CN112994432B - 一种用于模块化多电平直流变压器的模型预测控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于模块化多电平直流变压器的模型预测控制方法。该方法分为两个部分。第一部分是基于模型预测控制的移相控制得到原边环流参考值。第二个部分是原边类方波交流电压的模型预测控制，包括对需要遍历寻优的开关状态组合的集合进行缩减，用环流预测值和子模块电容电压预测值构造代价方程，并从缩减后的开关状态组合的集合中找出使代价方程最小的开关状态组合。其中，环流预测值的计算包括只在过渡过程开始时采样漏感电流，用采样的漏感电流对每一电平下漏感电流的等效值进行估算，根据估算结果计算环流预测值。本发明能够使得子模块电容电压平衡、抑制环流振荡，在满足精度要求的前提下提高动态性能，从而更好地适应输出功率突变的情况。

Description

一种用于模块化多电平直流变压器的模型预测控制方法
技术领域
本发明属于中高压大功率电力电子技术在电力系统中应用技术领域，具体涉及一种用于模块化多电平直流变压器(Modular Multilevel DC Transformer，MMDCT)的模型预测控制方法。
背景技术
随着化石能源的大力开采，全球环境污染日益严重，中国和世界面临着能源结构的转型调整。然而一方面可再生能源都具有间歇性和随机性的特点，其大量接入电网，会对现有的传统交流电网造成不利影响，使其很难对负荷的波动性和新能源发电的随机性快速响应；另一方面，传统网络结构越来越复杂，直流负荷如电动汽车充电桩、智能终端设备、半导体照明装置等越来越多。建立直流电网可以避免中间级电能变换环节，大大提高系统的效率，其次，没有无功电流，增加传输容量与传输距离，且可以集中接入可再生能源发电，提高可再生能源利用率。作为直流电网互联的重要设备，也是制约直流电网推广的主要技术瓶颈，直流变压器(DC Transformer，DCT)近些年来备受关注。
模块化多电平结构由于其拓展性和灵活性，在高压直流输电领域得到广泛应用。已经知晓许多用于MMDCT的控制方法。浙江大学团队 2016年在《中国电机工程学报》刊登的“模块化多电平直流变压器研究”一文中(作者王朝辉等)提出一种基于半桥子模块的模块化多电平直流变压器。其应用于中低压直流配电中，相较于输入串联输出并联型结构，该结构只有一个中高频交流变压器，传输功率高，磁芯利用率高，绝缘设计也更简单。该文通过动态调节每个模块的移相状态可以实现MMC 子模块电容电压的平衡，但是该方法受限于电压增益，因而限制了变流器最大优化区间不能大范围升降压。2018年在《中国电机工程学报》刊登的“基于移相控制的高频链模块化多电平直流变压器分布式控制管理策略及轮换电容电压平衡方法”一文中(作者孙谦浩等)提出了一种轮换电容电压平衡控制方法，通过确定桥臂子模块的先后投入顺序，再根据最大电平逼近的原则确定该轮换周期中不同时隙每个桥臂所需要投入的子模块个数，每个轮换周期中仅需按投入顺序触发子模块，算法简单，但是没有给出如何确定轮换周期数的方法。在《IEEE Transactions on PowerElectronics》刊登的“A Capacitor Voltage Balancing Method for a ModularMultilevel DC Transformer for DC Distribution System”一文(作者S.Shao等)没有严格控制每个周期的子模块电容电压均衡，只有当子模块电压最大值和最小值的差超过规定的范围时才采取控制动作，这些方法本质是重新分配脉冲信号，将子模块按照电容电压大小进行排序，将脉冲信号按照可以充能的强弱分配给响应的子模块。MMDCT作为一个多输入多输出的系统，集合了MMC拓扑与DAB拓扑的优点，同时也存在这些拓扑的共有问题，因此需要寻求一种多目标控制手段，实现 MMDCT整体的控制。
发明内容
发明目的：针对现有MMDCT控制策略的一些不足，提出了一种用于MMDCT的模型预测控制方法，该方法从顶层控制出发，来寻求满足调制波信号的开关组合，从而使得子模块电容电压平衡、抑制环流振荡，并使得最终输出的最优移相占空比在满足精度要求的前提下动作更快速更稳定。
