CN106787880A - 一种模块化多电平变换器的低次环流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种模块化多电平变换器的低次环流抑制方法，步骤为：根据第k‑1和k‑2采样时刻采集到的某相上、下桥臂子模块电容电压值u_dcui、u_dcli，得到用于第k时刻计算的子模块电容电压预估值；计算得到该相子模块电容电压的共模分量和差模分量的预估值和计算该相实际共模电流i_cm；计算得到该相共模电流分量参考值计算得到具有总直流电压控制能力的该相共模调制比m′_cm；具有低次环流抑制能力的该相共模调制比m′_{cm_C}，将补偿后的共模调制比m′_{cm_C}与差模调制比m_dm的差值作为该相上桥臂的实际调制信号；将补偿后的共模调制比m′_{cm_C}与差模调制比m_dm的和值作为该相下桥臂的实际调制信号。本发明实现了宽频环流纹波的抑制，实现简便，物理概念清晰，具有较高的工程应用价值。

Description

一种模块化多电平变换器的低次环流抑制方法

技术领域

本发明属于高压大功率电力电子技术在电力系统中的应用技术领域，涉及模块化多电平变换器的低次环流抑制方法。

背景技术

模块化多电平变换器(MMC)凭借其不需要各自独立半桥直流电源的级联型半桥特殊设计，正逐渐成为应用于更大功率场合中备受瞩目的拓扑结构。因此它们可以运行在高电压等级下，且不失去例如模块化、冗余以及开关频率谐波消除等性能。所以，虽然MMC被最早提出应用于高压直流输电系统，但它对于例如静止同步补偿器(STATCOM)、有源滤波器(APF)、高压变频器和微网储能系统等这些绝缘栅双极晶体管(IGBT)应用来说也是一种可行性的选择。

MMC与传统变换器主要的不同点在于桥臂间或是每个桥臂与公共直流源之间存在环流。简单来说，在环流中唯一重要的部分是直流电源提供或消耗的直流，虽然有时附加部分被用于达到特殊的目标。例如，臂间和相间直流侧电压平衡可以通过注入基频正序和负序电流来实现；直流侧共模电压纹波可以通过环流中的二次谐波来消除。

环流纹波包含开关频率和低次谐波两部分。开关频率谐波可以通过选择适当的子模块调制策略来减小。例如，把MMC各桥臂设置成将N个子模块一起调制(N+1调制)，然后对上桥臂和下桥臂的子模块PWM载波移相N(N为偶数)，或π/N(N为奇数)。

另一方面，低次环流谐波是由每个子模块的基本调制比信号和直流侧电压任意纹波之间的相互作用产生的。这些谐波随着子模块直流侧电容的变小或是串联子模块数的增加而变大，并仅由偶次谐波构成，其中二次部分占主导地位。因为这一部分在三相系统中表现为一个负序谐波，所以可以通过一个负序倍频dq旋转坐标转换和两个PI控制器来消除。如公开号为CN101854061A的专利中，提出了一种针对环流的抑制方法，即通过将二倍频环流进行dq变换，通过解耦控制给出附加的设定量，从而实现二倍频电流的抑制，然而该方式仅适用于稳态工况，由于系统异常工况下，换流器三相传输的功率不等，上述环流控制方法，不能达到较好的控制效果。且需要进行dq坐标的变换与逆变换，实现较复杂；并且只抑制2次谐波，结构复杂；公开号为CN102215004B专利中，通过计算实际子模块电压波动的预估值，将所述实际子模块电压波动的预估值与子模块电压基准值相加，并使用所述低频振荡附加电压的修正桥臂输出电压设定Upref与所述实际子模块电压波动的预估值与子模块电压基准值的和相除，得到实际的投入子模块数量N。但需要多个调节器，且对振荡频率等未提及；CN103078480B要进行dq变换及逆变换，计算复杂；CN103248261A、CN103337980A、CN103701350A、CN103595285A、CN104319801A等专利系统都基于闭环结构，同时要求对系统参数精确的估算以及谨慎的增益选择。环的设计也严重依赖于交流基本输出频率和对系统变频交流输出的连续判断。CN103199681A、CN103219875A使用辅助电路，增加成本；CN103929084A提供一种基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法，通过合理设计谐振滤波电路参数，使谐振滤波电路同时工作在二倍频并联谐振与高频串联谐振状态，在较小的高频环流控制电压下，即可产生很高的高频环流，大幅度减小子模块电容电压的波动，同时抑制二倍频环流，降低系统损耗。但谐振滤波电路的设计增加了成本，并增加了功率消耗；CN104333032A是在换流阀基波电流及直流分量基础上叠加二倍频环流分量，装置损耗较大；CN104393745A通过估算各桥臂的子模块电压，利用调制方法得到各桥臂期望投入的子模块数；虽然能够保证同一桥臂内的子模块电容电压保持平衡，但却并没有考虑上下两个桥臂之间的能量平衡问题。如果MMC上下桥臂之间发生能量的不均匀分布时，同样会对MMC的稳定运行带来不利影响，降低其工作性能；CN105119509A中该方法用于环流抑制的不平衡电压参考值由直接计算得到，能够同时抑制不对称电网运行状态下正序、负序及零序环流分量，每相具有独立的结构，且无需额外的零序环流抑制，控制器结构更加简洁，同时该控制策略适用于两种不同负序控制目标，该方法动态响应快，控制通信数据量小，但是需要精确的系统元件参数，而且实时求解换流器的动态方程计算相对繁琐。

