CN105811748A - 一种模块化多电平换流器环流谐波抑制方法 - Google Patents

Abstract

一种模块化多电平换流器环流谐波抑制方法，本发明属于电工技术领域，具体涉及一种用于抑制模块化多电平换流器内部环流谐波的方法。本发明所设计的多电平变流器环流抑制方法兼容单相及三相系统，环流抑制能力强，本发明采用低通滤波器去除比例积分控制器未能追踪的电容电压二次谐波信号，经过低通滤波器后的信号作为环流控制的基准直流分量；环流基准直流分量与环流实际值做差，获得环流谐波信号，准比例谐振控制器对环流的二次谐波信号进行电流跟踪，获得电压补偿信号，对补偿信号进行处理后反馈至模块化多电平换流器的上下桥臂的子模块，实现环流谐波抑制。本发明适用于电工技术领域。

Description

一种模块化多电平换流器环流谐波抑制方法

技术领域

本发明属于电力电子领域，具体涉及一种模块化多电平换流器环流谐波的抑制方法。

背景技术

自2002年模块化多电平换流器拓扑结构提出以来，作为新兴的高压直流输电换流器，其优点广受业界关注。相比传统换流器，模块化多电平换流器由于模块化的特点，输出电平数灵活多变，输出波形更加逼近正弦波，谐波含量少，开关损耗低，在提高了系统稳定性的同时又提高了换流器的电压等级。近几年国内外研究学者对模块化多电平换流器展开了较多研究，在MMC主电路、控制系统设计、控制策略、预充电策略等方面取得了大量有益的结论与成果。

单相全桥模块化多电平换流器拓扑结构(如图2所示)由两个相单元构成；三相模块化多电平换流器拓扑结构(如图1所示)由三个相单元构成；每个相单元均由一个上桥臂单元和一个下桥臂单元组成；上下桥臂单元均由N个子模块与桥臂电感串联而成；子模块拓扑结构(如图3所示)由两个电力电子开关和一个电容器C组成。串联的第一电力电子开关S1和电容器与第二电力电子开关S2并联；通过控制电力电子开关的开通与关断来实现子模块的投入与切除，在任意时刻每相投入子模块数为N。

单相全桥模块化多电平换流器或三相模块化多电平换流器中每个相单元相当于与直流侧并联，系统运行时流经子模块电容的电流会给电容进行充放电，使电容电压变化，各相桥臂间电压不可能完全一致，这样就会产生相间环流。周月宾等人的“模块化多电平换流器子模块电容电压波动与内部环流分析”(中国电机工程学报，2012，32(24)，8～14)对内部环流的产生机理进行了详细的研究，同时指出，MMC子模块电容电压波动包含基频分量和2倍频分量，环流中包含有2、4、6等偶数次谐波分量，其中以2次谐波分量幅值最大，且为负序性，环流的直流分量在直流侧与相单元间流动。

针对模块化多电平换流器环流谐波问题，可通过增大桥臂中串联电感L进行抑制，该方法简单易行，但是这样并不能完全消除环流中的谐波，且成本较高。徐政等人申请的中国专利《一种三相模块化多电平换流器环流抑制策略》，公开号为CN101854061A，公开日期为2010年10月6日，该专利中利用park变换将三相环流转换到dq轴中，通过PI控制器并进行解耦。对环流有一定的抑制作用，但该方法需要进行坐标变换等复杂的计算，且仅适用于三相对称系统当中。

发明内容

本发明针对现有技术的不足，提供一种单相全桥或三相模块化多电平换流器环流谐波抑制方法。

一种模块化多电平换流器环流谐波抑制方法，该方法涉及的模块化多电平换流器为单相全桥模块化多电平换流器或三相模块化多电平换流器。单相全桥模块化多电平换流器拓扑结构由两个相单元构成；三相模块化多电平换流器拓扑结构由三个相单元构成；每个相单元均由一个上桥臂单元和一个下桥臂单元组成；上下桥臂单元均由N个子模块与桥臂电感L串联而成；子模块拓扑结构由两个电力电子开关和一个电容器C组成。第一电力电子开关S1和电容器C串联；串联的第一电力电子开关S1和电容器与第二电力电子开关S2并联；

