CN113410993B - 有限状态机的模块化多电平直流变压器控制方法、装置 - Google Patents

有限状态机的模块化多电平直流变压器控制方法、装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种有限状态机的模块化多电平直流变压器控制方法、装置，所述方法包括：所述变压器原边包括上桥臂和下桥臂，每个桥臂包括多个级联的子模块，每个子模块包括相互并联的开关管和电容，上桥臂和下桥臂的耦合点与地之间输出电平，变压器副边为H桥；由输出的电平等级，确定对应的子模块导通或关断状态的子模块状态组合；确定在电平等级切换时，环流实际值相对环流参考值的环流变化程度；根据子模块状态组合，选择在电平等级单调切换过程中，特定子模块动作次数在预定次数之内的子模块导通或关断顺序。采用上述技术方案，通过有限状态机的设计，确定控制子模块投切时环流实际值情况，实现子模块电容电压的平衡，和抑制原边环流振荡。

Description

有限状态机的模块化多电平直流变压器控制方法、装置
技术领域
本发明涉及电力电子技术，尤其涉及一种有限状态机的模块化多电平直流变压器控制方法、装置。
背景技术
可再生能源以及直流负荷大量接入电网，会使传统交流电网很难对负荷的波动性和新能源发电的随机性快速响应。建立直流电网可以避免中间级电能变换环节，大大提高系统的效率，且可以集中接入可再生能源发电，提高可再生能源利用率。直流变压器(DCTransformer,DCT)作为直流电网互联的重要设备，也是制约直流电网推广的主要技术瓶颈，近些年来备受关注。
模块化多电平结构(Modular Multilevel Converter,MMC)由于其特有的拓展性和冗余性，在高压直流输电领域得到广泛应用。随着直流配电网的发展，MMC拓扑也逐渐应用于DCT中。模块化多电平直流变压器(Modular Multilevel DC Transformer,MMDCT)综合了双有源全桥(Dual Active Bridge,DAB)双向功率传输以及软开关特性与MMC拓扑耐压等级高、易于拓展等特点，很好的解决了传统DAB耐压等级低与直流电网电压等级高之间的矛盾。
模块化多电平直流变压器中的类方波调制实际上利用了MMC拓扑多电平的特点，通过对桥臂子模块逐个延时投切，将交流方波的上升沿和下降沿扩展为阶梯波，减小了输出电压的变化率，保持了原边直流电压的高利用率。但是子模块的延时投切，会导致子模块电容电压不平衡和原边环流振荡。
发明内容
发明目的：本发明提供一种有限状态机的模块化多电平直流变压器控制方法、装置，旨在通过控制子模块的投切(导通或关断)，实现子模块电容电压的平衡，和抑制原边环流振荡。
技术方案：本发明提供一种有限状态机的模块化多电平直流变压器控制方法，包括：
计算变压器原边的环流参考值；所述变压器原边包括上桥臂和下桥臂，每个桥臂包括多个级联的子模块，每个子模块包括相互并联的开关管和电容，上桥臂和下桥臂的耦合点与地之间输出电平，变压器副边为H桥；
由输出的电平等级，确定对应的子模块导通或关断状态的子模块状态组合；
确定在电平等级切换时，环流实际值相对环流参考值的环流变化程度；
根据子模块状态组合，选择在电平等级单调切换过程中，特定子模块动作次数在预定次数之内的子模块导通或关断顺序。
具体的，计算变压器原边和副边的最优移相占空比Dopt，其中包括：
离散化副边输出电压，副边输出电压的离散时间方程为：
Figure BDA0003092524280000021
其中，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值，uo(k)为k时隙的采样值，fs为变压器频率，C2为副边输出侧电容值，D为移相占空比，Ll为变压器电感，io(k)为k时隙的输出电流值；
将副边输出电压参考值与k+1时隙副边输出电压的预测值之间偏差，构造关于副边输出电压的代价方程Guo：
Guo＝|Voref-uo(k+1)|，
其中，Voref为副边输出电压的参考值其中，Voref为副边输出电压的参考值，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值；
将移相占空比的取值范围划分为k份，将每份取值范围内的特定值代入方程Guo，计算其中使得Guo最小的移相占空比作为最优移相占空比。
具体的，环流参考值的输出功率Po与移相占空比之间的关系为：
Figure BDA0003092524280000022
