CN108134384A - 交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，属于中高压直流输、配电技术领域。变流器包括桥式斩波器、电力电子电容桥臂和两个相同的电力电子电抗桥臂；桥式斩波器两桥臂均分别由两个电力电子串联开关组串联构成；桥式斩波器正极接入该变流器高压正极端，负极接入该变流器高压负极端；电容桥臂正极接入该变流器高压正极端，负极接入该变流器高压负极端；两电抗桥臂正极分别接入桥式斩波器两桥臂中点，两电抗桥臂负极均接入该变流器低压正极端。本发明采用无变压器的非隔离方式实现不同直流电压等级的功率变换，使电力电子串联开关组内全部开关器件实现零电流转换软开关，具有高转换效率、损耗小、动态均压易实现和高经济成本优势。

Description

交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器
技术领域
本发明属于中高压直流输、配电技术领域，特别涉及一种交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，具备升压和降压直流变换的能力。
背景技术
当前高压柔直输电(VSC-HVDC)的功率和电压等级已达到百兆瓦(MW)及上百千伏(kV)。从MW级光伏电场或海上风电的直流汇集，到大容量直流储能系统和中压直流电机驱动的涌现，都存在不同电压等级直流输、配电系统的互联需求。而随着直流电网概念的提出，由于其可满足分布式能源的分散接入与大量直流负荷用电的需求，且有助于提升电能质量，进行系统扩容及提高供电半径，在未来具有广阔的发展前景，这更迫切要求高压直流变换(HVDC-DC)技术的深入研究。尽管低压直流变换领域已有大量的研究和成熟产品，但串联IGBT(绝缘栅双极型晶体管)组在硬开关条件下，开通与关断时电压、电流波形出现交叠，其动态均压问题和高损耗问题，极高的电压变化率dv/dt、电流变化率di/dt危害以及3300V及以上耐压等级的大功率容量IGBT器件散热容量决定的难以超过数百Hz的开关频率，均阻碍了常规的低压DC-DC变流技术在高压领域的应用。
为实现高压直流线路之间的互联，大容量DC-DC变换器除进行直流电压等级调节以外，通常需满足如下技术需求：1)快速调节功率，实现功率双向流动；2)对包含单极和双极2种运行方式的直流电网系统，需进行单双极性的变换；3)一定的故障电流耐受能力和故障隔离能力；4)直流侧电流谐波含量小。另外，DC-DC变换器应尽量减小重量、体积，并降低成本与损耗。另外，在大规模可再生能源汇集的应用中，系统功率由可再生能源向高压直流电网单向输送，不在要求功率双向流动能力，这将有利于简化系统拓扑，降低硬件成本投入。
国内外对高压直流变换技术的发展长期较为缓慢，但随着当前需求的迅速增加已引起业内广泛兴趣，相关研究已给出多种DC-DC变换器拓扑，在未来直流电网领域中具有一定的应用前景。近年出现的HVDC-DC技术研究以隔离型变流器为主，多采用变压器实现电压变换与电气隔离，典型的如：1)通过大量高频链DC-AC-DC单元的串、并联实现的高压直流变换(De Doncker,R.W.A.A.,Divan,D.M.,Kheraluwala,M.H.,'A three-phase soft-switched high-power-density DC/DC converter for high-power applications',IEEETrans.Ind.Appl.,pp.63-73,1991)；2)基于IGBT直接串联的双侧有源桥(DAB)结构或采用谐振方式通过变压器实现电气隔离和变压(Soltau,N.,Stagge,H.,De Doncker,R.W.,etal.,'Development and demonstration of a medium-voltage high-power DC-DCconverter for DC distribution systems'.2014IEEE 5th Int.Symp.on PowerElectronics for Distributed Generation Systems(PEDG),pp.1-8,2014)；3)采用单相或三相模块化多电平(MMC)结构的端对端(Front-to-Front，F2F)方式实现的隔离和变压(Adam,G.P.,Finney,S.J.,Williams,B.W.,'Hybrid converter with ac side cascadedH-bridge cells against H-bridge alternative arm modular multilevel converter:steady-state and dynamic performance',IET Gener.Transm.Distrib.,pp.318-328,2013)。其中类型1)高频变压器自身损耗，高频变压器绝缘和容量等级受到技术限制，且控制较为复杂，进一步扩大容量和电压等级比较局限；类型2)IGBT器件和电容数量少，其中双侧有源桥DAB方式常使用方波调制，开关器件在零电流条件下导通与关断，因此开关损耗较低，但存在dv/dt极大的缺点，且串联器件的驱动一致性和均压问题存在挑战；而谐振方式则存在器件电压、电流应力大的问题，均难以适用于超大功率容量应用场合；类型3)的单个开关频率较低，适于超大功率和高压应用，且可通过准两电平调制减小dv/dt，但IGBT器件和电容数量最多，经济性不高。而且1)～3)均存在额外的变压器损耗，不利于提高转换效率。
与隔离型HVDC-DC变流器相比，非隔离型HVDC-DC技术在电气隔离强制需求和电压变比不太高的场合，可省去变压器而具有天然的成本和效率优势。对非隔离型HVDC-DC技术的相关研究近几年刚刚起步，但也得出了不少研究成果，典型的如1)采用模块化多电平构成的推挽方式或谐振型变流器(Ferreira,J.A.,'The multilevel modular DCconverter',IEEE Trans.Power Electron.,pp.4460-4465,2013)；2)在端对端变流器基础上采用模块化多电平与变压器构成的非隔离型变流器(Schon,A.,Bakran,M.M.,'A newHVDC-DC converter with inherent fault clearing capability'.2013 15th EuropeanConf.on Power Electronics and Applications(EPE),pp.1-10,2013)；3)采用模块化多电平构成的混合级联型变流器(Jie,Y.,Zhiyuan,H.,Hui,P.,et al.,'The hybrid-cascaded DC-DC converters suitable for HVdc applications',IEEE Trans.PowerElectron.,pp.5358-5363,2015)。其中类型1)开关器件上的电流、电压应力较大，且通常只有一相，导致输入输出侧电流纹波较大，因此不太适合用于高压大功率应用；类型2)与隔离型端对端变流器相比对变压器容量的需求有所减少，对可用容量的利用率也较高，但损耗有所增加；类型3)损耗较低，电压、电流应力也较小，但使用的IGBT器件和电容数量多，成本较高。
发明内容
本发明的目的是为了克服已有技术的不足之处，提供一种交错连接软开关混合型模块化多电平直流互联变流器。本发明采用无变压器的非隔离方式实现不同直流电压等级的功率变换，是具有高转换效率和高经济成本优势的双向DC-DC方案。