一种模块化多电平换流器环流谐波抑制方法，该方法包括如下，加入低通滤波器用来去除电压外环中含有的二次谐波及高次谐波信号，从而得到直流量的环流参考值。准比例谐振控制器对环流谐波中的二次谐波信号进行电流跟踪，获得电压补偿信号，对补偿信号进行处理后反馈至模块化多电平换流器上下桥臂单元内的子模块，通过控制子模块内电力电子开关的开通与关断，实现环流谐波抑制。

所述的一种模块化多电平换流器环流谐波抑制方法，具体包括如下步骤：

步骤1.采集k相单元上第i个子模块中电容电压U_{Ck_i}，i＝1，2，...2N；(k为单相全桥模块化多电平变换器或三相模块化多电平变换器中任意一相桥臂单元；N为上下桥臂模块数；)

步骤2.通过公式

${\stackrel{\‾}{u}}_{Ck}=\frac{1}{2N}\underset{i=1}{\overset{2N}{\Σ}}{U}_{Ck\_i}$

对2N个子模块电容器电压求和，求得k相单元子模块电容电压平均值

步骤3.将k相单元子模块电容电压给定值与步骤2求得的k相单元电容电压平均值送入第一加法器，其差值送入比例积分控制器进行调节，获得k相单元环流预参考值

所述的比例积分控制器传递函数为：

$N\left(s\right)=k_p+\frac{k_i}{s}$

式中k_p为比例系数，k_i为积分系数；

步骤4.将步骤3获得的k相单元环流预参考值送入低通滤波器，获得k相单元环流参考值

所述低通滤波器可为简单的一阶低通滤波器，传递函数为：

$F\left(s\right)=\frac{1}{s\·T_s+1}$

式中T_s为时间常数，低通滤波器截止频率为1/(2π·T_s)；

步骤5.采集k相单元中上桥臂电流i_pk和下桥臂电流i_nk并计算该相单元环流实际值i_diffk，对其中环流二次谐波进行抑制补偿，获得抑制信号u_diffk。获得抑制信号u_diffk的具体方法为：

步骤51.采集模块化多电平换流器中k相单元上桥臂电流i_pk和下桥臂电流i_nk送入第二加法器，其和乘以比例系数1/2后获得k相单元环流实际值i_diffk；

步骤52.将步骤4中获得的k相单元环流参考值和步骤51中获得的k相单元环流实际值i_diffk送入第三加法器，其差为k相单元环流中谐波分量i_{diffk_f}；

步骤53.将步骤52中获得的k相单元环流中的谐波分量i_{diffk_f}和谐波参考值送入第四加法器，其差值送入准比例谐振控制器后获得k相单元环流谐波抑制信号u_diffk；并执行步骤6；

所述的准比例谐振控制器传递函数为：

$F_{PR}\left(s\right)=K_p+\frac{2K_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}$

式中：K_p为准比例谐振控制器比例项系数，K_r为谐振增益，ω_c为截止角频率，ω₀为谐振频率；

步骤6.将1/2的直流母线电压值U_dc/2、步骤5中获得的k相单元环流谐波抑制信号u_diffk和换流器交流侧输出电压参考信号e_diffk送入第五加法器，其差值为k相单元上桥臂电压的参考值u_pk；

将1/2的直流母线电压值U_dc/2、步骤5中获得的k相单元环流谐波抑制信号u_diffk和换流器交流侧输出电压参考信号e_diffk送入第六加法器，其差值为k相单元下桥臂电压的参考值u_nk；

上述U_dc为模块化多电平换流器直流侧总电压；

步骤7.将步骤6中得到的上下桥臂电压的参考值经过调制策略，生成k相桥臂的触发脉冲来控制各个子模块中电力电子开关的开通与关断，使得桥臂电压的实际值与桥臂电压的参考值相同，实现对k相桥臂电压的控制，从而抑制环流谐波；