其中，n为变压器变比，Udc为原边直流电压；
将最优移相占空比代入，未修正的环流参考值Icref为：
Figure BDA0003092524280000023
其中，Udc为原边直流电压；
修正之后的环流参考值icref为：
icref＝Icref+Δi，
其中，当前时隙的子模块电容电压的平均值Vcav与参考值Vcref之差经过PI控制器可以得到环流修正量Δi，
Figure BDA0003092524280000031
N为上桥臂或下桥臂的子模块数量。
具体的，确定环流变化程度超过预定阈值所对应的电平等级，并将对应的子模块状态组合排除出选择范围；考虑环流变化程度，和/或子模块实际电容电压相对子模块电容电压参考值的电容电压变化程度，和/或桥臂电流的极性，选择子模块导通或关断顺序。
本发明还提供一种有限状态机的模块化多电平直流变压器控制装置，其特征在于，包括：环流计算单元、状态组合单元、环流变化单元和选择单元，其中：所述环流计算单元，用于计算变压器原边的环流参考值；所述变压器原边包括上桥臂和下桥臂，每个桥臂包括多个级联的子模块，每个子模块包括相互并联的开关管和电容，上桥臂和下桥臂的耦合点与地之间输出电平，变压器副边为H桥；所述状态组合单元，用于由输出的电平等级，确定对应的子模块导通或关断状态的子模块状态组合；所述环流变化单元，用于确定在电平等级切换时，环流实际值相对环流参考值的环流变化程度；所述选择单元，用于根据子模块状态组合，选择在电平等级单调切换过程中，特定子模块动作次数在预定次数之内，并确定相应的环流变化程度。
具体的，所述环流计算单元，用于计算变压器原边和副边的最优移相占空比Dopt，其中包括：
离散化副边输出电压，副边输出电压的离散时间方程为：
Figure BDA0003092524280000032
其中，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值，uo(k)为k时隙的采样值，fs为变压器频率，C2为副边输出侧电容值，D为移相占空比，Ll为变压器电感，io(k)为k时隙的输出电流值；
将副边输出电压参考值与k+1时隙副边输出电压的预测值之间偏差，构造关于副边输出电压的代价方程Guo：
Guo＝|Voref-uo(k+1)|，
其中，Voref为副边输出电压的参考值其中，Voref为副边输出电压的参考值，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值；
将移相占空比的取值范围划分为k份，将每份取值范围内的特定值代入方程Guo，计算其中使得Guo最小的移相占空比作为最优移相占空比。
具体的，所述环流计算单元，用于环流参考值的输出功率Po与移相占空比之间的关系为：
Figure BDA0003092524280000041
其中，n为变压器变比，Udc为原边直流电压；
将最优移相占空比代入，未修正的环流参考值Icref为：
Figure BDA0003092524280000042
其中，Udc为原边直流电压；
修正之后的环流参考值icref为：
icref＝Icref+Δi，
其中，当前时隙的子模块电容电压的平均值Vcav与参考值Vcref之差经过PI控制器可以得到环流修正量Δi。
具体的，所述选择单元，用于确定环流变化程度超过预定阈值所对应的电平等级，并将对应的子模块状态组合排除出选择范围；考虑环流变化程度，和/或子模块实际电容电压相对子模块电容电压参考值的电容电压变化程度，和/或桥臂电流的极性，选择子模块导通或关断顺序。
有益效果：与现有技术相比，本发明具有如下显著优点：通过有限状态机的设计，确定控制子模块投切(导通或关断)时环流实际值情况，实现子模块电容电压的平衡，和抑制原边环流振荡。
附图说明
图1为本发明中的模块化多电平直流变压器拓扑结构图；
图2为本发明中的模块化多电平直流变压器整体控制框图；
图3为N＝2时MMDCT五电平状态机的切换规则；
图4为状态机切换规则的流程图；
图5(a)至图5(c)分别为N＝2且MMDCT输出负载突变时子模块电容电压、环流、输出电压的仿真波形图；
图6为N＝2时，原副边电压波形图；
图7为子模块动作数量图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案作进一步说明。
本发明主要用于MMDCT原边的有限状态机分配脉冲的控制方法，旨在控制原边子模块电容电压的平衡以及抑制环流振荡。原副边之间采用基于模型预测控制的移相控制，旨在控制输出电压的平衡。