本发明采用如下技术方案：
一种交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，包括一个桥式斩波器，一个电力电子电容桥臂和两个相同的电力电子电抗桥臂；
所述桥式斩波器具有两个并联的桥臂，第一桥臂由第一电力电子串联开关组和第二电力电子串联开关组串联后构成，第二桥臂由第三电力电子串联开关组和第四电力电子串联开关组串联后构成；第一、第三电力电子串联开关组的正极并联接入所述桥式斩波器的正极，第二、第四电力电子串联开关组的负极并联接入所述桥式斩波器的负极，第一电力电子串联开关组的负极和第二电力电子串联开关组的正极均接入桥式斩波器中第一桥臂的中点，第三电力电子串联开关组的负极和第四电力电子串联开关组的正极均接入桥式斩波器中第二桥臂的中点；
其中，所述桥式斩波器的正极接入该直流互联变流器的高压正极端，该桥式斩波器的负极接入该直流互联变流器的高压负极端；所述电力电子电容桥臂的正极接入该直流互联变流器的高压正极端，该电力电子电容桥臂的负极接入该直流互联变流器的高压负极端；第一电力电子电抗桥臂的正极接入所述桥式斩波器中第一桥臂的中点，第一电力电子电抗桥臂的负极接入直流互联变流器的低压正极端；第二电力电子电抗桥臂的正极接入所述桥式占波器中第二桥臂的中点，第二电力电子电抗桥臂的负极接入该直流互联变流器的低压正极端。
可选地，将流过一个电力电子串联开关组的电流由额定电流逐渐下降至0，同时流过另一个电力电子串联开关组的电流以相同速率由0逐渐上升至额定电流的过程称为一次换流；该直流互联变流器一个运行周期内共有四次换流，设第一电力电子串联开关组导通时刻为一个运行周期的初始时刻，则四次换流依次为第四、第一电力电子串联开关组间的换流，第一、第三电力电子串联开关组间的换流，第三、第二电力电子串联开关组间的换流，以及第二、第四电力电子串联开关组间的换流；且满足：
第一电力电子串联开关组于第一次换流开始前导通，第二次换流结束后关断；第二电力电子串联开关组于第三次换流开始前导通，第四次换流结束后关断；第三电力电子串联开关组于第二次换流开始前导通，第三次换流结束后关断；第四电力电子串联开关组于第四次换流开始前导通，第一次换流结束后关断；
自第一电力电子串联开关组、第三电力电子串联开关组分别导通时刻起各经过dTs后触发第二电力电子串联开关组、第四电力电子串联开关组导通；且第一电力电子串联开关组先于第二电力电子串联开关组导通前受控关断，第三电力电子串联开关组先于第四电力电子串联开关组导通前受控关断；
自第二电力电子串联开关组、第四电力电子串联开关组分别导通时刻起各经过(1-d)Ts后触发第一电力电子串联开关组、第三电力电子串联开关组导通；且第二电力电子串联开关组先于第一电力电子串联开关组导通前受控关断，第四电力电子串联开关组先于第三电力电子串联开关组导通前受控关断；
其中，Ts为该直流互联变流器的运行周期；d为该直流互联变流器的占空比，按照以下公式计算：
式中，uH为该直流互联变流器的高压端口电压，uL为该直流互联变流器的低压端口电压。
本发明的特点及有益效果：
本发明提出的一类交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，采用无变压器的非隔离方式实现不同直流电压等级的功率变换。通过多个电力电子串联开关组和由不同类型电压源子模块级联而成的多个桥臂(chain-link)构成的一类混合型拓扑，通过对桥臂电压的精确调制实现对内部串联电抗器电流的精确控制，可实现直流功率的单向或双向流动。
该类拓扑具有以下优势：1)通过桥臂端电压和桥臂电流的准两电平调制，有效降低了串联开关组内开关器件的di/dt和dv/dt应力，有助于组内开关采用晶闸管和IGCT等闸流管型开关器件，降低整体成本；2)交错并联的两相结构配合桥臂电流的精确控制，使电力电子串联开关组内全部开关器件实现ZCT(零电流转换)软开关，具有损耗小，动态均压易于实现的优点，并且当开关串联组采用晶闸管时，可有效实现晶闸管的强迫关断；3)实现ZCT的电力电子串联开关组能以较高开关频率运行，显著降低桥臂内各子模块直流电容容值和串联电抗感值，因而可大大降低了无源器件的成本和损耗；4)交错并联的两相结构和准两电平电流调制，可提高变流器内开关器件利用率，降低整体工程造价；5)当桥臂采用单极电流型电压源子模块级联而成，可降低桥臂内50％数量的电力电子开关，进一步降低整体造价。
因此，本方案是一种适于无需电气隔离场合实现直流电网互联，具有高转换效率和高经济成本优势的双向DC-DC方案。在直流电网互联、大功率容量储能、新能源接入及柔直输电多点互联等领域均具有广泛的应用前景和经济技术优势。
附图说明
图1是本发明的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器的结构示意图；
图2是本发明的电力电子串联开关组S1的结构示意图；
图3是本发明的电力电子电容桥臂2的结构示意图；
图4是本发明的电力电子电抗桥臂3、4的结构示意图；
图5是本发明的B型电压源子模块具体结构示意图；
图6是本发明的A型电压源子模块具体结构示意图；
图7是本发明的电力电子开关的电路结构图，图7(a)是IGBT、IEGT的集电极作为电力电子开关的正极，发射极作为电力电子开关的负极；图7(b)是IGCT、GTO的阳极与二极管的阴极并联作为电力电子开关的正极，IGCT、GTO的阴极与二极管的阳极并联作为电力电子开关的负极；图7(c)是晶闸管的阳极与二极管的阴极并联作为电力电子开关的正极，晶闸管的阴极与二极管的阳极并联作为电力电子开关的负极；
图8是本发明的直流电流仅可单向流动的直流互联变流器示意图，图8(a)是直流电流仅从高压直流端口流向低压直流端口的示意图，图8(b)是直流电流仅从低压直流端口流向高压直流端口的示意图；
图9是本发明的电压源子模块的电路结构图，图9(a)是正向电流流入的飞跨电容三电平单极电流模块A3-1(专利公开号CN106849717A)；图9(b)正向电流流入的中点箝位三电平单极电流模块A4-1(专利公开号CN106505899A)；图9(c)是正向电流流出的飞跨电容三电平单极电流模块A3-2(专利公开号CN106849717A)；图9(d)正向电流流出的中点箝位三电平单极电流模块A4-2(专利公开号CN106505899A)；
图10是由本发明的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器构成的双极直流输配电系统的结构示意图；
图11是本发明的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器的系统控制框图；
图12是本发明的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器的运行原理图；
图13是本发明的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器的相关电气量及其参考方向示意图；
图14是本发明的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器的预充电电路图；
图15是本发明交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器的具体实施例结构示意图。
具体实施方式
本发明提出的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，结合附图和具体实施例进一步说明如下。