技术方案：本发明公开一种用于MMDCT的模型预测控制方法。其中，所述MMDCT包括原边MMC拓扑、副边H桥型拓扑以及中高频隔离变压器；所述原边MMC拓扑包括a、b两相，每相包括上下桥臂，上下桥臂分别包括N个级联的半桥子模块，N为正整数；每个半桥子模块包含1个电容C和2个作为开关的晶体管。该模型预测控制方法包括： (S1)计算原边MMC拓扑的环流参考值、子模块电容电压参考值；(S2) 分别确定原边MMC拓扑的a、b相环流和子模块电容电压在不同开关状态组合下的预测值；(S3)将原边MMC拓扑的a、b相环流的预测值分别与所述原边环流参考值作差，将原边MMC拓扑的子模块电容电压的预测值与所述原边子模块电容电压参考值作差，并用三种差值的绝对值之和构造代价方程；(S4)根据当前时隙调制波电平数目和上一时隙的开关状态组合对原边MMC拓扑的所有开关状态组合的集合进行缩减；从缩减后的开关状态组合的集合中选出使得所述代价方程最小的开关状态组合，作为当前时隙的原边MMC拓扑的开关状态组合。
进一步地，步骤(S1)中，计算原边MMC拓扑的环流参考值包括：确定原边MMC拓扑和副边H桥型拓扑的最优移相占空比，并根据所述最优移相占空比计算对应的副边输出功率，用对应的副边输出功率除以原边直流电压的两倍，得到所述环流参考值。
进一步地，所述最优移相占空比通过以下方式确定：确定副边输出电压关于移相占空比的函数，并进行离散化，得到副边输出电压相邻时隙间的迭代关系；根据所述迭代关系，基于上一时隙副边输出电压得到当前时隙副边输出电压的预测值；用当前时隙副边输出电压的预测值与副边输出电压参考值之差的绝对值构造关于副边输出电压的代价方程Guo；将移相占空比的取值范围分为k份，k为正整数，将每一份的中间值分别代入Guo中，找到使得Guo最小的中间值作为所述最优移相占空比。
进一步地，步骤(S1)中，所述子模块电容电压参考值为原边直流电压除以桥臂子模块个数N。
进一步地，步骤(S2)具体包括：(S21)在当前时隙原边类方波交流电压过渡过程开始时采样所述高频隔离变压器的漏感电流，并根据采样的漏感电流估算当前时隙所述原边MMC拓扑中四个桥臂的桥臂电流； (S22)基于当前时隙所述原边MMC拓扑中四个桥臂的桥臂电流的估算值，分别对当前时隙不同开关状态组合下的a、b相环流和子模块电容电压进行预测，得到当前时隙的a、b相环流和子模块电容电压在不同开关状态组合下的预测值。
进一步地，步骤(S21)中，根据采样的漏感电流估算当前时隙所述原边MMC拓扑中四个桥臂的桥臂电流，具体包括：
(S211)根据采样的漏感电流通过下式计算出当前时隙所述原边类方波交流电压过渡过程中的漏感电流iL(t)：
Figure GDA0003459560250000031
其中，Isample为过渡过程开始时采样的漏感电流，uM为调制波的幅值，Vdc2为输出电压的幅值，Ltot为a相或b相的等效桥臂耦合电感， Ltot＝Ls+Lm，其中Lm为a相或b相的桥臂耦合电感互感值，Ls为a相或 b相的桥臂耦合电感自感值；N为桥臂子模块个数，每个电平持续时间为θThs，Ths为原边类方波交流电压周期的一半；θ为原边类方波交流电压中每个电平的持续时间中包含的Ths的个数，n为所述中高频隔离变压器变比；
(S212)根据iL(t)计算漏感电流在原边类方波交流电压中每个电平的估算值
Figure GDA0003459560250000034
Figure GDA0003459560250000033
定义差模电流为a相或b相上下桥臂电流差的二分之一，定义环流为a相或b相上下桥臂电流和的二分之一；则用
Figure GDA0003459560250000041
除以2得到所述差模电流，所述环流参考值等于所述环流的值；将所述环流参考值与
Figure GDA0003459560250000042
相加可以得到a相或b相上桥臂的桥臂电流的估算值，将所述环流参考值与
Figure GDA0003459560250000043
相减可以得到a相或b相下桥臂的桥臂电流的估算值。
