、このｋ周期目の１周期後であるｋ＋１周期目の２周期分を示している。また図を簡略化するため、電力変換器１が備える複数のアーム２０の内、Ｕ相の１つのアーム２０の波形のみを示している。
　先ず、本実施の形態で用いる第１閾値範囲ＶＣＴＨ１は、その位相毎の下限値ＶＣＴＨＬ１が、閾値選択部２５３にて、予め決められた一定値である第１値ＶＣＴＨＬ－Ｐ１と、アーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊と、の大きい方の値となるように、位相毎にその値が調整されている。そのため、図１０のｋ周期目に示すように、第１閾値範囲ＶＣＴＨ１の下限値ＶＣＴＨＬ１は、アーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊の上側ピークの近傍の位相において、このアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊と同じ値となるように位相毎にその値が変化している。
（ｋ周期目）
　電圧合計部２５２は、アーム２０内のコンデンサ電圧値Ｖｃの総和をアームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍとして出力する。出力されたアームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍは、比較部２５５に入力される。
　比較部２５５は、このアームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍと、設定されている第１閾値範囲ＶＣＴＨ１とを比較する。
　比較部２５５は、Ｖｃａｒｍ＞ＶＣＴＨＵ１またはＶｃａｒｍ＜ＶＣＴＨＬ１の時、即ち、アームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍが第１閾値範囲ＶＣＴＨ１を超える場合に、信号ＣＣｓｉｇを１として出力する。
　なお、比較部２５５は、アームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍが第１閾値範囲ＶＣＴＨ１以下の場合には、信号ＣＣｓｉｇを０として出力する。
　信号保持部２５４には、比較部２５５から出力された信号ＣＣｓｉｇと、交流系統から得られた交流電圧Ｖａｃの位相を示す位相情報θＰＬＬとが入力される。
　なお、本実施例の位相情報θＰＬＬは、Ｕ相の系統電圧の基本波が負から正になる時をθＰＬＬ＝０としている。
　図１０に示すように、位相τ１においてアームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍが、第１閾値範囲ＶＣＴＨ１の下限値ＶＣＴＨＬ１を下回って信号ＣＣｓｉｇが１となる。この信号ＣＣｓｉｇが信号保持部２５４に入力されると同時に、信号保持部２５４内の保持信号ＣＣｋｅｅｐは１になる。そして、その後、保持信号ＣＣｓｉｇが０になっても、θＰＬＬが０になるまではＣＣｋｅｅｐは１が保持される。
　位相情報θＰＬＬが０になった時、即ち、交流電圧Ｖａｃのｋ周期目が経過した時に、信号保持部２５４は保持信号ＣＣｋｅｅｐを０にリセットし、リセット直前の保持信号ＣＣｋｅｅｐの値を、電圧リプル抑制モード管理部２５７に対して出力する。
　なお、保持信号ＣＣｋｅｅｐが０にリセットされるのは瞬時的であるため、図の簡略化のため、図１０では保持信号ＣＣｋｅｅｐがリセットされた際の波形の図示は省略した。
　電圧リプル抑制モード管理部２５７は、この保持信号ＣＣｋｅｅｐを信号ｍｏｄｅとして、リセット後の基本波一周期（ｋ＋１周期）の間出力する。
　出力された信号ｍｏｄｅは、電圧リプル抑制循環電流ピーク値Ｉｃｃａｕｘと掛け算されて、信号Ｉｃｃｐとして出力される。出力された信号Ｉｃｃｐは、補助循環電流指令値生成部２５９に入力される。
　補助循環電流指令値生成部２５９は、入力された信号Ｉｃｃｐと、循環電流位相計算部２５８から出力される循環電流Ｉｃｃが含む交流成分の第１位相θｃｃ１と、を基に、交流電圧基本波に対して３の倍数を除いた偶数倍の周波数を有する交流成分が含まれるように循環電流Ｉｃｃを制御する第１制御を有効にする補助循環電流指令値Ｉｃｃｒ＊を算出する。
（ｋ＋１周期目）
　ｋ＋１周期目も基本的にはｋ周期目と同様である。ただし、ｋ周期目に信号ＣＣｋｅｅｐが１になったことでｋ＋１周期目における信号ｍｏｄｅが１となって第１制御が有効となる。そして、リプル抑制循環電流Ｉｃｃｒがｋ＋１周期目に流れ、アームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍの電圧リプルは低減する。