本发明的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器的电路结构如图1所示，为单极电路结构，该电路包括一个由四个电力电子串联开关组构成的桥式斩波器1，一个电力电子电容桥臂2和两个相同的电力电子电抗桥臂3和4；桥式斩波器1具有两个并联的桥臂，如图2所示，第一桥臂由第一电力电子串联开关组S1和第二电力电子串联开关组S2串联后构成，第二桥臂由第三电力电子串联开关组S3和第四电力电子串联开关组S4串联后构成；第一、第三电力电子串联开关组的正极并联接入桥式斩波器1的正极11，第二、第四电力电子串联开关组的负极并联接入桥式斩波器1的负极12，第一电力电子串联开关组S1的负极和第二电力电子串联开关组S2的正极均接入桥式斩波器中第一桥臂的中点13，第三电力电子串联开关组S3的负极和第四电力电子串联开关组S4的正极均接入桥式斩波器中第二桥臂的中点14；其中，桥式斩波器1的正极11接入直流互联变流器的高压正极端DH+，其负极12接入直流互联变流器的高压负极端DH-；电力电子电容桥臂2的正极21接入直流互联变流器的高压正极端DH+，电力电子电容桥臂2的负极22接入直流互联变流器的高压负极端DH-；电力电子电抗桥臂3的正极31接入桥式斩波器1的第一桥臂的中点13，电力电子电抗桥臂3的负极32接入直流互联变流器的低压正极端DL+；电力电子电抗桥臂4的正极41接入桥式斩波器1的第二桥臂的中点14，电力电子电抗桥臂4的负极42接入直流互联变流器的低压正极端DL+。
所述直流互联变流器高压正极端DH+到高压负极端DH-之间的电压差为高压端口电压uH，额定值为UH，直流互联变流器低压正极端DL+到低压负极端DL-之间的电压差为低压端口电压uL，额定值为UL。
将流过一个电力电子串联开关组的电流由额定电流逐渐下降至0，同时流过另一个电力电子串联开关组的电流以相同速率由0逐渐上升至额定电流的过程称为一次换流；该直流互联变流器一个运行周期内共有四次换流，设第一电力电子串联开关组导通时刻为一个运行周期的初始时刻，则四次换流依次为第四、第一电力电子串联开关组间的换流，第一、第三电力电子串联开关组间的换流，第三、第二电力电子串联开关组间的换流，以及第二、第四电力电子串联开关组间的换流；且满足：
第一电力电子串联开关组于第一次换流开始前导通，第二次换流结束后关断；第二电力电子串联开关组于第三次换流开始前导通，第四次换流结束后关断；第三电力电子串联开关组于第二次换流开始前导通，第三次换流结束后关断；第四电力电子串联开关组于第四次换流开始前导通，第一次换流结束后关断；
自第一电力电子串联开关组S1、第三电力电子串联开关组S3分别导通时刻起各经过dTs后触发第二电力电子串联开关组S2、第四电力电子串联开关组S4导通；且第一电力电子串联开关组S1先于第二电力电子串联开关组S2导通前受控关断，第三电力电子串联开关组S3先于第四电力电子串联开关组S4导通前受控关断；
自第二电力电子串联开关组S2、第四电力电子串联开关组S4分别导通时刻起各经过(1-d)Ts后触发第一电力电子串联开关组S1、第三电力电子串联开关组S3导通；且第二电力电子串联开关组S2先于第一电力电子串联开关组S1导通前受控关断，第四电力电子串联开关组S4先于第三电力电子串联开关组S3导通前受控关断；
其中，Ts为该交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器的运行周期；d为该交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器的占空比d，按照以下公式计算：
所述电力电子串联开关组S1、S2、S3、S4，每个串联开关组均由p个相同的电力电子开关依次串联构成，以S1为例其具体连接方式如图2所示。第1个电力电子开关的正极作为该电力电子串联开关组S1的正极，第i个电力电子开关的负极与第i+1个电力电子开关的正极相连，(i＝1，2，…，p-1)，第p个电力电子开关的负极作为该电力电子串联开关组S1的负极。p为正整数，且应满足关系：
式中，Us为每个电力电子开关的额定工作电压。
所述电力电子电容桥臂2，由n个相同的B型电压源子模块(B-SM)依次级联构成的B型模块链和一个电抗器L2串联构成，具体连接方式如图3所示：第1个B-SM的交流正极接入B型模块链的正极端口B+，第j个B-SM的交流负极与第j+1个B-SM的交流正极相连，(j＝1,2，…，n-1)，第n个B-SM的交流负极接入B型模块链的负极端口B-；正极端口B+接入电抗器L2一端，电抗器L2的另一端接入电力电子电容桥臂2的正极21，负极端口B-接入电力电子电容桥臂2的负极22；n为正整数，且满足关系：
式中，UB为每个B型电压源子模块的额定直流电压；UC为电抗器L2两端受控电压的幅值，UC为单个B-SM额定直流电压UB的R倍(根据B型子模块类型，通常取R＝1/2，1或2)；tB为冗余B型电压源子模块个数，通常取tB＝0，1或2。
所述电力电子电抗桥臂3和4，均由m个相同的A型电压源子模块(A-SM)级联构成的A型模块链和一个电抗器串联构成，以电力电子电抗桥臂3为例，其具体连接方式如图4所示：第1个A-SM的交流正极接入A型模块链的正极端口A+，第k个A-SM的交流负极与第k+1个A-SM的交流正极相连，(k＝1,2，…，m-1)，第m个A-SM的交流负极接入A型模块链的负极端口A-；负极端口A-接入电抗器L3一端，该电抗器L3的另一端接入电力电子电抗桥臂3的负极32，正极端口A+接入电力电子电抗桥臂3的正极31；m为正整数，且满足关系：
式中，UA为每个A型电压源子模块的额定直流电压，UD为电抗器L3两端受控电压幅值，UD为A-SM额定直流电压UA的R倍(根据A型子模块类型，通常取R＝1/2，1或2)；tA为冗余A型电压源子模块个数，通常取tA＝0，1或2。
电力电子电容桥臂2中电抗器L2的电感值LC与电力电子电抗桥臂3或4中电抗器(L3或L4)的电感值LL应满足关系：
考虑变流器使用的器件所允许的最大di/dt与dv/dt，应满足关系：
式中，(di/dt)m、(dv/dt)m分别为该变流器所允许的最大电流变化率di/dt与电压变化率dv/dt，Ts为该变流器的运行周期，IL为该变流器的低压侧额定电流，D为该变流器的额定占空比，D＝UH/UL。
所述B型电压源子模块(B-SM)均为单相电压源型变流器结构，具有t(t为正整数且满足t≥2)个输出电平；记B-SM交流正、负极间电压为uSMB，流经B-SM的电流为iSMB，且均以B-SM正极端到负极端为正方向，参见图5；所述B型电压源子模块中包括f个直流电容(f为正整数且满足t>f≥1)，其中B型电压源子模块内第v个直流电容正极与负极之间的电压差为该直流电容的直流电压Ubv(v＝1，2，…，f)，B型电压源子模块额定直流电压UB通常满足关系：
在B-SM内部所有电力电子开关受控关断时，若流经B-SM的电流iSMB方向为负，则B-SM端口电压uSMB幅值近似为零。
所述B-SM包括但不限于以下功率子模块类型：
半桥子模块(简称HBSM，属于公知内容)，记为B1型子模块，对应t＝2、f＝1；双半桥子模块(属于公知内容)，记为B2型子模块，对应t＝3、f＝2；带阻断开关的T型中点箝位子模块(属于公知内容)，记为B3型子模块，对应t＝3、f＝2；飞跨电容型三电平子模块(属于公知内容)，记为B4型子模块，对应t＝3、f＝2；所述B1—B4型子模块均为公知的标准电路。