进一步地，步骤(S22)具体包括：
基于当前时隙a、b相上下桥臂的桥臂电流的估算值和上一时隙各半桥子模块电容电压采样值，通过下式对当前时隙各半桥子模块电容电压进行预测：
Figure GDA0003459560250000044
其中，Tss代表漏感电流的采样周期；C为每个半桥子模块中包含的 1个电容的电容值；ucpij(k)和icpij(k)分别代表k时隙桥臂i第j个子模块的电容电压和桥臂电流；ucpij(k+1)代表k+1时隙桥臂i第j个子模块的电容电压，i＝1,2,3,4；j＝1,2,3…N；Sij为开关函数，在k+1时隙，当Sij为1时，表示桥臂i第j个子模块导通，Sij为0时，表示桥臂i第j个子模块关断；
基于当前时隙子模块电容电压在不同开关状态组合下的预测值和上一时隙环流采样值，通过下列各式分别对当前时隙的a、b环流进行预测：
Figure GDA0003459560250000045
Figure GDA0003459560250000046
其中，ica(k)和ica(k+1)分别代表k时隙和k+1时隙下的a相环流预测值；icb(k)和icb(k+1)分别代表k时隙和k+1时隙下的b相环流预测值； upi(k+1)代表k+1时隙的桥臂i电压，i＝1,2,3,4代表桥臂的序数；Tss代表漏感电流的采样周期；Lm为各桥臂的桥臂耦合电感互感值，Ls为各桥臂的桥臂耦合电感自感值；Vdcl为原边直流电压；Ts为原边类方波交流电压周期；Rs为各桥臂的等效寄生电阻
进一步地，步骤(S4)中，根据当前时隙调制波电平数目和上一时隙的开关状态组合对原边MMC拓扑的所有开关状态组合进行缩减，具体包括：第一次缩减：从所有开关状态组合的集合中找出满足当前时隙调制波电平数的开关状态组合的集合；第二次缩减：将第一次缩减后的开关状态组合的集合中每一开关状态组合与当前时隙的开关状态组合相比较，确定与当前时隙的开关状态组合对比只有一个开关状态不同的开关状态组合的集合。
进一步地，步骤(S4)中，原边MMC拓扑的所有开关状态组合的集合通过以下方式确定：令每相中导通半桥子模块数不恒为N，而是为 N-1、N或N+1，再根据每相中所有可能的导通半桥子模块数确定所述原边MMC拓扑的所有开关状态组合的集合。
有益效果：与现有技术相比，本发明具有如下优点：
1、通过两次缩减可以大大降低循环遍历开关状态组合的次数，减少了计算冗余量，提高系统的运行速度，且可以保证在过渡过程这短暂的时间内开关不会多次动作、重复动作。
2、通过对漏感电流的采样及估算，可以避免过高的采样频率，且可以估算出漏感电流在下一电平持续时间内的有效值，可以更全面的预测在下一电平持续时间内的环流以及子模块电容电压。
3、通过构造关于环流和子模块电容电压的代价方程并找出最优解，能够使得子模块电容电压平衡、抑制环流振荡；
4、基于模型预测控制的移相控制，与传统PI控制相比，动态性能更好，且无需调参。实际上是在移相占空比的精度与动态响应上做了折中，使得最终输出的最优移相占空比在满足精度要求的前提下动态性能更好，动态响应更快，从而更好地适应输出功率突变的情况。
附图说明
图1为本发明中涉及的模块化多电平直流变压器拓扑结构图；
图2为本发明中涉及的模块化多电平直流变压器模型预测控制整体控制框图；
图3为N＝2时MMDCT原边模型预测控制两次缩减过程的一个例子，可以很好的理解两次缩减过程的含义；
图4漏感电流的估算仿真图，电流传感器在过渡过程开始时采用，在过渡过程中估算出适用于当前电平的漏感电流；
图5(a)至图5(d)分别为N＝4且MMDCT输出负载突变时子模块电容电压、环流、漏感电流和输出电压的仿真波形图；
图6(a)至图6(d)分别为N＝4且MMDCT输出电压参考值突变时子模块电容电压、环流、漏感电流和输出电压的仿真波形图；
图7(a)至图7(c)分别为N＝4时：原副边电压波形图、原边电压实现4N+1调制波形图、每个电平下的寻优次数示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。