如图1所示，MMDCT包括原边MMC拓扑、副边H桥型拓扑以及中高频隔离变压器。原边MMC包括上下两桥臂。每个桥臂包括N个半桥子模块(HBSM)，每个半桥子模块包含2个绝缘栅双极型晶体管IGBT和1个电容C，其中，2个IGBT串联后与电容并联，每个IGBT作为开关使用。两桥臂近端经由各自的等效桥臂耦合电感Lt(其值等于桥臂耦合电感自感值Lm和桥臂耦合电感互感值Ls之和)和等效寄生电阻Rs相连，旨在抑制桥臂中环流的纹波，耦合电感中点与地之间输出中高频交流类方波电压，两桥臂远端分别接于中高压直流电压源的两端。原边MMC拓扑和副边H桥型拓扑通过中高频变压器实现电气隔离。半桥子模块有两种状态，取决于副边H桥开关组合，上开关S1闭合，下开关S2关断时，子模块处于闭合状态(亦即导通状态)，输出电压usm等于子模块电容电压uc；相反，当上开关S1关断，下开关S2打开时，子模块被旁路，输出电压usm等于零，子模块处于关断状态。
图2给出了本发明总体的控制框图。框图分为上下两个部分，上部分主要是基于模型预测控制的移相控制实现方法，可以得到未修正的环流参考值Icref，子模块实际电容电压与参考值比较经过PI控制器可以得到电流修正量Δi，Icref与Δi之和icref即为修正后环流的参考值。下部分为原边的有限状态机分配脉冲设计，根据对子模块状态组合冗余状态的分布和选择，设计出有限状态机。首先根据判断当前时隙处于上升沿还是下降沿，得到当前状态切换方向，其次切换至奇数电平时，根据环流与参考值的比较，可以选择导通N-1个或N+1个子模块增加和减少环流，达到抑制环流振荡的效果；而切换至偶数电平时，则可以根据桥臂电流的极性，切除或投入相应的子模块以达到子模块电容电压桥臂内的均衡。
本发明实施例具体可以包括如下步骤：
步骤一：计算原边MMC拓扑的环流参考值，具体包括：确定原边MMC拓扑和副边H桥型拓扑的最优移相占空比，并根据所述最优移相占空比计算原边环流参考值。
其中，最优移相占空比Dopt通过如下方式确定：首先，离散化副边输出电压，副边输出电压的离散时间方程为：
Figure BDA0003092524280000061
其中，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值，uo(k)为k时隙的采样值，fs为变压器频率，n为变压器变比，C2为副边输出侧电容值，D为移相占空比，Ll为变压器电感，io(k)为k时隙的副边输出电流值；
然后，将副边输出电压参考值与k+1时隙副边输出电压预测值uo(k+1)的偏差，构造关于副边输出电压的代价方程Guo：
Guo＝|Voref-uo(k+1)| (2)
其中，Voref为副边输出电压的参考值，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值。
接着，将移相占空比D的取值范围分为k份(此处取100份)，将每一份D的子取值范围内的中间值代入Guo中，找到使得Guo最小的移相占空比作为最优移相占空比Dopt。
环流参考值为输出功率Po除以原边直流电压Udc。因此，环流参考值的选取由副边输出功率来反映，输出功率与移相占空比之间的关系可表示为：
Figure BDA0003092524280000062
其中，n为变压器变比，Udc为原边直流电压；
未修正的环流参考值Icref为：
Figure BDA0003092524280000063
其中，Udc为原边直流电压；
将Dopt代入上式(4)，即可得到相应的原边未修正的环流参考值。
子模块电容电压的参考值可以表示为：
Figure BDA0003092524280000071
其中，当前时隙的子模块电容电压的平均值Vcav与参考值Vcref之差经过PI控制器可以得到环流修正量Δi，N为上桥臂或下桥臂的子模块数量。因此，修正之后的环流参考值icref为：
icref＝Icref+Δi (6)
步骤二：由输出的电平等级，确定对应的子模块导通或关断状态的子模块状态组合。
当前时隙下的子模块开关状态可以用一个1行2N列仅含有1和0的矩阵S表示，前N(N以2为例说明)列的元素对应上桥臂的两个子模块的开关状态，后N列的元素对应下桥臂的两个子模块的开关状态。且下桥臂子模块导通之和ul与上桥臂子模块导通之和up的差为输出电压的电平等级level，其中电平等级level∈{-2，-1，0，1，2}。
根据排列组合可得，最高和最低这两个电平的实现，子模块状态组合(开关组合)唯一，即S＝[0 0 1 1]或[1 1 0 0]，而奇数电平level＝-1、1时，各有4种冗余状态，而在0电平下冗余状态最多，为6种。