所述A型电压源子模块(A-SM)均为单相电压源型变流器结构，具有r(r为正整数且满足r≥3)个输出电平；记A-SM交流正、负极间电压为uSMB，流经A-SM的电流为iSMA，且均以A-SM正极端到负极端为正方向，参见图6；所述A型电压源子模块中包括g个直流电容(g为正整数且满足r>g≥1)，其中A型电压源子模块内第u个直流电容正极与负极之间的电压差为该直流电容的直流电压Uau(u＝1，2，…，g)，A型电压源子模块额定直流电压UA通常满足关系：
在A-SM内部所有电力电子开关受控关断时，若电流iSMA尚未降低至零，则电压uSMA极性与A型电压源子模块电流iSMA极性始终保持一致，且uSMA的幅值与A-SM额定直流电压UA大小相同；当电流iSMA降低至零(电流截止)时，A-SM正、负端口间可承受正、负双极性电压，且A型电压源子模块交流正、负极间电压uSMA变化范围满足：
-UA≤uSMA≤UA
所述A-SM包括但不限于以下功率子模块类型：
全桥子模块(简称FBSM，属于公知内容)记为A1型电压源子模块，对应r＝3、g＝1；第一对角桥式子模块(简称DBSM，专利公开号CN105450045A)记为A2-1型电压源子模块，对应r＝3、g＝1，第二对角桥式子模块(简称DBSM，专利公开号CN105450045A)记为A2-2型电压源子模块，对应r＝3、g＝1；飞跨电容三电平单极电流模块(专利公开号CN106849717A)，记为A3型电压源子模块，对应r＝3、g＝2；中点箝位三电平单极电流模块(专利公开号CN106505899A)，记为A4型电压源子模块，对应r＝3、g＝2；单极电流交错连接三电平子模块(专利公开号CN106452104A)，记为A5型电压源子模块，对应r＝3、g＝2。所述A1—A5型电压源子模块均为公知的标准电路。
所述A型电压源子模块和B型电压源子模块，其中的电力电子开关通常采用逆导型IGBT或IGCT(可单独使用或混用)。
根据传输直流功率运行范围，本发明所述的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器包括I型、II型两类。I型直流互联变流器允许直流电流在高压和低压端口之间双向流动，II型直流互联变流器仅允许直流电流单向流动。
所述I型交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，S1、S2、S3、S4四个电力电子串联开关组构成均相同，每个电力电子串联开关组包括p个相同的电力电子开关。其中电力电子开关可选择以下类型器件：1)逆导型IGBT，见图7(a)；2)逆导型IGCT或逆导型GTO，见图7(b)；3)逆导型晶闸管，见图7(c)。其中，IGBT的集电极作为电力电子开关的正极，发射极作为电力电子开关的负极，见图7(a)；晶闸管、GTO或IGCT的阳极分别与反并联二极管的阴极共同作为电力电子开关的正极，晶闸管、GTO或IGCT的阴极与反并联二极管的阳极共同作为电力电子开关的负极，见图7(b)、(c)。其中B型电压源子模块可采用包括不限于B1—B4型电压源子模块中的任何一种，A型电压源子模块通常采用A1型电压源子模块。
所述II型交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，包括两种类型，II-1：直流电流仅允许从高压直流端口流向低压直流端口，见图8(a)；II-2：直流电流仅允许从低压直流端口流向高压直流端口，见图8(b)。
对于本发明仅允许直流电流从高压直流端口流向低压直流端口的II-1型交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，电力电子串联开关组S1、S3相同，其中电力电子开关通常选择IGBT、晶闸管、GTO或IGCT，以IGBT的集电极作为电力电子开关的正极，发射极作为电力电子开关的负极，或者以IGCT、GTO或晶闸管的阳极作为电力电子开关的正极，IGCT、GTO或晶闸管的阴极作为电力电子开关的负极；电力电子串联开关组S2、S4相同，其中的电力电子开关通常选择二极管，以二极管的阴极作为电力电子开关的正极，二极管的阳极作为电力电子开关的负极。其中B型电压源子模块可采用B1—B4型子模块中的任何一种，A型电压源子模块通常采用第二对角桥式子模块A2-2(专利公开号
CN105450045A)、正向电流流入的飞跨电容三电平单极电流模块A3-1(专利公开号CN106849717A，见图9(a))、正向电流流入的中点箝位三电平单极电流模块A4-1(专利公开号CN106505899A，见图9(b))、正向电流流入的交错连接三电平子模块A5-1(专利公开号CN106452104A)。
对于本发明仅允许直流电流从低压直流端口流向高压直流端口的II-2型交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，电力电子串联开关组S1、S3相同，其中的电力电子开关通常选择二极管，以二极管的阴极作为电力电子开关的正极，二极管的阳极作为电力电子开关的负极；电力电子串联开关组S2、S4相同，其中电力电子开关通常选择IGBT、晶闸管、GTO或IGCT，以IGBT的集电极作为电力电子开关的正极，发射极作为电力电子开关的负极，或者以IGCT、GTO或晶闸管的阳极作为电力电子开关的正极，IGCT、GTO或晶闸管的阴极作为电力电子开关的负极。其中，B型电压源子模块可采用B1—B4型子模块中的任何一种，A型电压源子模块通常采用第一对角桥式子模块A2-1(专利公开号CN105450045A)、正向电流流出的飞跨电容三电平单极电流模块A3-2(专利公开号CN106849717A，见图9(c))、正向电流流出的中点箝位三电平单极电流模块A4-2(专利公开号CN106505899A，见图9(d))、正向电流流出的交错连接三电平子模块A5-2(专利公开号CN106452104A)。
图9(c)所示正向电流流出的飞跨电容三电平单极电流模块，由第一并联支路、第二并联支路和第二电容C2构成，第一并联支路包括第一全控开关器件T1、第二全控开关器件T2、第一二极管D1、第二二极管D2和第一电容C1，第二并联支路包括全控开关器件单元T3、二极管单元D3；其中，第一全控开关器件T1发射极与第二全控开关器件T2的集电极相连，第二全控开关器件T2发射极与第一二极管D1的阴极连接于飞跨电容三电平单极电流模块的一个端口A，第一二极管D1阳极与第二二极管D2的阴极相连，第一电容C1阳极共同与第一全控开关器件T1的发射极和第二全控开关器件T2的集电极相连，第一电容C1的阴极共同与第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阴极相连，全控开关器件单元T3集电极与二极管单元D3的阳极连接于飞跨电容三电平单极电流模块的另一个端口B，第一并联支路的阳极、第二并联支路的阳极与第二电容C2的阳极相互连接，第一并联支路的阴极、第二并联支路的阴极与第二电容C2的阴极相互连接。
图9(d)所示正向电流流出的中点箝位三电平单极电流模块，包括四个全控开关器件T1、T2、T3、T4、两个二极管单元D1、D2、两个电容C1、C2以及两个二极管D3、D4；其中，第一全控开关器件T1的发射极与第二全控开关器件T2的集电极相连于E点，第二全控开关器件T2的发射极与第一二极管单元D1的阴极相连，作为中点箝位三电平单极电流模块的一个端口A；第三全控开关器件T3的发射极与第四全控开关器件T4的集电极相连于F点，第三全控开关器件T3的集电极与第二二极管单元D2的阳极相连，作为中点箝位三电平单极电流模块的另一个端口B；第一电容C1的阴极与第二电容C2的阳极相连于O点；第一全控开关器件T1的集电极、第二二极管单元D2的阴极与第一电容C1的阳极相互连接，第一二极管单元D1的阳极、第四全控开关器件T4的发射极与第二电容C2的阴极相互连接，第三二极管单元D3的阴极接入E点、第三二极管单元D3的阳极接入O点，第四二极管单元D4的阴极接入O点、第四二极管单元D4的阳极接入F点。