本发明主要用于MMDCT的模型预测控制，旨在控制子模块电容电压平衡以及抑制环流振荡。如图1所示，MMDCT包括原边MMC拓扑、副边H桥型拓扑以及中高频隔离变压器。原边MMC包括a、b两相，每相包括上下两桥臂。为便于区分，本实施例中，将a相中上下两桥臂分别记为桥臂1和桥臂2，将b相中上下两桥臂分别记为桥臂3和桥臂 4。需要说明的是，桥臂的序号并非出于限定的目的，其他实施例中可以按照其他方式排序。每个桥臂由N个半桥子模块级联而成，每个半桥子模块包含2个绝缘栅双极型晶体管IGBT和1个电容C。其中，2个IGBT串联后与电容并联，每个IGBT作为开关使用。a相或b相中，两桥臂近端经由各自的等效桥臂耦合电感Ltot(其值等于桥臂耦合电感互感值Lm和桥臂耦合电感自感值Ls之和)和等效寄生电阻Rs相连，旨在限制桥臂中环流的纹波，两桥臂近端连接点输出中频交流电压，两桥臂远端分别接于中高压直流电压源的两端。原边MMC拓扑和副边H桥型拓扑通过中高频变压器实现电气隔离。高频隔离变压器实际使用中会存在漏感Ll，将该漏感Ll等效于串联在a相上下两桥臂近端连接点与高频隔离变压器原边之间，漏感Ll上流过的电流即为高频隔离变压器的漏感电流。半桥子模块有两种状态，这取决于开关组合。上开关S1闭合，下开关S2关断时，子模块处于闭合状态(亦即导通状态)，输出电压 usm等于电容电压uc。相反，当上开关S1关断，下开关S2打开时，子模块被旁路，输出电压usm等于零，子模块处于关断状态。
图2给出了本发明总体的控制框图。框图分为上下两个部分，上部分主要是基于模型预测控制的移相控制的实现方法，可以得到环流的参考值；下部分是原边的模型预测控制，根据差模环流的定义，通过估算的漏感电流以及环流的参考值可以得到估算的桥臂电流，再基于估算的桥臂电流根据子模块电容电压和环流的预测离散方程得到每一种开关状态组合下子模块电容电压和环流的预测值，用于构造代价方程，同时，通过约束条件对可选择的遍历开关状态组合进行缩减，从缩减后的开关状态组合中找出使得代价方程最小化的开关状态组合，作为最优开关状态组合，应用在当前时隙。
本实施例的用于MMDCT的模型预测控制方法包括如下步骤：
步骤一：计算原边MMC拓扑的环流参考值、子模块电容电压参考值。
1、原边MMC拓扑的环流参考值
原边MMC拓扑的环流参考值的计算包括：确定原边MMC拓扑和副边H桥型拓扑的最优移相占空比，并根据所述最优移相占空比计算原边环流参考值。
其中，最优移相占空比Dopt通过如下方式确定：首先，离散化副边输出电压，副边输出电压的离散时间方程为：
Figure GDA0003459560250000071
其中，uo(k+1)为k+1时隙输出电压的预测值，uo(k)为k时隙的采样值，fs为频率，C2为副边输出侧电容，D为移相占空比。
然后，将副边输出电压参考值与k+1时隙副边输出电压预测值 uo(k+1)的偏差构造关于副边输出电压的代价方程Guo：
Guo＝|Voref-uo(k+1)| (2)
其中，Voref为副边输出电压的参考值。
接着，将移相占空比D的取值范围分为k份，将每一份D的子取值范围内的中间值代入Guo中，找到使得Guo最小的移相占空比作为最优移相占空比Dopt。
下面介绍如何根据最优移相占空比Dopt计算原边环流参考值。
环流参考值为输出功率Po除以两倍的原边直流电压Vdcl。因此，环流参考值的选取要由副边输出功率来反映，输出功率与移相占空比之间的关系可表示为：
Figure GDA0003459560250000072
环流的参考值则为：
Figure GDA0003459560250000081
将Dopt代入上式，即可得到相应的原边环流参考值。
2、原边MMC拓扑的子模块电容电压参考值
子模块电容电压的参考值为原边直流电压除以桥臂子模块个数N。
步骤二：确定原边MMC拓扑的a、b相环流和子模块电容电压在每一种开关状态组合下的预测值。以下介绍该步骤的具体实现方式：
对a、b相环流以及子模块电容电压的表达式经过欧拉前项公式离散化处理可得：
Figure GDA0003459560250000082
Figure GDA0003459560250000083