下表所示为所有子模块状态：
Figure BDA0003092524280000072
Figure BDA0003092524280000081
其中，H代表的是状态，H的下标是十六进制，σ1-2为上桥臂子模块的开关状态，σ3-4代表下桥臂子模块开关状态，1代表导通，0代表关断，level代表输出电平等级，icm对应的箭头表示该状态对环流实际值的影响(环流实际值相对环流参考值的环流变化程度)，向上代表增加，向下代表减小。环流变化程度可以是变化幅度，也可以是变化率等表征变化情况的物理量，子模块的电容电压变化程度同理。
忽略子模块电容电压纹波对共模电压的影响，在子模块电容电压稳定时，子模块电容电压可以近似为恒定值Udc，从而共模电压可以表示为：
Figure BDA0003092524280000082
其中，σi表示矩阵S第i个元素，σcm表示矩阵S中的元素和的一半。
对图1列写基尔霍夫电压电流定律可得共模侧的电气方程：
Figure BDA0003092524280000083
忽略桥臂电阻Rs，将(7)带入(8)中可得环流的变化公式：
Figure BDA0003092524280000084
式(9)同样反应了环流变化程度。
由此可见，环流的增减与矩阵S中的元素和的一半有关，当1-σcm大于0时，环流增加，对应桥臂子模块导通个数和为N-1的情况；反之，环路减少，对应桥臂子模块导通个数和为N+1的情况。同时，偶数电平由于σcm＝1，不能控制环流。
另外，在0电平下状态H0和HF由于对环流的变化是其他同样引起环流变化的开关组合的两倍，因此需要避免使用这两个开关组合，也即环流变化程度超过预定阈值所对应的电平等级，将对应的子模块状态组合排除出选择范围。
步骤三：有限状态机脉冲分配的设计。
如图3所示，为本发明(以N等于2为例)所设计的有限状态机，其中共有14个状态，直线的箭头表示上升沿状态变化的方向，虚线的箭头表示下降沿状态变化的方向，从偶数电平切换到奇数电平的过程中，每个偶数电平状态都对应着能够分别使得环流增加以及减少的奇数电平状态，通过对冗余状态的选取，可以抑制环流的振荡；类似的，从奇数电平切换到偶数电平的过程中，每个奇数电平状态都对应着不同冗余状态，根据当前时隙桥臂电流的极性使得子模块电容电压在桥臂内平衡。
在具体实施中，类方波调制又和PD-PWM调制不同，其目标电平在上升沿或下降沿是单调变换的。对于类方波调制下的MMDCT而言，输出电平在上升沿或下降沿的过渡过程中单调变换。为了使得开关频率最小，冗余状态在电平等级切换时，有且仅有一个子模块动作，且发生动作过的子模块，在该单调过程结束后(在下一次单调过程开始前)不动作。单调过程指电平仅从高至低变化，或仅从低至高变化。
图4所示，为五电平有限状态机的算法设计。可以看出，从0电平向±1电平变化时，通过选择合适的状态，可以抑制环流的振荡，而从±1电平向0电平变化时，通过对桥臂电流的极性判断，以及上一时刻的状态，判断需要投入还是切除相应的子模块，从而达到桥臂内子模块的均衡。而从-2和2电平向-1和1电平变化时，可以对子模块和环流进行整体的控制，先抑制环流再控制子模块电容电压平衡。
图5所示，为动态情况下，基于状态机脉冲分配的MMDCT仿真分析。负载功率由200W突变至1200W再突变回200W。其中，图5(a)为子模块电容电压的仿真图，如图所示，子模块电容电压能很好的稳定在参考值150V附近。且动态响应速度较快。图5(b)为输出侧电容电压的波形，可以稳定在参考值100V附近。原副边采用基于模型预测的移相控制，因此，在负载突变时能够反应迅速。图5(c)为环流的波形图，从图中可以看出，环流能稳定在修正后的参考值附近，且动态相应很好。
图6所示，为原副边交流测高频电压的波形，其中，原边采用了2N+1的有限状态机脉冲分配，因此，原边电压波形为2N+1电平，此仿真N＝2，故有5电平。副边与原边存在移向占空比，控制功率的传输。
图7所示，为子模块的总开关动作数，因为限制了子模块在上升沿和下降沿过渡过程有且仅动作一次，因此，子模块的开关动作频率与变压器频率相一致，此处取1kHz。由图7可以看出，该方法保证了子模块不多次动作，不重复动作。
本发明所提供的技术方案，具体包括如下的技术效果：
(1)通过对状态机的设计，离线时将电平切换时的所有可能状态考虑完善，大大减少在线运行时的计算量。