基于本发明提出的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，可构成双极直流输配电系统，其电路结构如图10所示。该双极直流输配电系统包括两个相同的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，分别为正极变流器10与负极变流器20。其中正极变流器10的高压正极端DH1+作为双极直流输配电系统的高压正极端，低压正极端DL1+作为双极直流输配电系统的低压正极端，高压负极端DH1﹣和低压负极端DL1-均接入大地；负极变流器20的高压负极端DH2﹣作为双极直流输配电系统的高压负极端，低压负极端DL2-作为双极直流输配电系统的低压负极端，高压正极端DH2+和低压正极端DL2+均接入大地。
该双极直流输配电系统中正极变流器10的桥式斩波器中各电力电子串联开关组的开断方式与图1所示单极变流器相同，此处不再赘述；负极变流器20的桥式斩波器中各电力电子串联开关组的开断方式与正极变流器10相反，具体为：
负极变流器一个运行周期内共有四次换流，设第一电力电子串联开关组导通时刻为一个运行周期的初始时刻，则四次换流依次为第四、第一电力电子串联开关组间的换流，第一、第三电力电子串联开关组间的换流，第三、第二电力电子串联开关组间的换流，以及第二、第四电力电子串联开关组间的换流；且满足：
第一电力电子串联开关组于第一次换流开始前导通，第二次换流结束后关断；第二电力电子串联开关组于第三次换流开始前导通，第四次换流结束后关断；第三电力电子串联开关组于第二次换流开始前导通，第三次换流结束后关断；第四电力电子串联开关组于第四次换流开始前导通，第一次换流结束后关断。
自第一电力电子串联开关组S1、第三电力电子串联开关组S3分别导通时刻起各经过(1-d)Ts后触发第二电力电子串联开关组S2、第四电力电子串联开关组S4导通；且第一电力电子串联开关组S1先于第二电力电子串联开关组S2导通前受控关断，第三电力电子串联开关组S3先于第四电力电子串联开关组S4导通前受控关断；
自第二电力电子串联开关组S2、第四电力电子串联开关组S4分别导通时刻起各经过dTs后触发第一电力电子串联开关组S1、第三电力电子串联开关组S3导通；且第二电力电子串联开关组S2先于第一电力电子串联开关组S1导通前受控关断，第四电力电子串联开关组S4先于第三电力电子串联开关组S3导通前受控关断；
其中，Ts为负极交错连接软开关直流互联变流器的运行周期；d为负极交错连接软开关直流互联变流器的占空比，按照以下公式计算：
式中，uH为负极交错连接软开关直流互联变流器的高压端口电压，uL为负极交错连接软开关直流互联变流器的低压端口电压。
图1所示变流器的控制框图如图11所示，运行原理图如图12所示，相关电气量及其参考方向如图13所示。控制目标为低压侧的额定电流IL恒定，保证低压侧电流iL在给定的参考值IL附近一定范围内波动。变流器控制包括以下环节和步骤：
(1)基本参考值计算环节：
预先设定电力电子串联开关组S1、S2、S3、S4的开关周期，即变流器的运行周期Ts。
测量变流器高压端口电压uH，低压端口电压uL。根据下式计算变流器占空比d：
测量电力电子电容桥臂2中各子模块直流电压uSM2i’，电力电子电抗桥臂3、4中各子模块直流电压uSM3j’、uSM4k’，其中i’、j’、k’分别为电力电子电容桥臂2，电力电子电抗桥臂3、4中各子模块的序号，i’＝1,2,…,n，j’＝1,2,…m，k’＝1,2,…m。
以电力电子电抗桥臂3为例，根据下式计算开关组S1导通期间，电力电子电抗桥臂3中A型电压源子模块电压参考值uAref1：
根据下式计算开关组S2导通期间，电力电子电抗桥臂3中A型电压源子模块电压参考值uAref2：
以uAref1、uAref2的平均值作为一个开关周期内电力电子电抗桥臂3、4中A型子模块电压参考值uAref，即
根据下式计算一个开关周期内电力电子电容桥臂2中B型子模块电压参考值uBref：
(2)桥臂能量控制环节：
如图12，t15和t1’5’分别表示电力电子电抗桥臂3，4的参考电流给定为IL与给定为零的持续时间，t51’和t5’1”分别表示电力电子电抗桥臂3，4的参考电流给定为零与给定为IL的持续时间，分别采用以下公式计算：
上式中，Δt3和Δt4分别表示电力电子电抗桥臂3和4的充、放电时间调整量，对桥臂总能量进行控制。当桥臂总能量低于参考值，应增加充电时间、减少放电时间，式中给定Δt3、Δt4大于零，使桥臂总能量增加；当桥臂总能量高于参考值，应减少充电时间、增加放电时间，式中给定Δt3、Δt4小于零，使桥臂总能量减少。
根据下式计算电力电子电抗桥臂3、4充、放电时间调整量Δt3和Δt4：
其中，比例系数k1应根据实际情况进行选取，通常应保证桥臂总能量能在5～50个周期内达到参考值。
为保证开关组的零电流转换，下式给出了Δt3和Δt4的允许变化范围：
其中tcp为桥臂电流i3、i4由0增大到IL或由IL减小到0所经过的时间，其值约为：
如图12，Δi2表示电力电子电容桥臂2充、放电电流的调整量，对桥臂总能量进行控制：当桥臂总能量低于参考值，应增大充电电流、减小放电电流，给定Δi2大于零，使桥臂总能量增加；当桥臂总能量高于参考值，应减小充电电流、增大放电电流，给定Δi2小于零，使桥臂总能量减少。
根据下式计算电力电子电容桥臂2充、放电电流调整量Δi2：
其中，比例系数k2应根据实际情况进行选取，通常应保证桥臂总能量能在5～50个周期内达到参考值。
(3)时序控制环节
以开关组S1的导通时刻作为每个周期的起始零时刻t0，以txy(x、y取值范围如图12所示，包括0～7、0’～7’、0”～3”)表示图12中tx时刻与ty时刻间隔的时间，tx时刻发生在前，ty时刻发生在后。并确定电力电子串联开关组S1、S2、S3、S4开通时刻彼此的间隔时间。即：
以下通过计算变流器一个运行周期内各关键时间节点，得到电力电子电容桥臂2与电力电子电抗桥臂3、4的电流参考值i2ref、i3ref、i4ref，结合图12和图13按时间顺序，依次对该环节进行说明。
在t0时刻，对开关组S1施加触发信号，开关组S1导通。
在t1时刻，电力电子电容桥臂2电流参考值i2ref由-dIL-Δi2变为(1-d)IL-Δi2，电力电子电抗桥臂3电流参考值i3ref由0变为IL，电力电子电抗桥臂4电流参考值i4ref由IL变为0，变流器控制桥臂电流i2、i3、i4跟踪对应电流参考值相应变化，具体控制方法将在之后给出。t1与t0时刻的间隔时间t01满足如下关系式：
式中e为实数且满足e∈(0,1)，通常取e＝0.5。
在t2时刻(t2＝t1+tcp)，i2、i3、i4分别达到相应参考值i2ref、i3ref、i4ref。其中，当开关组S1～S4为晶闸管开关时，为使流经开关组S4的i4电流于t2时刻降至零而自然关断，应于t2时刻前撤销S4触发脉冲；当开关组S1～S4为全控型开关(如IGBT，IGCT，GTO等)时，S4触发脉冲应在早于t4时刻前的t3时刻撤销(t2<t3<t4)，从而将开关组S4关断。
在t4时刻(满足t4<t5)，对开关组S3施加触发信号，开关组S3导通。
在t5时刻(由t1时刻和t15决定)，电力电子电抗桥臂3电流参考值i3ref由IL变为0，电力电子电抗桥臂4电流参考值i4ref由0变为IL，变流器控制桥臂电流i3、i4相应变化。