Figure GDA0003459560250000084
其中，ica(k)和ica(k+1)分别代表k时隙和k+1时隙下的a相环流预测值；icb(k)和icb(k+1)分别代表k时隙和k+1时隙下的b相环流预测值； Tss代表漏感电流的采样周期；C为每个半桥子模块中包含的1个电容的电容值；upi(k+1)代表k+1时隙的桥臂i电压，i＝1,2,3,4代表桥臂的序数； Vdcl为原边直流电压；Ts为类方波周期；ucpij(k)和icpij(k)分别代表k时隙桥臂i第j个子模块的电容电压和桥臂电流；ucpij(k+1)代表k+1时隙桥臂i第j个子模块的电容电压；Sij为开关函数，在k+1时隙，当Sij为1 时，表示桥臂i第j个子模块导通，Sij为0时，表示桥臂i第j个子模块关断，j＝1,2,3…N为各桥臂中半桥子模块的序数。
式(7)中，由于各桥臂中的各子模块是串联的，因此对于相同的桥臂i，k时隙桥臂i的桥臂电流icpij(k)是相等的，icpij(k)通过以下方式估算得到：
(a)在原边类方波交流电压过渡过程开始时采样漏感电流，每半个周期采样一次。例如，原边类方波交流电压上一时隙为2N电平，当前时隙为2N-1电平，则在由2N电平变为2N-1电平时采样漏感电流。又如，上一时隙为-2N电平，当前时隙为-2N+1电平，则在由-2N电平变为-2N+1电平时采样漏感电流。
(b)根据式(8)计算出过渡过程中漏感电流：
Figure GDA0003459560250000091
其中，Isample为采样的漏感电流，uM为调制波的幅值，Vdc2为输出电压的幅值，Ltot为桥臂等效电感，Ltot＝(Ls+Lm)。N为桥臂子模块个数。 Ts为原边类方波交流电压周期。Ths为原边类方波交流电压的周期的一半，θ为原边类方波交流电压中每个电平的持续时间中包含的Ths的个数，故而θThs为类方波每个过渡电平的持续时间。Tss为漏感电流的采样周期。n为中高频隔离变压器变比。
(c)原边类方波交流电压中每个电平对应的漏感电流估算值则是根据当前电平内漏感电流的平均值确定的，即：
Figure GDA0003459560250000092
定义差模电流为a相或b相上下桥臂电流差的二分之一，即漏感电流的一半，定义环流为a相或b相上下桥臂电流和的二分之一。则根据式(9)，用求得的
Figure GDA0003459560250000093
除以2可以计算出差模电流，同时，先前求出的环流参考值Icref即可作为所述环流。将环流参考值Icref与差模电流(即
Figure GDA0003459560250000094
)相加可以得到a相或b相上桥臂的桥臂电流估算值，环流参考值Icref与差模电流(即
Figure GDA0003459560250000095
)相减可以得到a相或b相下桥臂的桥臂电流估算值。
因此可以得到四个桥臂的桥臂电流估算值，从而避免了桥臂电流过于高频的采样。
将四个桥臂的桥臂电流估算值代入式(7)，再通过对k时隙的各参数值进行采样，即可得到k+1时隙的a、b相环流以及子模块电容电压的预测值。
S4：将原边MMC拓扑的a、b相环流预测值分别与所述原边环流参考值作差，将原边MMC拓扑的子模块电容电压预测值与所述原边子模块电容电压参考值作差，并用三种差值的绝对值之和构造原边模型预测控制的代价方程。
上述原边模型预测控制中的代价方程用式子表示即为：
Figure GDA0003459560250000096
其中，λ1、λ2为影响因子，Icref为环流的参考值，ica(k+1)、icb(k+1) 为a、b相环流预测值。ucpij(k+1)为i桥臂第j个子模块电容电压预测值， i＝1,2,3,4；j＝1,2,3…N。
在上述原边模型预测控制中的代价方程中，由于，ica(k+1)、icb(k+1)、 ucpij(k+1)均与开关状态组合有关，因此，G也与开关状态组合有关。
S5：对原边MMC拓扑的所有开关状态组合进行两次缩减；从两次缩减后的开关状态组合中选出使得所述代价方程最小的最优开关状态组合，作为当前时隙的原边MMC拓扑的开关状态组合。具体包括：