　ここで、低減したアームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍに対して、比較部２５５において用いる閾値として、リプル抑制循環電流Ｉｃｃｒを流していない時の第１閾値範囲ＶＣＴＨ１を用いると、アームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍは第１閾値範囲ＶＣＴＨ１を超過しない。この場合、信号ｍｏｄｅが１とならずｋ＋２周期目ではリプル抑制循環電流Ｉｃｃｒが流れなくなり、コンデンサ電圧リプルが元通りとなって再度、第１閾値範囲ＶＣＴＨ１を超過し、それを受けてｋ＋３周期目ではリプル抑制循環電流が流れ、といったように、１周期おきに第１制御の有効および無効が切り替わる。そのため、交流電圧Ｖａｃの周期毎にコンデンサ電圧リプルが抑制されたり、されないという場合が生じる。そのため、第１制御を有効にして交流成分を含むリプル抑制循環電流Ｉｃｃｒを流している時の周期における閾値範囲は、新たに設定する必要がある。
　本実施の形態では、信号ｍｏｄｅに基づいて、比較部２５５において用いる閾値範囲を、第１閾値範囲ＶＣＴＨ１と、この第１閾値範囲ＶＣＴＨ１よりも設定された調整値分小さい範囲を有する第２閾値範囲ＶＣＴＨ２と、で切り替え可能に構成されている。即ち、第２閾値範囲ＶＣＴＨ２は、上限値ＶＣＴＨＵ２（＜ＶＣＴＨＵ１）、下側値ＶＣＴＨＬ２（＞ＶＣＴＨＬ１）として設定されている。
　こうして、ｋ＋１周期目において、ｋ＋１周期目でもＶｃａｒｍ＞ＶＣＴＨＵ２、Ｖｃａｒｍ＜ＶＣＴＨＬ２となる期間が存在することで信号ｍｏｄｅが１となり、その後のｋ＋２周期目以降においても第１制御モードが有効となる。
　なお、第１制御モードを有効としたｋ＋１周期目より後の、少なくとも一周期において、コンデンサ電圧リプルが新たに設定した第２閾値範囲ＶＣＴＨ２を超えない周期がある時は、第１制御モードを無効にする。
　実施の形態１のように、交流電圧Ｖａｃが三相平衡であって、電力変換器１を融通する有効電力、無効電力からコンデンサ電圧値Ｖｃの電圧リプルを推定する場合、推定される電圧リプルは、実際の電圧リプルと大幅に相違しない精度の高い値となる。そのため、実施の形態１では、第１制御の有効、無効を判定すると、その後の周期においてこの判定が不要とできる。
　本実施の形態では、コンデンサ電圧値Ｖｃに、逆相電圧、高調波電圧等が重畳されることを考慮して、コンデンサ電圧値Ｖｃを、各変換器セル１０が有する電圧検出器１５により実際に検出している。前述のように、このように実測値に基づく場合、検出されるコンデンサ１２の電圧リプルの大きさは、例えば、電力変換器１の動作が安定するまでに時間の経過によって変化する場合がある。
　本実施の形態では、このように時間の経過によって変化するコンデンサ１２の電圧リプルに基づいて、周期毎に信号ｍｏｄｅを１にするか否か、即ち、周期毎に第１制御の有効、無効を判定している。こうして、第１制御が必要か否かを、実際のコンデンサ電圧に基づいて判断できるため、あらゆる電力変換器１の運転パターンに対応できる。
　また、循環電流位相計算部２５８は、推定された電圧リプルを最も打ち消す効果の高い循環電流Ｉｃｃを、第１制御モードを有効としたｋ＋１周期目以降において、その交流成分の位相および振幅を、周期毎に調整してもよい。
　なお、本実施の形態では、以下に説明するように、循環電流Ｉｃｃが含む交流成分の位相を調整してもよい。
　図１１は、実施の形態２による補助循環電流指令部２５０の動作を説明するための図である。
　位相判断部２５６には、信号保持部２５４から出力される信号ＣＣｓｉｇと、比較部２５５で用いられている閾値ＶＣＴＨＬと、が入力される。そして、この信号ＣＣｓｉｇと、閾値ＶＣＴＨＬとを用いて、補助循環電流指令値生成部２５９において生成される循環電流指令値Ｉｃｃｒ＊の位相を決定するための信号ｐｈを出力する。
　例えば、位相判断部２５６は、Ｖｃａｒｍ＜ＶＣＴＨＬ１となり、且つ、その時のＶＣＴＨＬ１の値がアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊の値そのものである時に信号ｐｈを１とし、そうでない時は信号ｐｈを０とする。即ち、図１１の位相τ２において示されるように、アーム２０のコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍがアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊と同じとなった場合に１を出力する。
　位相判断部２５６が出力した信号ｐｈが１の時は、循環電流位相計算部２５８は、アームコンデンサ電圧和ＶＣａｒｍがアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊と同じとなった位相τ２において、アームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍとアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊との差が一番大きくなるような循環電流Ｉｃｃの位相（第２位相θｃｃ２）を設定する。
　アームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍがアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊と同じとなった位相τ２は、図１１を例にすると、おおよそθＰＬＬ＝π／３の時であり、これは有効電力の向きが同じであればいかなる時もほぼ同じなので、第２位相θｃｃ２の値を予め決めることができる。その部分で、実施の形態１の（８）式にて示したエネルギーの変動分ΔＷａｒｍが、正の値側に大きくなるような第２位相θｃｃ２、例えば－３π／４～－π／２程度の一定値を設定すればよい。
　また、実施の形態１の（８）式にて示したエネルギーの変動分ΔＷａｒｍが、正の値側に大きくなるような第２位相θｃｃ２を用いた場合に、電力変換器１の運転状態によっては、コンデンサ電圧リプルの振幅が大きくなり、アームコンデンサ電圧和Ｖｃａｒｍがアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊（第１閾値範囲）を超えることも想定される。その場合、位相判断部２５６は、第２位相θｃｃ２を、実施の形態１の（１０）式により示される第１位相θｃｃ１に切り替える指示を示す信号ｐｈを出力してもよい。
　なお、アーム２０が有する各変換器セル１０が電圧検出器１５をそれぞれ備える構成を示した。この場合、逆相電圧、高調波電圧等でアーム２０ごとにコンデンサ電圧値Ｖｃの差異が生じた場合でも、第１閾値範囲ＶＣＴＨ１を超過する可能性のあるアーム２０を確実に検知できる。
　しかしながらこれに限定するものではなく、電圧検出器１５は、各アーム２０に含まれる少なくとも１つの変換器セル１０に備えられていてもよい。
　そして制御装置３０は、電圧検出器１５により検出された、少なくとも１つのアーム２０におけるコンデンサ電圧値Ｖｃに基づいて、第１制御モードの有効あるいは無効を判定してもよい。
　図１２は、実施の形態２による制御装置３０のハードウエアの一例を示す図である。
　なお、制御装置３０は、ハードウエアの一例を図１２に示すように、プロセッサ３１と記憶装置３２から構成される。記憶装置は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを備える。
また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を備えてもよい。プロセッサ３１は、記憶装置３２から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ３１にプログラムが入力される。また、プロセッサ３１は、演算結果等のデータを記憶装置３２の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。
　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置においては、
前記制御部は、
前記第１閾値範囲の位相毎の下限値を、予め設定された一定の第１値と、前記アームに対する交流電圧指令値と、の大きい方の値となるように位相毎に調整する、
ものである。
　このように、第１閾値範囲の位相毎の下限値は、一定の第１値とアーム交流電圧指令値との大きい方の値となるように位相毎に調整される。そのため、例えば、第１値ＶＣＴＨＬ－Ｐ１を、アーム交流電圧指令値の上側ピークの値よりも下の値と設定すると、第１閾値範囲の下限値ＶＣＴＨＬ１は、アーム交流電圧指令値の上側ピーク近傍以外では、このピークよりも下の第１値ＶＣＴＨＬ－Ｐ１となる。
　こうして、第１閾値範囲の下限値は、常にアーム交流電圧指令値よりも上の値とする必要がないため、第１制御が有効となる期間を少なくして、不必要な循環電流を流さず、損失増加を抑えることができる。
　また、前述のように、電圧リプルの大きさは、逆相電圧、高調波電圧等により各アーム２０で異なる場合があり、さらには、時間の経過によっても変化する場合がある。
　本実施の形態では、上記のように、第１閾値範囲の下限値は、常にアーム交流電圧指令値よりも上の値としないように設定しているため、電圧リプルと第１閾値範囲の下限値との間のマージンを大きく確保できる。これにより、電圧リプルの大きさが時間の経過に応じて異なる場合でも、不必要に第１制御が有効になり、不必要な循環電流が流れることを抑制できる。
　なお、このような第１閾値範囲の位相毎の下限値の設定は、実施の形態１の電力変換装置に対しても同様に適用可能である。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置においては、
前記制御部は、
前記エネルギー蓄積要素の電圧値の脈動のピーク値が、前記アームに対する交流電圧指令値と同じになると、前記第１制御モードにおいて、該エネルギー蓄積要素の電圧値の脈動のピーク値が、該アームに対する交流電圧指令値と同じになった位相における前記エネルギー蓄積要素のエネルギー変動分の大きさが正の値側に大きくなるように、前記循環電流が含む交流成分の位相を第２位相に調整する、
ものである。