在t6时刻(t6＝t5+tcp)，i3、i4分别达到相应参考值i3ref、i4ref。其中，当开关组S1～S4为晶闸管开关时，为使流经开关组S1的电流i3于t6时刻降至零而自然关断，应于t6时刻前撤销S1触发脉冲；当开关组S1～S4为全控型开关(如IGBT，IGCT，GTO等)时，S1触发脉冲应在早于t0’时刻前的t7时刻撤销(满足t6<t7<t0’)，从而将开关组S1关断。
在t0’时刻(t0’＝t0+dTs)，对开关组S2施加触发信号，开关组S2导通。
在t1’时刻(由t5时刻和t1’5决定)，电力电子电容桥臂2电流参考值i2ref由(1-d)IL-Δi2变为-dIL-Δi2，电力电子电抗桥臂3电流参考值i3ref由0变为IL，电力电子电抗桥臂4电流参考值i4ref由IL变为0，变流器控制桥臂电流i2、i3、i4相应变化。
在t2’时刻(t2’＝t1’+tcp)，i2、i3、i4分别达到相应参考值i2ref、i3ref、i4ref。其中，当开关组S1～S4为晶闸管开关时，为使流经开关组S3的i4电流于t2’时刻降至零而自然关断，应于t2’时刻前撤销S3触发脉冲；当开关组S1～S4为全控型开关(如IGBT，IGCT，GTO等)时，S3触发脉冲应在早于t4’时刻前的t3’时刻撤销(t2’<t3’<t4’)，从而将开关组S3关断。
在t4’时刻(t4’＝t4+dTs)，对开关组S4施加触发信号，开关组S4导通。
在t5’时刻(由t1’时刻和t1’5’决定)，电力电子电抗桥臂3电流参考值i3ref由IL变为0，电力电子电抗桥臂4电流参考值i4ref由0变为IL，变流器控制桥臂电流i3、i4相应变化。
在t6’时刻(t6’＝t5’+tcp)，i3、i4分别达到相应参考值i3ref、i4ref。其中，当开关组S1～S4为晶闸管开关时，为使流经开关组S2的电流i3于t6’时刻降至零而自然关断，应于t6’时刻前撤销S2触发脉冲；当开关组S1～S4为全控型开关(如IGBT，IGCT，GTO等)时，S2触发脉冲应在早于下一个周期起始t0”时刻之前的t7’时刻撤销(满足t6’<t7’<t0”)，从而将开关组S2关断。
在下一个开关周期起始时刻t0”(t0”＝t0+Ts)，对开关组S1施加触发信号，开关组S1导通。
(4)桥臂电流控制环节：
测量流过电力电子电抗桥臂3、4的电流i3、i4，流过电力电子电容桥臂2的电流i2，并与相应电流参考值i2ref、i3ref、i4ref进行比较，根据下述规则确定电力电子电抗桥臂3、4与电力电子电容桥臂2中模块链的控制电压参考值u3ref、u4ref、u2ref。各控制电压分别由两部分组成，即基本控制电压u3ref0、u4ref0、u2ref0和电流控制电压Δu之和决定，具体表示如下：
u2ref＝u2ref0+Δu2
u3ref＝u3ref0+Δu3
u4ref＝u4ref0+Δu4
开关组S1导通期间(当S1～S4为晶闸管开关时，t∈[t0,t6]；当S1～S4为全控型开关时t∈[t0,t7])，u3ref0满足：
u3ref0＝uH-uL
开关组S2导通期间(当S1～S4为晶闸管开关时，t∈[t0’,t6’]；当S1～S4为全控型开关时t∈[t0’,t7’])，u3ref0满足：
u3ref0＝-uL
在t∈[t1,t2]和t∈[t1’,t2’]期间，实测电流i3小于参考值i3ref时，令Δu3＝-UD，使电力电子电抗桥臂3中电抗器L3两端电压uL3为正电压，而i3增大，直至i3与i3ref相等；在t∈[t5,t6]和t∈[t5’,t6’]期间，实测电流i3大于参考值i3ref时，令Δu3＝UD，使电抗器L3两端电压uL3为负电压，而i3减小，直至i3与i3ref相等；在t∈[t2,t5]和t∈[t2’,t5’]期间，当实测电流i3与参考值i3ref之差超过一定范围时，分别令Δu3＝-UD或Δu3＝UD以减小电流差值至零，其余时段令Δu3＝0。
为避免换流过程中开关组承受过大的dv/dt，在开关组S1关断至S2触发导通期间t(当S1～S4为晶闸管开关时，t∈[t6,t0’]；当S1～S4为全控型开关时，t∈[t7,t0’])，u3ref0应由uH-uL线性减小至-uL。同理，在开关组S2关断至S1触发导通期间t(当S1～S4为晶闸管开关时，t∈[t6’,t0”]；当S1～S4为全控型开关时，t∈[t7’,t0”])，u3ref0应由-uL线性增大至uH-uL。在此期间，Δu3＝0。
开关组S3导通期间t(当S1～S4为晶闸管开关时，t∈[t4,t2’]；当S1～S4为全控型开关时t∈[t4,t3’])，u4ref0满足：u4ref0＝uH-uL。
开关组S4导通期间t(当S1～S4为晶闸管开关时，t∈[t4’,t2”]；当S1～S4为全控型开关时t∈[t4’,t3”])，u4ref0满足：u4ref0＝-uL。
在t∈[t5,t6]和t∈[t5’,t6’]期间，实测电流i4小于参考值i4ref时，令Δu4＝-UD，使电力电子电抗桥臂4中电抗器L4两端电压uL4为正电压，而i4增大，直至i4与i4ref相等；在t∈[t1,t2]和t∈[t1’,t2’]期间，实测电流i4大于参考值i4ref时，令Δu4＝UD，使电抗器L4两端电压uL4为负电压，而i4减小，直至i4与i4ref相等；在t∈[t6,t1’]和t∈[t6’,t1”]期间，当实测电流i4与参考值i4ref之差超过一定范围时，分别令Δu4＝-UD或Δu4＝UD以减小电流差值至零，其余时段令Δu4＝0。
为避免换流过程中开关组承受过大的dv/dt，在开关组S3关断至S4触发导通期间(当S1～S4为晶闸管开关时，t∈[t2’,t4’]；当S1～S4为全控型开关时，t∈[t3’,t4’])，u4ref0应由uH-uL线性减小至-uL。同理，在开关组S4关断至S3触发导通期间(当S1～S4为晶闸管开关时，t∈[t2,t4]；当S1～S4为全控型开关时，t∈[t3,t4])，u4ref0应由-uL线性增大至uH-uL。在此期间，Δu4＝0。
u2ref0始终满足：
u2ref0＝uH
在t∈[t1,t2]期间，实测电流i2小于参考值i4ref时，令Δu2＝UC，使电力电子电容桥臂2中电抗器L2两端电压uL2为正电压，而i2增大，直至i2与i4ref相等；在t∈[t1’,t2’]期间，实测电流i2大于参考值i2ref时，令Δu2＝-UC，使电抗器L2两端电压uL2为负电压，而i2减小，直至i2与i2ref相等；在t∈[t2,t1’]和t∈[t2’,t1”]期间，当实测电流i2与参考值i2ref之差超过一定范围时，分别令Δu2＝UC或Δu2＝-UC以减小电流差值至零，其余时段令Δu2＝0。
(5)子模块排序均压环节：
规定各子模块输出电压参考方向与图13中所属模块链电压参考方向相同，并定义各子模块的输出状态如下：
对于A型电压源子模块，输出正压则输出状态记为+1，输出负压则输出状态记为-1，输出电压为0则输出状态记为0。
对于B型电压源子模块，输出正压则输出状态记为+1，输出电压为0则输出状态记为0。
将桥臂模块链的输出状态定义为其内部各子模块的输出状态之和。将各模块链控制电压参考值u3ref、u4ref、u2ref分别除以内部各子模块的平均电压，取整得到模块链应给出的输出状态N3、N4、N2：
对于电力电子电容桥臂2，模块链的输出状态即为输出正压的模块个数。对于电力电子电抗桥臂3、4，由于A型子模块有三种输出状态，可有多种不同的方法构成所需模块链输出状态，应根据实际情况进行安排，以减少各模块总体的开关动作次数。