(a)找出原边MMC拓扑的所有开关状态组合的集合：令每相导通的子模块数不恒为N，而是在{N-1,N,N+1}中选取，这种做法可以增加更多的组合方式，使得环流控制得更好，且每相都可以输出2N+1电平，由于a、b相的独立控制，原边的电压可以达到4N+1电平，大大降低了dv/dt。
(b)进行第一次缩减：第一次缩减是将满足当前时隙调制波电平 m的所有开关组合找出。对于当前时隙确定的调制波电平m来说，a、b 相的下、上桥臂导通数之差是可以确定的，a、b相的子模块的组合也是可以确定的，较之全部的组合数24N种而言大大减少了。
(c)进行第二次缩减：第二次缩减是将第一次缩减后的开关状态组合的集合中每一开关状态组合与当前时隙的开关状态组合相比较，确定与当前时隙的开关状态组合对比只有一个开关状态不同的开关状态组合的集合。因为只有一个开关状态不同，反映在a、b相上则是在电平跳变时，只有一相进行动作，不动作相保持当前时隙的开关状态。
当调制波电平m从±2N往±(2N-1)刚开始过渡的时候，可选择的开关组合数是最多的。假设此时b相不动，a相动作，由于开关只动作一次，共有两种选择：子模块全导通的桥臂断开一个子模块，或者子模块全断开的桥臂导通一个子模块。一共2CN 1种，同理，a相不动，b相动作，也有2CN 1种，共4N种。而接下来过渡过程的选取则由于上一时隙所选取的导通组合的影响，使得可以选取的组合越来越少。因此，可选择的遍历组合缩减到至多4N种，从而大大减少了寻找最优开关状态组合所需的遍历次数。
图3给出了N＝2时MMDCT原边模型预测控制两次缩减过程的一个例子，当前上一时隙储存于levelold的开关组合为[00111101]，其中1代表导通，0代表关断。第1列至第2列为a相上桥臂导通状态；第3列至第4列代表a相下桥臂导通状态；第5列至第6列代表b相上桥臂导通状态；第7列至第8列代表b相下桥臂导通状态。调制波电平 m＝3。当调制波电平m由3向2变化的时隙，可得m＝2的所有开关组合。但其中大部分组合与上一周期的储存的levelold相比，动作过多，即使能更好的抑制环流控制子模块电容电压平衡也不能被采用，因为过渡过程对于整个类方波周期来说十分短暂，开关管在这么短的时间内多次动作会造成器件的损耗。如图3所示，为上述的两次缩减的过程，其中，蓝色方块代表a相的子模块导通，橙色方块代表b相子模块导通，白色方块代表子模块关断。在m＝3时，a、b相的导通组合为[00111101]，也即图中levelold所示灰色的导通组合，当下一时隙m＝2时，首先确认使得m＝2的所有导通组合即第一次缩减，其次，找出与levelold相比仅动作一个子模块开关的导通组合也即第二次缩减。如图所示第一次缩减为24组，由3种不同的下上桥臂差组成，第二次缩减使得滚动优化的组合减小至6组，在图中由灰色的方块标出。通过两次缩减，可以很大程度上减小了滚动优化需要遍历的开关状态组合，不再计算无用的开关状态组合，使运算速度得到显著提升。
图4给出了漏感电流的估算仿真图，电流传感器在调制波过渡过程的开始时隙进行采样，根据式(8)计算得出漏感电流在以当前时隙为初始状态时的函数，再根据式(9)估算出漏感电流作用于电平的等效值即平均漏感电流，且只在电平变换的瞬间进行估算，将估算的漏感电流和环流的参考值联立可得估算的桥臂电流值。估算的过程只在过渡过程中进行，因此，当过渡过程结束时，估算过程也不再继续，反映在图 4中即估算完成后，估算电流保持衡定不变直至下一次过渡过程采样，再开始动作。仿真波形和理论分析一致。
图5给出负载变化时子模块电容电压、环流、漏感电流和输出电压的仿真波形图。当0.3s负载从4Ω突变至2Ω，0.5s时，负载从2Ω突变至1Ω，输出电压控制不变为400V，输出功率从40kW突变到80kW再突变至160kW。对应如图a中子模块电容电压在0.3s和0.5s时有个动态过程，很快就恢复到参考值附近；图b中a、b相环流动态响应非常好，在参考电流突变时能迅速跟随且没有振荡发生；图c表示漏感电流由于功率突增到原来的两倍，在0.3s时峰值从18A突变到36A，在0.5s 时峰值从36A突变到72A。由于移相占空比的选取也采用了模型预测控制，图d中输出电压uo的动态响应也很好，能够在较短时间内相当短的时间内回到400V。