　このように、第１閾値の下限値を超えた位相におけるエネルギー蓄積要素のエネルギー変動分の大きさが正の値側に大きくなるように、即ち、第１閾値とコンデンサ電圧とが同じとなる位相において、コンデンサ電圧値が正側に大きくなるような第２位相に、循環電流が含む交流成分の位相が調整される。これにより、制御余裕が小さくなる位相においても、制御余裕を大きく確保することができる。こうして、コンデンサの電圧リプルに対して効果が大きい位相の交流成分を有する循環電流を流すことで、不必要な循環電流を流さず、損失増加が抑えられる。そして、アーム電圧指令値がコンデンサ電圧よりも大きくなることによる過変調も防ぐことができる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置においては、
前記第１閾値範囲よりも設定された調整値分小さい範囲を有する第２閾値範囲が設けられ、
前記制御部は、
複数相の前記交流の基本波のｋ周期目において前記エネルギー蓄積要素の電圧値が前記第１閾値範囲を超える場合に、該ｋ周期目の１周期後であるｋ＋１周期目において、前記第１制御モードを実行すると共に前記第１閾値範囲を前記第２閾値範囲に設定し、
前記第１制御モード実行時の前記ｋ＋１周期目において前記エネルギー蓄積要素の電圧値が前記第２閾値範囲を超えると、該ｋ＋１周期目における前記第１制御モード実行時の前記循環電流に含まれる交流成分の位相および振幅の値を、前記該ｋ＋１周期目より後の周期において維持するように前記循環電流を制御する、
ものである。
　このように、第１閾値範囲よりも設定された調整値分小さい範囲を有する第２閾値範囲が設けられる。そして、交流の基本波のｋ周期目においてエネルギー蓄積要素の電圧値が第１閾値範囲を超える場合には、その後のｋ＋１周期目において、第１制御モードを実行し、新たな第２閾値範囲を設定する。そして、第１制御モード実行時のこのｋ＋１周期目において、エネルギー蓄積要素の電圧値が第２閾値範囲を超えると、このｋ＋１周期目における第１制御モードの実行を、ｋ＋１周期目以降のｋ＋２周期目においても継続して行う。即ち、ｋ＋１周期目において流された循環電流に含まれる交流成分の位相および振幅の値は、その後も維持されるように循環電流が制御される。
　こうして、ｋ＋２周期目以降も第１制御モードが有効となり、周期毎に第１制御モードの有効、無効を繰り返すチャタリングを防止でき、電力変換装置を安定化できる。
　また、ｋ＋１周期目において決定された、コンデンサ電圧リプルを最も打ち消す効果の高い位相および振幅を有する循環電流Ｉｃｃを、ｋ＋２周期目以降も同様に継続して流すことができるため、流す循環電流Ｉｃｃが含む交流成分が、周期毎に切り替わるのを防止でき、電力変換装置を安定化できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置においては、
前記制御部は、前記第１制御モードの実行時において、
複数相の前記交流の基本波の前記ｋ＋１周期目より後の少なくとも一周期において、前記エネルギー蓄積要素の電圧値が前記第２閾値範囲を超えない場合に、前記第１制御モードを無効にする、
ものである。
　このように、新たに設定した第２閾値範囲を、エネルギー蓄積要素が超えない場合は、第１制御モードを無効にすることで、不必要な循環電流を流して損失が増加することを抑制できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置においては、
各前記アームに含まれる少なくとも１つの前記変換器セルにおいて、前記エネルギー蓄積要素の電圧値を検出する電圧検出器が備えられ、
前記制御部は、前記電圧検出器により検出された、少なくとも１つの前記アームにおける前記エネルギー蓄積要素の電圧値に基づいて、前記第１制御モードの有効あるいは無効を判定する、
ものである。
　このように、逆相電圧、高調波電圧等でアームごとにコンデンサ電圧の差異が生じても、一番条件の厳しいアーム部分で検知できるので、より正確に超過するか否かを判断できる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１　電力変換器、１０　変換器セル、５Ｐ　正極直流端子、５Ｎ　負極直流端子、１２　コンデンサ（エネルギー蓄積要素）、１１ｐ，１１ｎ，１１ｐ１，１１ｎ１，１１ｐ２，１１ｎ２　スイッチング素子（半導体素子）、２０，２０Ｐｕ，２０Ｐｖ，２０Ｐｗ、２０Ｎｕ，２０Ｎｖ，２０Ｎｗ　アーム、２５，２５ｕ，２５ｖ，２５ｗ　レグ回路、３０　制御装置（制御部）、１００　電力変換装置。

Claims (11)

  1. エネルギー蓄積要素と複数の半導体素子とを有する変換器セルを複数直列して備える一対のアームが互いに直列接続されたレグ回路を交流の各相にそれぞれ備え、該レグ回路が正負の直流端子間に並列接続されて、複数相の交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、該電力変換器を制御する制御部と、を備えた電力変換装置において、
    前記制御部は、