在t7和t7’时刻，对电力电子电抗桥臂3中各子模块直流电压uSM3j’，j’＝1,2,…,m进行排序。在t∈[t7’,t7”]期间，令电压最低的M3个子模块输出状态为+1，当桥臂电流i3流过时，其直流电压增大；令电压最高的M3-N3个子模块输出状态为-1，当桥臂电流i3流过时，其直流电压减小；其余子模块输出状态定为0。M3取值应满足：
N3≤M3≤(m+N3)/2
在t∈[t7,t7’]期间，令电压最高的M3’个子模块输出状态为-1，当桥臂电流i3流过时，其直流电压减小；令电压最低的M3’+N3个子模块输出状态为+1，当桥臂电流i3流过时，其直流电压增大；其余子模块输出状态定为0。M3’取值应满足：
-N3≤M3’≤(m-N3)/2
在t3和t3’时刻，对电力电子电抗桥臂4中各子模块直流电压uSM4k’，k’＝1,2,…,m进行排序。在t∈[t3,t3’]期间，令电压最低的M4个子模块输出状态为+1，当桥臂电流i4流过时，其直流电压增大；令电压最高的M4-N4个子模块输出状态为-1，当桥臂电流i4流过时，其直流电压减小；其余子模块输出状态定为0。M4取值应满足：
N4≤M4≤(m+N4)/2
在t∈[t3’,t3”]期间，令电压最高的M4’个子模块输出状态为-1，当桥臂电流i4流过时，其直流电压减小；令电压最低的M4’+N4个子模块输出状态为+1，当桥臂电流i4流过时，其直流电压增大；其余子模块输出状态定为0。M4’取值应满足：
-N4≤M4’≤(m-N4)/2
在t∈[t2,t1’]期间，桥臂电流i2为正，在t∈[t2’,t1”]期间，桥臂电流i2为负，在t∈[t1,t2]和t∈[t1’,t2’]期间，桥臂电流i2方向发生改变。为降低子模块开关频率，将桥臂电流i2在t∈[t1,t2]和t∈[t1’,t2’]期间分别视为始终为正和始终为负。在t∈[t1,t1’]期间，令电压最高的N2个子模块输出状态为+1，使其直流电压增大，其余子模块输出状态定为0。在t∈[t1’,t1”]期间，令电压最低的N2个子模块输出状态为+1，使其直流电压增大，其余子模块输出状态定为0。
在本发明变流器开始运行之前，应先对各模块电容进行预充电，使其达到额定工作电压。本发明所述混合型模块化多电平直流互联变流器的预充电电路如图14所示，预充电时应在电力电子电容桥臂2与电力电子电抗桥臂3和4一端分别串联电阻R1、R2、R3，各电阻分别与开关K1、K2、K3并联。使桥式斩波器1的第一桥臂中电力电子串联开关组S1、S3导通，即可对各模块进行充电。由于模块数存在冗余，无法一次性将所有模块充电至额定工作电压，可先对其中一半模块充电，充电到额定工作电压后将这些模块的输出电压变为0，再对另外一半模块充电。预充电过程完成后，通过闭合开关K1、K2、K3，将电阻R1、R2、R3旁路，变流器即可开始正常工作。
下面以本发明所述单极I型交错连接软开关混合型多电平直流互联变流为例，设定输入电压为15kVdc，输出电压为5kVdc，说明其具体实施方式，系统简图见图15。
在该实施例中，直流互联变流器系统关键参数见下表：
在本实施例中，直流互联变流器额定容量为5MW。经仿真验证，本实施例中变流器的能量传输效率可达98.5％，由于实现了软开关，电力电子串联开关组损耗不大，约占总损耗的14％。通过对桥臂电压的精确调制和对电抗器电流的精确控制，也有效降低了开关器件的电压变化率dv/dt和电流变化率di/dt，开关组中晶闸管的dv/dt与di/dt分别约为500V/μs与8.33A/μs。

Claims (8)

1.一种交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，其特征在于，包括一个桥式斩波器，一个电力电子电容桥臂和两个相同的电力电子电抗桥臂；
所述桥式斩波器具有两个并联的桥臂，第一桥臂由第一电力电子串联开关组和第二电力电子串联开关组串联后构成，第二桥臂由第三电力电子串联开关组和第四电力电子串联开关组串联后构成；第一、第三电力电子串联开关组的正极并联接入所述桥式斩波器的正极，第二、第四电力电子串联开关组的负极并联接入所述桥式斩波器的负极，第一电力电子串联开关组的负极和第二电力电子串联开关组的正极均接入桥式斩波器中第一桥臂的中点，第三电力电子串联开关组的负极和第四电力电子串联开关组的正极均接入桥式斩波器中第二桥臂的中点；
其中，所述桥式斩波器的正极接入该直流互联变流器的高压正极端，该桥式斩波器的负极接入该直流互联变流器的高压负极端；所述电力电子电容桥臂的正极接入该直流互联变流器的高压正极端，该电力电子电容桥臂的负极接入该直流互联变流器的高压负极端；第一电力电子电抗桥臂的正极接入所述桥式斩波器中第一桥臂的中点，第一电力电子电抗桥臂的负极接入直流互联变流器的低压正极端；第二电力电子电抗桥臂的正极接入所述桥式占波器中第二桥臂的中点，第二电力电子电抗桥臂的负极接入该直流互联变流器的低压正极端。
2.如权利要求1所述的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，其特征在于，将流过一个电力电子串联开关组的电流由额定电流逐渐下降至0，同时流过另一个电力电子串联开关组的电流以相同速率由0逐渐上升至额定电流的过程称为一次换流；该直流互联变流器一个运行周期内共有四次换流，设第一电力电子串联开关组导通时刻为一个运行周期的初始时刻，则四次换流依次为第四、第一电力电子串联开关组间的换流，第一、第三电力电子串联开关组间的换流，第三、第二电力电子串联开关组间的换流，以及第二、第四电力电子串联开关组间的换流；且满足：
第一电力电子串联开关组于第一次换流开始前导通，第二次换流结束后关断；第二电力电子串联开关组于第三次换流开始前导通，第四次换流结束后关断；第三电力电子串联开关组于第二次换流开始前导通，第三次换流结束后关断；第四电力电子串联开关组于第四次换流开始前导通，第一次换流结束后关断；
自第一电力电子串联开关组、第三电力电子串联开关组分别导通时刻起各经过dTs后触发第二电力电子串联开关组、第四电力电子串联开关组导通；且第一电力电子串联开关组先于第二电力电子串联开关组导通前受控关断，第三电力电子串联开关组先于第四电力电子串联开关组导通前受控关断；
自第二电力电子串联开关组、第四电力电子串联开关组分别导通时刻起各经过(1-d)Ts后触发第一电力电子串联开关组、第三电力电子串联开关组导通；且第二电力电子串联开关组先于第一电力电子串联开关组导通前受控关断，第四电力电子串联开关组先于第三电力电子串联开关组导通前受控关断；
其中，Ts为该直流互联变流器的运行周期；d为该直流互联变流器的占空比，按照以下公式计算：
式中，uH为该直流互联变流器的高压端口电压，uL为该直流互联变流器的低压端口电压。
3.如权利要求1所述的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，其特征在于，各所述电力电子串联开关组均由p个相同的电力电子开关依次串联构成；其中，第1个电力电子开关的正极作为该电力电子串联开关组的正极，第p个电力电子开关的负极作为该电子串联开关组的负极；p为正整数，且满足关系：
式中，UH为该直流互联变流器的高压正极端到高压负极端之间电压差的额定值；Us为单个电力电子开关的额定工作电压。
4.如权利要求3所述的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，其特征在于，所述电力电子电容桥臂，由n个B型电压源子模块(B-SM)依次级联构成的B型模块链和第一电抗器串联构成；其中，第1个B-SM的交流正极接入所述B型模块链的正极端口，第n个B-SM的交流负极接入所述B型模块链的负极端口；所述B型模块链的正极端口接入第一电抗器一端，该电抗器的另一端接入所述电力电子电容桥臂的正极，所述B型模块链的负极端口接入所述电力电子电容桥臂的负极；n为正整数，且满足关系：