本发明提出的模块化多电平换流器环流谐波抑制方法，通过低通滤波器对环流中直流分量进行提取，与环流实际值做差后得到环流谐波成分，送入准比例谐振控制器后对环流中二次谐波进行抑制。

本发明的有益效果：1.利用低通滤波器对比例积分控制器输出的环流谐波预参考值信号进行直流量提取，获得的环流谐波参考值与环流谐波实际值通过数学运算，得到更加精确的环流谐波分量；2.通过准比例谐振控制器对环流二次谐波进行抑制。

附图说明

图1.背景技术中三相模块化多电平换流器的拓扑结构图；

图2.背景技术中单相全桥模块化多电平换流器的拓扑结构图；

图3.图1和图2中子模块电路图；

图4.具体实施方式中a相单元拓扑结构图；

图5.本发明所述模块化多电平换流器环流谐波抑制控制原理框图；

具体实施方式

如图4所示，单相全桥模块化多电平换流器或三相模块化多电平换流器中a相单元结构图。上下桥臂单元均由100个子模块与桥臂电感串联而成，本实施方式以抑制a相环流谐波为例说明控制方法实施步骤。

如图5所示，步骤1.采集a相单元上第i个子模块中电容电压U_{Ca_i}；i＝1，2，...200；

步骤2.通过公式

${\stackrel{\‾}{u}}_{Ca}=\frac{1}{200}\underset{i=1}{\overset{200}{\Σ}}{u}_{Cai}$

对200个子模块电容器电压求和，求得a相单元子模块电容电压平均值

步骤3.将a相子模块电容电压给定值与步骤2中获得的a相电容电压平均值送入第一加法器，其差值送入比例积分控制器进行调节，获得a相环流预参考值

步骤4.将步骤3获得a相单元环流预参考值送入低通滤波器，获得a相单元环流参考值直流量

所述低通滤波器可为简单的一阶低通滤波器，传递函数为：

$F\left(s\right)=\frac{1}{s\·T_s+1}$

式中T_s为时间常数，低通滤波器截止频率为1/(2π·T_s)；

步骤5.采集模块化多电平换流器中a相单元上桥臂电流i_pa和下桥臂电流i_na送入第二加法器，其和乘以比例系数1/2后获得a相单元环流实际值i_diffa；将步骤4中获得的a相单元环流参考值和a相单元环流实际值i_diffa送入第三加法器，其差为a相单元环流中谐波分量i_{diffa_f}；将a相单元环流中的谐波分量i_{diffa_f}和谐波参考值(选为0)送入第四加法器，其差值送入准比例谐振控制器后获得a相单元环流谐波抑制信号u_diffa；并执行步骤6；

所述的准比例谐振控制器传递函数为：

$F_{PR}\left(s\right)=K_p+\frac{2K_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}$

式中：K_p为准比例谐振控制器比例项系数，K_r为谐振增益，ω_c为截止角频率，ω₀为谐振频率；

步骤6.将1/2的直流母线电压值U_dc/2、步骤5中获得的a相单元环流谐波抑制信号u_diffa和换流器交流侧输出电压参考信号e_diffa送入第五加法器，其差值为a相单元上桥臂电压的参考值u_pa；

将1/2的直流母线电压值U_dc/2、步骤5中获得的k相单元环流谐波抑制信号u_diffa和换流器交流侧输出电压参考信号e_diffa送入第六加法器，其差值为a相单元下桥臂电压的参考值u_na；

上述U_dc为模块化多电平换流器直流侧总电压；

步骤7.将步骤6中得到的a相单元上下桥臂电压的参考值经过调制策略，生成该相桥臂的触发脉冲来控制各个子模块中电力电子开关的开通与关断，使得桥臂电压的实际值与桥臂电压的参考值相同，实现对a相单元上下桥臂电压的控制，从而抑制a相单元环流谐波；