图6(a)至图6(d)分别给出了MMDCT输出电压参考值突变时子模块电容电压、环流、漏感电流和输出电压的仿真波形图，其中N＝4。当负载保持不变为2Ω，输出电压参考值加了阶跃响应，在0.3s时从400V 突变至300V，在0.5s时从300V突变至500V。功率则先从80kW突变至45kW，再突变至125kW。如图6 所示，为MMDCT仿真波形图，图a中子模块电容电压也稳定在参考值附近。图b中a、b相环流动态响应非常好，在参考电流突变时能迅速跟随且没有振荡发生。图c表示漏感电流在功率突变的时动态响应很快，由于移相占空比的选取也采用了模型预测控制，图d输出电压uo也很好的跟随参考电压。
图7(a)为N＝4时MMDCT原边输出电压和副边交流侧电压波形图。通过类方波调制，减小了dv/dt，为了控制电容电压平衡以及抑制环流，a、b相分别独立控制，由于每相在导通的子模块不衡为N，根据不同的组合，uab可以输出4N+1电平，如图7(b)所示，原边的输出电压为17电平。图7(c)所示为每个采样周期遍历次数，当输出电压保持不变时，遍历次数为1次，即采用上一时隙的开关组合。而在过渡过程中，至多只遍历4N次。仿真波形与理论分析相一致。

Claims (7)

1.一种用于模块化多电平直流变压器的模型预测控制方法，所述模块化多电平直流变压器包括原边MMC拓扑、副边H桥型拓扑以及中高频隔离变压器；所述原边MMC拓扑包括a、b两相，每相包括上下桥臂，上下桥臂分别包括N个级联的半桥子模块，N为正整数；每个半桥子模块包含1个电容和2个作为开关的晶体管；所述方法包括：
(S1)计算原边MMC拓扑的环流参考值、子模块电容电压参考值；
(S2)分别确定原边MMC拓扑的a、b相环流和子模块电容电压在不同开关状态组合下的预测值；
(S3)将原边MMC拓扑的a、b相环流的预测值分别与所述原边MMC拓扑的环流参考值作差，将原边MMC拓扑的子模块电容电压的预测值与所述原边MMC拓扑的子模块电容电压参考值作差，并用三种差值的绝对值之和构造代价方程G；
(S4)根据当前时隙调制波电平数目和上一时隙的开关状态组合对原边MMC拓扑的所有开关状态组合的集合进行缩减；从缩减后的开关状态组合的集合中选出使得所述代价方程G最小的开关状态组合，作为当前时隙的原边MMC拓扑的开关状态组合；
步骤(S2)具体包括：
(S21)在当前时隙原边类方波交流电压过渡过程开始时采样所述中高频隔离变压器的漏感电流，并根据采样的漏感电流估算当前时隙所述原边MMC拓扑中四个桥臂的桥臂电流；
(S22)基于当前时隙所述原边MMC拓扑中四个桥臂的桥臂电流的估算值，分别对当前时隙不同开关状态组合下的a、b相环流和子模块电容电压进行预测，得到当前时隙的a、b相环流和子模块电容电压在不同开关状态组合下的预测值；
步骤(S4)中，根据当前时隙调制波电平数目和上一时隙的开关状态组合对原边MMC拓扑的所有开关状态组合进行缩减，具体包括：
第一次缩减：从所有开关状态组合的集合中找出满足当前时隙调制波电平数的开关状态组合的集合；
第二次缩减：将第一次缩减后的开关状态组合的集合中每一开关状态组合与当前时隙的开关状态组合相比较，确定与当前时隙的开关状态组合对比只有一个开关状态不同的开关状态组合的集合。
2.根据权利要求1所述的用于模块化多电平直流变压器的模型预测控制方法，其特征在于，步骤(S4)中，原边MMC拓扑的所有开关状态组合的集合通过以下方式确定：令每相中导通半桥子模块数不恒为N，而是为N-1、N或N+1，再根据每相中所有可能的导通半桥子模块数确定所述原边MMC拓扑的所有开关状态组合的集合。
3.根据权利要求1所述的用于模块化多电平直流变压器的模型预测控制方法，其特征在于，步骤(S1)中，计算原边MMC拓扑的环流参考值包括：确定原边MMC拓扑和副边H桥型拓扑的最优移相占空比，并根据所述最优移相占空比计算对应的副边输出功率，用对应的副边输出功率除以原边直流电压的两倍，得到所述环流参考值。
4.根据权利要求3所述的用于模块化多电平直流变压器的模型预测控制方法，其特征在于，所述最优移相占空比通过以下方式确定：