(2)由奇数电平向偶数电平切换时，通过对当前时隙的桥臂电流的极性的判断，比较桥臂内子模块电容电压的大小，做出投入或是切除子模块的选择，可以在偶数电平下维持桥臂内电容电压的平衡。
(3)由偶数电平向奇数电平切换时，通过对当前时隙的环流与修正后环流参考值进行比较，判断该时隙需要增加或是减小环流，并投入相应的状态。即可以在奇数电平下抑制环流的振荡。
(4)基于模型预测控制的移相控制，与传统PI控制相比，动态性能更好，且无需调参。实际上是在移相占空比的精度与动态响应上做了折中，使得最终输出的最优移相占空比在满足精度要求的前提下动态性能更好，动态响应更快，从而更好地适应输出功率突变的情况。
本发明还提供一种有限状态机的模块化多电平直流变压器控制装置，其特征在于，包括：环流计算单元、状态组合单元、环流变化单元和选择单元，其中：所述环流计算单元，用于计算变压器原边的环流参考值；所述变压器原边包括上桥臂和下桥臂，每个桥臂包括多个级联的子模块，每个子模块包括相互并联的开关管和电容，上桥臂和下桥臂的耦合点与地之间输出电平，变压器副边为H桥；所述状态组合单元，用于由输出的电平等级，确定对应的子模块导通或关断状态的子模块状态组合；所述环流变化单元，用于确定在电平等级切换时，环流实际值相对环流参考值的环流变化程度；所述选择单元，用于根据子模块状态组合，选择在电平等级单调切换过程中，特定子模块动作次数在预定次数之内，并确定相应的环流变化程度。
本发明实施例中，所述环流计算单元，用于计算变压器原边和副边的最优移相占空比Dopt，其中包括：
离散化副边输出电压，副边输出电压的离散时间方程为：
Figure BDA0003092524280000111
其中，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值，uo(k)为k时隙的采样值，fs为变压器频率，C2为副边输出侧电容值，D为移相占空比，Ll为变压器电感，io(k)为k时隙的输出电流值；
将副边输出电压参考值与k+1时隙副边输出电压的预测值之间偏差，构造关于副边输出电压的代价方程Guo：
Guo＝|Voref-uo(k+1)|，
其中，Voref为副边输出电压的参考值其中，Voref为副边输出电压的参考值，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值；
将移相占空比的取值范围划分为k份，将每份取值范围内的特定值代入方程Guo，计算其中使得Guo最小的移相占空比作为最优移相占空比。
本发明实施例中，所述环流计算单元，用于环流参考值的输出功率Po与移相占空比之间的关系为：
Figure BDA0003092524280000112
其中，n为变压器变比，Udc为原边直流电压；
将最优移相占空比代入，未修正的环流参考值Icref为：
Figure BDA0003092524280000113
其中，Udc为原边直流电压；
修正之后的环流参考值icref为：
icref＝Icref+Δi，
其中，当前时隙的子模块电容电压的平均值Vcav与参考值Vcref之差经过PI控制器可以得到环流修正量Δi。
本发明实施例中，所述选择单元，用于确定环流变化程度超过预定阈值所对应的电平等级，并将对应的子模块状态组合排除出选择范围；考虑环流变化程度，和/或子模块实际电容电压相对子模块电容电压参考值的电容电压变化程度，和/或桥臂电流的极性，选择子模块导通或关断顺序。

Claims (4)

1.一种有限状态机的模块化多电平直流变压器控制方法，其特征在于，包括：
计算变压器原边的环流参考值；所述变压器原边包括上桥臂和下桥臂，每个桥臂包括多个级联的子模块，每个子模块包括相互并联的开关管和电容，上桥臂和下桥臂的耦合点与地之间输出电平，变压器副边为H桥；所述计算变压器原边的环流参考值，包括：计算变压器原边和副边的最优移相占空比Dopt，其中包括：离散化副边输出电压，副边输出电压的离散时间方程为：
Figure FDA0003526226500000011
其中，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值，uo(k)为k时隙的采样值，fs为变压器频率，C2为副边输出侧电容值，D为移相占空比，Ll为变压器电感，io(k)为k时隙的输出电流值；将副边输出电压参考值与k+1时隙副边输出电压的预测值之间偏差，构造关于副边输出电压的代价方程Guo：Guo＝|Voref-uo(k+1)|，其中，Voref为副边输出电压的参考值，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值；将移相占空比的取值范围划分为k份，将每份取值范围内的特定值代入方程Guo，计算其中使得Guo最小的移相占空比作为最优移相占空比；环流参考值的输出功率Po与移相占空比之间的关系为：