    前記電力変換器内において各相の前記レグ回路間を循環する循環電流に、前記交流の基本波の周波数に対して３の倍数を除いた偶数倍の周波数を有する交流成分が含まれるように、該循環電流を制御する第１制御モードを有し、
    前記エネルギー蓄積要素の電圧値に基づいて、前記第１制御モードの有効あるいは無効を判定する、
    電力変換装置。
  2. 前記制御部は、
    前記エネルギー蓄積要素の電圧値が、設定される第１閾値範囲を超えると、前記第１制御モードを有効と判定して該第１制御モードを実行し、
    前記第１閾値範囲は、前記エネルギー蓄積要素の定格電圧以下に設定される、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御部は、
    前記第１閾値範囲の位相毎の下限値を、予め設定された一定の第１値と、前記アームに対する交流電圧指令値と、の大きい方の値となるように位相毎に調整する、
    請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御部は、
    前記第１制御モードを実行した際における前記エネルギー蓄積要素の電圧値が前記第１閾値範囲内となるように、前記第１制御モードにおいて前記循環電流が含む交流成分の位相を第１位相に調整する、
    請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御部は、
    前記第１制御モードを実行した際における前記エネルギー蓄積要素の電圧値が前記第１閾値範囲内となるように、前記第１制御モードにおいて前記循環電流が含む交流成分の振幅を調整する、
    請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記制御部は、
    前記エネルギー蓄積要素の電圧値の脈動のピーク値が、前記アームに対する交流電圧指令値と同じになると、前記第１制御モードにおいて、該エネルギー蓄積要素の電圧値の脈動のピーク値が、該アームに対する交流電圧指令値と同じになった位相における前記エネルギー蓄積要素のエネルギー変動分の大きさが正の値側に大きくなるように、前記循環電流が含む交流成分の位相を第２位相に調整する、
    請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記制御部により前記第１制御モード実行時において調整される交流成分の位相は、前記電力変換器の有効電力、および、無効電力に基づき導出される前記エネルギー蓄積要素のエネルギー変動分に基づき決定される、
    請求項２から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 前記第１閾値範囲よりも設定された調整値分小さい範囲を有する第２閾値範囲が設けられ、
    前記制御部は、
    複数相の前記交流の基本波のｋ周期目において前記エネルギー蓄積要素の電圧値が前記第１閾値範囲を超える場合に、該ｋ周期目の１周期後であるｋ＋１周期目において、前記第１制御モードを実行すると共に前記第１閾値範囲を前記第２閾値範囲に設定し、
    前記第１制御モード実行時の前記ｋ＋１周期目において前記エネルギー蓄積要素の電圧値が前記第２閾値範囲を超えると、該ｋ＋１周期目における前記第１制御モード実行時の前記循環電流に含まれる交流成分の位相および振幅の値を、前記該ｋ＋１周期目より後の周期において維持するように前記循環電流を制御する、
    請求項２から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記調整値は、前記第１制御モードを実行した際における前記エネルギー蓄積要素の電圧値が、前記第２閾値範囲を超える値となるように、前記エネルギー蓄積要素のエネルギー変動分と、前記第１制御モード実行時の前記循環電流に含まれる交流成分の位相および振幅の値と、に基づいて設定される、
    請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 前記制御部は、前記第１制御モードの実行時において、
    複数相の前記交流の基本波の前記ｋ＋１周期目より後の少なくとも一周期において、前記エネルギー蓄積要素の電圧値が前記第２閾値範囲を超えない場合に、前記第１制御モードを無効にする、
    請求項８または請求項９に記載の電力変換装置。
  11. 各前記アームに含まれる少なくとも１つの前記変換器セルにおいて、前記エネルギー蓄積要素の電圧値を検出する電圧検出器が備えられ、
    前記制御部は、前記電圧検出器により検出された、少なくとも１つの前記アームにおける前記エネルギー蓄積要素の電圧値に基づいて、前記第１制御モードの有効あるいは無効を判定する、
    請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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