确定副边输出电压关于移相占空比的函数，并进行离散化，得到副边输出电压相邻时隙间的迭代关系；
根据所述迭代关系，基于上一时隙副边输出电压得到当前时隙副边输出电压的预测值；
用当前时隙副边输出电压的预测值与副边输出电压参考值之差的绝对值构造关于副边输出电压的代价方程Guo；
将移相占空比的取值范围分为k份，k为正整数，将每一份的中间值分别代入Guo中，找到使得Guo最小的中间值作为所述最优移相占空比。
5.根据权利要求1所述的用于模块化多电平直流变压器的模型预测控制方法，其特征在于，步骤(S1)中，所述子模块电容电压参考值为原边直流电压除以桥臂子模块个数N。
6.根据权利要求1所述的用于模块化多电平直流变压器的模型预测控制方法，其特征在于，步骤(S21)中，根据采样的漏感电流估算当前时隙所述原边MMC拓扑中四个桥臂的桥臂电流，具体包括：
(S211)根据采样的漏感电流通过下式计算出当前时隙所述原边类方波交流电压过渡过程中的漏感电流iL(t)：
Figure FDA0003606419440000021
其中，Isample为过渡过程开始时采样的漏感电流，uM为调制波的幅值，Vdc2为输出电压的幅值，Ltot为a相或b相的等效桥臂耦合电感，Ltot＝Ls+Lm，其中Lm为a相或b相的桥臂耦合电感互感值，Ls为a相或b相的桥臂耦合电感自感值；N为桥臂子模块个数，每个电平持续时间为θThs，Ths为原边类方波交流电压周期的一半；θ为原边类方波交流电压中每个电平的持续时间中包含的Ths的个数，n为所述中高频隔离变压器变比；
(S212)根据iL(t)计算漏感电流在原边类方波交流电压中每个电平的估算值
Figure FDA0003606419440000031
Figure FDA0003606419440000032
定义差模电流为a相或b相上下桥臂电流差的二分之一，定义环流为a相或b相上下桥臂电流和的二分之一；则用
Figure FDA0003606419440000033
除以2得到所述差模电流，所述环流参考值等于所述环流的值；将所述环流参考值与
Figure FDA0003606419440000034
相加可以得到a相或b相上桥臂的桥臂电流的估算值，将所述环流参考值与
Figure FDA0003606419440000035
相减可以得到a相或b相下桥臂的桥臂电流的估算值。
7.根据权利要求1所述的用于模块化多电平直流变压器的模型预测控制方法，其特征在于，步骤(S22)具体包括：
基于当前时隙a、b相上下桥臂的桥臂电流的估算值和上一时隙各半桥子模块电容电压采样值，通过下式对当前时隙各半桥子模块电容电压进行预测：
Figure FDA0003606419440000036
其中，Tss代表漏感电流的采样周期；C为每个半桥子模块中包含的1个电容的电容值；ucpij(k)和icpij(k)分别代表k时隙桥臂i第j个子模块的电容电压和桥臂电流；ucpij(k+1)代表k+1时隙桥臂i第j个子模块的电容电压，i＝1,2,3,4；j＝1,2,3…N；Sij为开关函数，在k+1时隙，当Sij为1时，表示桥臂i第j个子模块导通，Sij为0时，表示桥臂i第j个子模块关断；
基于当前时隙子模块电容电压在不同开关状态组合下的预测值和上一时隙环流采样值，通过下列各式分别对当前时隙的a、b环流进行预测：
Figure FDA0003606419440000037
Figure FDA0003606419440000041
其中，ica(k)和ica(k+1)分别代表k时隙和k+1时隙下的a相环流预测值；icb(k)和icb(k+1)分别代表k时隙和k+1时隙下的b相环流预测值；upi(k+1)代表k+1时隙的桥臂i电压，i＝1,2,3,4代表桥臂的序数；Tss代表漏感电流的采样周期；Lm为各桥臂的桥臂耦合电感互感值，Ls为各桥臂的桥臂耦合电感自感值；Vdcl为原边直流电压；Ts为原边类方波交流电压周期；Rs为各桥臂的等效寄生电阻。
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