发明内容

本发明的目的是提供一种模块化多电平变换器的低次环流抑制方法，该方法不需要额外的硬件电路，同时控制结构简单，便于实现。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种模块化多电平变换器的低次环流抑制方法，包括如下步骤：

(1)根据第k-1和k-2采样时刻采集到的某相上、下桥臂子模块电容电压值u_dcui、u_dcli，得到用于第k时刻计算的子模块电容电压预估值；

(2)根据步骤(1)得到的子模块电容电压预估值，计算得到该相子模块电容电压的共模分量和差模分量的预估值和

(3)采集该相上、下桥臂电流i_u、i_l，两者相加除以2得到该相实际共模电流i_cm，如下式：

(4)将直流侧总电压2U_dc除以桥臂子模块数N，减去经过移动平均滤波的子模块电容电压的共模分量u_{dc_cm}，同时对该差值进行比例积分运算，得到该相共模电流分量参考值如下式：

其中，K_u和τ_u为电压控制器比例增益和积分复位时间，MAF{u_{dc_cm}}为经过移动平均滤波的子模块电容电压的共模分量u_{dc_cm}；s表示复频域变量；

(5)将共模电流实际值i_cm减去共模电流分量参考值同时对该差值进行比例积分运算，得到共模调制比修正量△M，再加上理想共模调制比0.5，得到具有总直流电压控制能力的该相共模调制比m′_cm，如下式：

其中，K_i和τ_i为电压控制器比例增益和积分复位时间；

(6)将共模调制比m′_cm乘以直流侧总电压2U_dc并除以桥臂子模块数N，减去差模调制比m_dm与子模块电容电压差模分量预估值的乘积，两者之差再除以子模块电容电压共模分量预估值得到具有低次环流抑制能力的该相共模调制比m′_{cm_C}，如下式：

(7)将补偿后的共模调制比m′_{cm_C}与差模调制比m_dm的差值作为该相上桥臂的实际调制信号；将补偿后的共模调制比m′_{cm_C}与差模调制比m_dm的和值作为该相下桥臂的实际调制信号。

步骤(1)中，通过下式计算得到用于第k时刻计算的子模块电容电压预估值：

其中，下标j＝u,l，分别表示上、下桥臂，i＝1,2,...,N，N表示桥臂内子模块个数。

步骤(2)中，通过下式计算该相子模块电容电压的共模分量和差模分量的预估值和

有益效果：本发明提供的模块化多电平变换器的低次环流抑制方法直接增大每个子模块的主调制信号以补偿它内部的直流侧电压纹波，实现了宽频环流纹波的抑制，且并不要求环流谐波频率的相关知识，而仅需要一个简单的PI控制器来调节环流的直流部分来平衡功率。实现简便，物理概念清晰，具有较高的工程应用价值。

相比于现有技术，有以下优点：

(1)具体实现简单方便，无需配置额外复杂的功率平衡电路，仅需要一个简单的PI控制器来调节环流的直流部分来平衡功率；

(2)能够在较宽频率范围内进行谐波抑制；

(3)功率平衡环节仅需PI调节器，结构简单，便于实现。

(4)该方法层次分明，物理概念清晰，具有较高的工程应用价值。

附图说明

图1为子模块电压预估原理图；

图2为低次环流抑制MMC整体补偿控制原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

本发明的一种模块化多电平变换器的低次环流抑制方法。其具体实施方法如下所述。

(1)根据第k-1和k-2采样时刻采集到的某相上、下桥臂子模块电容电压值u_dcui、u_dcli，得到用于第k时刻计算的子模块电容电压预估值，如下式：

其中下标j＝u,l，分别表示上、下桥臂，i＝1,2,...,N，N表示桥臂内子模块个数。

(2)计算得到该相子模块电容电压的共模分量和差模分量的预估值和如下式：

(3)采集该相上、下桥臂电流i_u、i_l，两者相加除以2得到该相实际共模电流i_cm，如下式：

(4)将直流侧总电压2U_dc除以桥臂子模块数N，减去经过移动平均滤波(MAF)的子模块电容电压的共模分量u_{dc_cm}，同时对该差值进行比例积分(PI)运算，得到该相共模电流分量参考值如下式：