式中，UH为该直流互联变流器的高压正极端到高压负极端之间电压差的额定值；UB为每个B型电压源子模块的额定直流电压；UC为第一电抗器两端受控电压的幅值，UC为UB的R倍，根据B型子模块类型，取R＝1/2，1或2；tB为冗余B型电压源子模块个数，取tB＝0，1或2；
所述第一、第二电力电子电抗桥臂，均分别由m个A型电压源子模块(A-SM)依次级联构成的A型模块链和第二电抗器串联构成；各电力电子电抗桥臂中：第1个A-SM的交流正极接入所述A型模块链的正极端口，第m个A-SM的交流负极接入所述A型模块链的负极端口；所述A型模块链的负极端口接入第二电抗器一端，该电抗器的另一端接入该电力电子电抗桥臂的负极，所述A型模块链的正极端口接入该电力电子电抗桥臂的正极；m为正整数，且满足关系：
式中，UL为该直流互联变流器的低压正极端到低压负极端之间电压差的额定值；UA为每个A型电压源子模块的额定直流电压；UD为第二电抗器两端受控电压幅值，UD为UA的R倍，根据A型子模块类型，取R＝1/2，1或2；tA为冗余A型电压源子模块个数，取tA＝0，1或2；
所述电力电子电容桥臂中第一电抗器的电感值LC与单个电力电子电抗桥臂中第二电抗器的电感值LL满足关系：
且满足关系：
式中，(di/dt)m、(dv/dt)m分别为该直流互联变流器所允许的最大电流变化率di/dt与电压变化率dv/dt，Ts为该直流互联变流器的运行周期，IL为该直流互联变流器的低压侧额定电流，D为该直流互联变流器的额定占空比，D＝UH/UL。
5.如权利要求4所述的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，其特征在于，
各所述B型电压源子模块(B-SM)均为单相电压源型变流器结构，具有t个输出电平，t为正整数且满足t≥2；记B-SM交流正、负极间电压为uSMB，流经B-SM的电流为iSMB，且以B-SM正极端到负极端为正方向；所述B型电压源子模块中包括f个直流电容，f为正整数且满足t>f≥1，其中B型电压源子模块内第v个直流电容正极与负极之间的电压差为该直流电容的直流电压Ubv，v＝1,2,…,d，B型电压源子模块额定直流电压UB满足关系：
该B型电压源子模块内部所有电力电子开关受控关断时，若流经B-SM的电流iSMB方向为负，则B-SM端口电压uSMB幅值近似为零；
各所述A型电压源子模块(A-SM)均为单相电压源型变流器结构，具有r个输出电平，r为正整数且满足r≥3；记A-SM交流正、负极间电压为uSMA，流经A-SM的电流为iSMA，且均以A-SM正极端到负极端为正方向；所述A型电压源子模块中包括g个直流电容，g为正整数且满足r>g≥1，其中A型电压源子模块内第u个直流电容正极与负极之间的电压差为该直流电容的直流电压Uau，u＝1,2,…,g，A型电压源子模块额定直流电压UA满足关系：
该A型电压源子模块内部所有电力电子开关受控关断时，若电流iSMA尚未降低至零，则电压uSMA极性与A型电压源子模块电流iSMA极性始终保持一致，且uSMA的幅值与A-SM额定直流电压UA大小相同；当电流iSMA降低至零时，A-SM正、负端口间可承受正、负双极性电压，且A型电压源子模块交流正、负极间电压uSMA变化范围满足：
-UA≤uSMA≤UA。
6.如权利要求5所述的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，其特征在于，该直流互联变流器允许直流电流在高压和低压端口之间双向流动时，
所述桥式斩波器内的四个电力电子串联开关组结构相同，各电力电子串联开关组内的电力电子开关选择以下类型器件中的任一种：1)逆导型IGBT，2)逆导型IGCT或逆导型GTO，3)逆导型晶闸管；其中，IGBT的集电极作为电力电子开关的正极，IGBT的发射极作为电力电子开关的负极；晶闸管、GTO或IGCT的阳极分别与反并联二极管的阴极共同作为电力电子开关的正极，晶闸管、GTO或IGCT的阴极与反并联二极管的阳极共同作为电力电子开关的负极；
所述B型电压源子模块选用以下类型中的任一种：1)半桥子模块，对应t＝2、f＝1；2)双半桥子模块，对应t＝3、f＝2；3)带阻断开关的T型中点箝位子模块，对应t＝3、f＝2；4)飞跨电容型三电平子模块，对应t＝3、f＝2；
所述A型电压源子模块选用全桥子模块，对应r＝3、g＝1。
7.如权利要求5所述的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，其特征在于，该直流互联变流器仅允许直流电流从高压直流端口流向低压直流端口时，
所述桥式斩波器内，第一、第三电力电子串联开关组相同，第二、第四电力电子串联开关组相同；其中，第一、第三电力电子串联开关组内的电力电子开关选择以下类型器件中的任一种：1)IGBT，2)晶闸管，3)GTO或IGCT；且以IGBT的集电极作为电力电子开关的正极，以IGBT的发射极作为电力电子开关的负极，或者以IGCT、GTO或晶闸管的阳极作为电力电子开关的正极，IGCT、GTO或晶闸管的阴极作为电力电子开关的负极；第二、第四电力电子串联开关组内的电力电子开关选择二极管，且以二极管的阴极作为电力电子开关的正极，二极管的阳极作为电力电子开关的负极；
所述B型电压源子模块选用以下类型中的任一种：1)半桥子模块，对应t＝2、f＝1；2)双半桥子模块，对应t＝3、f＝2；3)带阻断开关的T型中点箝位子模块，对应t＝3、f＝2；4)飞跨电容型三电平子模块，对应t＝3、f＝2；
所述A型电压源子模块选用以下类型中的任一种：1)第二对角桥式子模块，对应r＝3、g＝1；2)正向电流流入的飞跨电容三电平单极电流模块，对应r＝3、g＝2；3)正向电流流入的中点箝位三电平单极电流模块，对应r＝3、g＝2；4)正向电流流入的交错连接三电平子模块，对应r＝3、g＝2。
8.如权利要求5所述的交错连接软开关混合型多电平直流互联变流器，其特征在于，该直流互联变流器仅允许直流电流从低压直流端口流向高压直流端口时，
所述桥式斩波器内，第一、第三电力电子串联开关组相同，第二、第四电力电子串联开关组相同；其中，第一、第三电力电子串联开关组内的电力电子开关选择二极管，且以二极管的阴极作为电力电子开关的正极，二极管的阳极作为电力电子开关的负极；第二、第四电力电子串联开关组内的电力电子开关选择以下类型器件中的任一种：1)IGBT，2)晶闸管，3)GTO或IGCT；且以IGBT的集电极作为电力电子开关的正极，以IGBT的发射极作为电力电子开关的负极，或者以IGCT、GTO或晶闸管的阳极作为电力电子开关的正极，IGCT、GTO或晶闸管的阴极作为电力电子开关的负极；
所述B型电压源子模块选用以下类型中的任一种：1)半桥子模块，对应t＝2、f＝1；2)双半桥子模块，对应t＝3、f＝2；3)带阻断开关的T型中点箝位子模块，对应t＝3、f＝2；4)飞跨电容型三电平子模块，对应t＝3、f＝2；
所述A型电压源子模块选用以下类型中的任一种：1)第一对角桥式子模块，对应r＝3、g＝1；2)正向电流流出的飞跨电容三电平单极电流模块，对应r＝3、g＝2；3)正向电流流出的中点箝位三电平单极电流模块，对应r＝3、g＝2；4)正向电流流出的交错连接三电平子模块，对应r＝3、g＝2。
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