Figure FDA0003526226500000012
其中，n为变压器变比，Udc为原边直流电压；将最优移相占空比代入，未修正的环流参考值Icref为：
Figure FDA0003526226500000013
其中，Udc为原边直流电压；修正之后的环流参考值icref为：icref＝Icref+Δi，其中，当前时隙的子模块电容电压的平均值Vcav与参考值Vcref之差经过PI控制器可以得到环流修正量Δi，
Figure FDA0003526226500000014
N为上桥臂或下桥臂的子模块数量；
由输出的电平等级，确定对应的子模块导通或关断状态的子模块状态组合；
确定在电平等级切换时，环流实际值相对环流参考值的环流变化程度；
根据子模块状态组合，选择在电平等级单调切换过程中，特定子模块动作次数在预定次数之内的子模块导通或关断顺序。
2.根据权利要求1所述的有限状态机的模块化多电平直流变压器控制方法，其特征在于，所述根据子模块状态组合，选择在电平等级单调切换过程中，特定子模块动作次数在预定次数之内的子模块导通或关断顺序，包括：
确定环流变化程度超过预定阈值所对应的电平等级，并将对应的子模块状态组合排除出选择范围；考虑环流变化程度，和/或子模块实际电容电压相对子模块电容电压参考值的电容电压变化程度，和/或桥臂电流的极性，选择子模块导通或关断顺序。
3.一种有限状态机的模块化多电平直流变压器控制装置，其特征在于，包括：环流计算单元、状态组合单元、环流变化单元和选择单元，其中：
所述环流计算单元，用于计算变压器原边的环流参考值；所述变压器原边包括上桥臂和下桥臂，每个桥臂包括多个级联的子模块，每个子模块包括相互并联的开关管和电容，上桥臂和下桥臂的耦合点与地之间输出电平，变压器副边为H桥；所述计算变压器原边的环流参考值，包括：计算变压器原边和副边的最优移相占空比Dopt，其中包括：离散化副边输出电压，副边输出电压的离散时间方程为：
Figure FDA0003526226500000021
其中，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值，uo(k)为k时隙的采样值，fs为变压器频率，C2为副边输出侧电容值，D为移相占空比，Ll为变压器电感，io(k)为k时隙的输出电流值；将副边输出电压参考值与k+1时隙副边输出电压的预测值之间偏差，构造关于副边输出电压的代价方程Guo：Guo＝|Voref-uo(k+1)|，其中，Voref为副边输出电压的参考值，uo(k+1)为k+1时隙副边输出电压uo的预测值；将移相占空比的取值范围划分为k份，将每份取值范围内的特定值代入方程Guo，计算其中使得Guo最小的移相占空比作为最优移相占空比；环流参考值的输出功率Po与移相占空比之间的关系为：
Figure FDA0003526226500000022
其中，n为变压器变比，Udc为原边直流电压；将最优移相占空比代入，未修正的环流参考值Icref为：
Figure FDA0003526226500000023
其中，Udc为原边直流电压；修正之后的环流参考值icref为：icref＝Icref+Δi，其中，当前时隙的子模块电容电压的平均值Vcav与参考值Vcref之差经过PI控制器可以得到环流修正量Δi，
Figure FDA0003526226500000031
N为上桥臂或下桥臂的子模块数量；
所述状态组合单元，用于由输出的电平等级，确定对应的子模块导通或关断状态的子模块状态组合；
所述环流变化单元，用于确定在电平等级切换时，环流实际值相对环流参考值的环流变化程度；
所述选择单元，用于根据子模块状态组合，选择在电平等级单调切换过程中，特定子模块动作次数在预定次数之内，并确定相应的环流变化程度。
4.根据权利要求3所述的有限状态机的模块化多电平直流变压器控制装置，其特征在于，所述选择单元，用于确定环流变化程度超过预定阈值所对应的电平等级，并将对应的子模块状态组合排除出选择范围；考虑环流变化程度，和/或子模块实际电容电压相对子模块电容电压参考值的电容电压变化程度，和/或桥臂电流的极性，选择子模块导通或关断顺序。
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