其中，K_u和τ_u为电压控制器比例增益和积分复位时间；s表示复频域变量。

(5)将共模电流实际值i_cm减去共模电流分量参考值同时对该差值进行比例积分(PI)运算，得到共模调制比修正量△M，再加上理想共模调制比0.5，得到具有总直流电压控制能力的该相共模调制比m′_cm，如下式：

其中，K_i和τ_i为电压控制器比例增益和积分复位时间。

(6)将调制比m′_cm乘以直流侧总电压2U_dc并除以桥臂子模块数N，减去差模调制比m_dm与子模块电容电压差模分量预估值的乘积，两者之差再除以子模块电容电压共模分量预估值得到具有低次环流抑制能力的该相共模调制比m′_{cm_C}，如下式：

(7)将补偿后的共模调制比m′_{cm_C}与差模调制比m_dm的差值作为该相上桥臂的实际调制信号；将补偿后的共模调制比m′_{cm_C}与差模调制比m_dm的和值作为该相下桥臂的实际调制信号。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种模块化多电平变换器的低次环流抑制方法，其特征在于：包括如下步骤：

(1)根据第k-1和k-2采样时刻采集到的某相上、下桥臂子模块电容电压值u_dcui、u_dcli，得到用于第k时刻计算的子模块电容电压预估值；

(2)根据步骤(1)得到的子模块电容电压预估值，计算得到该相子模块电容电压的共模分量和差模分量的预估值和

(3)采集该相上、下桥臂电流i_u、i_l，两者相加除以2得到该相实际共模电流i_cm，如下式：

$i_{cm}=\frac{i_u+i_l}{2}$

(4)将直流侧总电压2U_dc除以桥臂子模块数N，减去经过移动平均滤波的子模块电容电压的共模分量u_{dc_cm}，同时对该差值进行比例积分运算，得到该相共模电流分量参考值如下式：

$i_{cm}^{*}=K_u(1+\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{u}s})(\frac{2U_{dc}}{N}-MAF\{u_{dc\_cm}\left\}\right)$

其中，K_u和τ_u为电压控制器比例增益和积分复位时间，MAF{u_{dc_cm}}为经过移动平均滤波的子模块电容电压的共模分量u_{dc_cm}；s表示复频域变量；

(5)将共模电流实际值i_cm减去共模电流分量参考值同时对该差值进行比例积分运算，得到共模调制比修正量△M，再加上理想共模调制比0.5，得到具有总直流电压控制能力的该相共模调制比m′_cm，如下式：

$m_{cm}^{\′}=0.5+\mathrm{\Δ}M=0.5+K_i(1+\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{i}s})(i_{cm}-i_{cm}^{*})$

其中，K_i和τ_i为电压控制器比例增益和积分复位时间；

(6)将共模调制比m′_cm乘以直流侧总电压2U_dc并除以桥臂子模块数N，减去差模调制比m_dm与子模块电容电压差模分量预估值的乘积，两者之差再除以子模块电容电压共模分量预估值得到具有低次环流抑制能力的该相共模调制比m′_{cm_C}，如下式：

$m_{cm\_C}^{\′}=\frac{2m_{cm}^{\′}{U}_{dc}/N-m_{dm}{u}_{dc\_dm}^{pre}}{u_{dc\_cm}^{pre}}$

(7)将补偿后的共模调制比m′_{cm_C}与差模调制比m_dm的差值作为该相上桥臂的实际调制信号；将补偿后的共模调制比m′_{cm_C}与差模调制比m_dm的和值作为该相下桥臂的实际调制信号。

2.根据权利要求1所述的模块化多电平变换器的低次环流抑制方法，其特征在于：步骤(1)中，通过下式计算得到用于第k时刻计算的子模块电容电压预估值：

$u_{dcji}^{pre}\[k,k+1\]=u_{dcji}\[k-1\]+\frac{3}{2}(u_{dcji}\[k-1\]-u_{dcji}\[k-2\])$

其中，下标j＝u,l，分别表示上、下桥臂，i＝1,2,...,N，N表示桥臂内子模块个数。

3.根据权利要求1所述的模块化多电平变换器的低次环流抑制方法，其特征在于：步骤(2)中，通过下式计算该相子模块电容电压的共模分量和差模分量的预估值和

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{dc\_cm}^{pre}=\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}(u_{dcli}^{pre}+u_{dcui}^{pre})/2N\\ u_{dc\_dm}^{pre}=\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}(u_{dcli}^{pre}-u_{dcui}^{pre})/2N\end{array}\right..$