以上举例仅是本发明的一个具体实施例子，本发明不限于以上实例。

Claims (3)

1.一种模块化多电平换流器环流谐波抑制方法，其特征在于：该方法具体包括如下，加入低通滤波器用来去除电压外环中含有的二次谐波及高次谐波信号，从而得到直流量的环流参考值；准比例谐振控制器对环流谐波中的二次谐波信号进行电流跟踪，获得电压补偿信号，对补偿信号进行处理后反馈至模块化多电平换流器上下桥臂单元内的子模块，通过控制子模块内电力电子开关的开通与关断，实现环流谐波抑制。

2.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器环流谐波抑制方法，其特征在于，该方法具体包括以下步骤：

步骤1：采集k相单元上第i个子模块中电容电压U_{Ck_i}，i＝1，2，...2N；k为单相全桥模块化多电平变换器或三相模块化多电平变换器中任意一相桥臂单元；N为上下桥臂模块数；

步骤2：通过公式

${\stackrel{\‾}{u}}_{Ck}=\frac{1}{2N}\underset{i=1}{\overset{2N}{\Σ}}{U}_{Ck\_i}$

对2N个子模块电容器电压求和，求得k相单元子模块电容电压平均值

步骤3：将k相单元子模块电容电压给定值与步骤2求得的k相单元电容电压平均值送入第一加法器，其差值送入比例积分控制器进行调节，获得k相单元环流预参考值

所述的比例积分控制器传递函数为：

$N\left(s\right)=k_p+\frac{k_i}{s}$

式中k_p为比例系数，k_i为积分系数；

步骤4：将步骤3获得的k相单元环流预参考值送入低通滤波器，获得k相单元环流参考值

所述低通滤波器可为简单的一阶低通滤波器，传递函数为：

$F\left(s\right)=\frac{1}{s\·T_s+1}$

式中T_s为时间常数，低通滤波器截止频率为1/(2π·T_s)；

步骤5：采集k相单元中上桥臂电流i_pk和下桥臂电流i_nk并计算该相单元环流实际值i_diffk，对其中环流二次谐波进行抑制补偿，获得抑制信号u_diffk；

步骤6.将1/2的直流母线电压值U_dc/2、步骤5中获得的k相单元环流谐波抑制信号u_diffk和换流器交流侧输出电压参考信号e_diffk送入第五加法器，其差值为k相单元上桥臂电压的参考值u_pk；

将1/2的直流母线电压值U_dc/2、步骤5中获得的k相单元环流谐波抑制信号u_diffk和换流器交流侧输出电压参考信号e_diffk送入第六加法器，其差值为k相单元下桥臂电压的参考值u_nk；

上述U_dc为模块化多电平换流器直流侧总电压；

步骤7.将步骤6中得到的上下桥臂电压的参考值经过调制策略，生成相应桥臂的触发脉冲来控制各个子模块中电力电子开关的开通与关断，使得桥臂电压的实际值与桥臂电压的参考值相同，实现对各桥臂电压的控制，从而抑制环流谐波。

3.根据权利要求2所述的一种模块化多电平换流器环流谐波抑制方法，其特征在于，获得抑制信号u_diffk的具体方法为：

步骤(1)：采集模块化多电平换流器中k相单元上桥臂电流i_pk和下桥臂电流i_nk送入第二加法器，其和乘以比例系数1/2后获得k相单元环流实际值i_diffk；

步骤(2)：将k相单元环流参考值和k相单元环流实际值i_diffk送入第三加法器，其差为k相单元环流中谐波分量i_{diffk_f}；

步骤(3)：将k相单元环流中的谐波分量i_{diffk_f}和谐波参考值送入第四加法器，其差值送入准比例谐振控制器后获得k相单元环流谐波抑制信号u_diffk；

所述的准比例谐振控制器传递函数为：

$F_{PR}\left(s\right)=K_p+\frac{2K_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}$

式中：K_p为准比例谐振控制器比例项系数，K_r为谐振增益，ω_c为截止角频率，ω₀为谐振频率。