CN112332426B - 基于mmc技术的统一电能质量调节器系统及控制方法 - Google Patents
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Abstract
一种基于MMC技术的统一电能质量调节器系统及控制方法，该系统包括可以改变变压器变比的串联MMC、并联MMC、控制电路；串联MMC、并联MMC分别连接至电网侧和负载侧，通过共用直流环节，形成基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构。该控制方法包括abc静止坐标系下的MMC模型变换得到dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型；获得MMC在dq旋转坐标系下的串联MMC、并联MMC的小信号模型；并联MMC的控制策略；串联MMC的控制策略；利用环流直流分量和基频分量的环流控制策略，采用子模块电容电压估计的调制策略。本发明在拓扑结构上可以有效地提高系统补偿最大电压跌落的能力，在控制方法上可以减少环流二次谐波分量，较好地实现换流器相单元电容存储总能量的控制和上下桥臂之间的电容电压平衡的控制，综合补偿各种电能质量问题。
Description
技术领域
本发明涉及柔性交流输配电及电力电子技术领域，特别涉及一种基于模块化多电平变流器的统一电能质量调节器系统及控制方法。
背景技术
现代工业电网中，电机的启动、大负荷的启停、负荷的非线性等各种干扰导致工业电网电压畸变、不平衡电压的上升和下降、电压闪变、负载电流不平衡等，引起工业电网电能质量明显下降。而随着大量新技术的广泛应用，各种检测控制设备等敏感负荷所占的比重越来越大，相应地对电网电能质量的要求越来越高。那么，为了给用户提供纯净的电源，电能质量综合补偿装置的研究非常重要。统一电能质量调节器UPQC(Unified PowerQuality Conditioner)不仅可以补偿电网电压暂升/暂降、电压谐波问题，还可以抑制谐波和无功电流流向电网，能够对工业电网电能质量实现综合补偿，为用户提供稳定、可靠的绿色电源。
但是，目前的UPQC拓扑结构由于受到单个功率器件耐压能力的限制只能应用到低压场合，而无法满足中压大功率场合的要求。模块化多电平换流器(Modular MultilevelConverter,MMC)作为一种新型的级联型拓扑在中高压、大功率UPQC中日益受到广泛关注。MMC通过子模块的级联实现多电平输出，所有子模块的电容均处于悬浮状态，无需多个独立的直流电压源，从而省去了复杂的移相变压器，而且它具备公共直流母线，因此易于构成统一电能质量调节器。
传统模块化多电平换流器统一电能质量控制器(MMC-UPQC)采用固定变比的串联变压器，这使得系统负荷低于额定值时，UPQC串联侧的实际输出最大功率小于其额定功率，利用率较低。
在环流控制策略方面，目前虽然控制器多种多样，但大多数文献均着眼于二倍频环流的抑制，而对于环流其他频率处的分量研究却鲜有提及。实际上利用环流直流分量可以实现桥臂总能量控制，利用环流基频分量可以实现桥臂能量平衡控制。
另外，目前MMC常用的调制方法有载波移相调制、最近电平逼近调制等，这些调制方法在计算时并没有考虑电容电压的周期性变化，认为子模块电容电压是固定不变的。结果导致环流中含有很高的2次谐波分量，增加了桥臂电流的有效值，另外子模块的额定电流值及开关损耗也随之增加，最重要的影响是桥臂之间的能量传递。
所以为提高电网电能质量，有必要对MMC-UPQC的拓扑结构，各环流频率分量的控制策略，调制策略进行研究。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明提供一种基于模块化多电平换流器技术的统一电能质量调节器的拓扑结构、控制策略及调制策略。
本发明的技术方案如下：
一种基于模块化多电平换流器技术的统一电能质量调节器的拓扑结构，包括：
串联MMC：包括三个变比可调的单相隔离变压器和一个串联于电网和负载之间的模块化多电平换流器，根据实际负载大小控制选择开关改变串联换流器各抽头与串联换流器的连接关系，即可改变变压器的变比；
并联MMC：与负载并联的模块化多电平换流器；
控制电路：根据电网侧电压、电流信号和负载侧电压、电流信号，分别通过串联MMC和并联MMC补偿控制电网侧引起的电压质量问题和负载侧引起的电流质量问题；
串联MMC、并联MMC共用直流环节，形成基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构，控制电路包括串联侧控制器、并联侧控制器，分别连接串联MMC、并联MMC。
一种采用所述系统的电网电能质量控制方法，包括：
步骤1、利用基尔霍夫电压定律、电流定律分析串联MMC、并联MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，得到abc静止坐标系下的MMC模型，利用Park变换矩阵将abc静止坐标系下的模型进行变换，得到dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型；
步骤2、采用小信号分析的方法，将dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型中的电气量用小信号表示，获得MMC在dq旋转坐标系下的串联MMC、并联MMC的小信号模型；
步骤3、并联MMC控制策略采用双环控制输出补偿电流和稳定直流侧电压，电压外环采用PI控制来维持直流侧电压，电流内环采用前馈解耦控制对并联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制，将负载电流与基波正序有功电流的差值作为电流补偿量注入电网；
步骤4、串联MMC控制策略采用双环控制输出补偿电压，电压外环采用PI控制获得电流内环的参考指令值，电流内环采用前馈解耦控制对串联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制；
步骤5、通过环流控制器计算出叠加在调制波上的输出信号；
步骤6、分析MMC上、下桥臂能量与子模块电容电压之间的关系，推导出子模块电容电压估计值表达式；
步骤7、将桥臂直流侧信号与电流控制器及环流控制器的输出信号进行加减计算后得到上下桥臂输出电压参考值；
步骤8、利用子模块电容电压估计值对上下桥臂输出电压参考值进行归一化，得到上下桥臂的投入子模块数。
所述步骤5包括：
步骤5-1、利用基尔霍夫电压定律、电流定律分析MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，分析MMC上下桥臂的瞬时功率和、差与内部环流之间的关系，得出控制桥臂总能量的环流直流分量给定值，控制桥臂能量平衡的环流基频分量给定值；
步骤5-2、将环流直流分量给定值与环流基频分量给定值相加后得到环流给定值，将其与环流实际值进行比较，得到的偏差信号经过比例积分谐振控制器后得到叠加在调制波上的输出信号。
本发明的有益效果：
1)本发明提出了一种串联变压器变比可调的新型MMC-UPQC拓扑结构，在不增加设备容量的条件下，充分利用串联换流器的额定功率，有效提高了MMC-UPQC补偿最大电压跌落的能力。
2)本发明提出的环流控制策略不仅充分抑制了环流二次分量，而且还利用环流直流分量实现了换流器相单元电容存储总能量的控制，利用环流基频分量消除了换流器桥臂之间的不平衡电容电压。
3)本发明提出的调制策略采用子模块实际电容电压估计值取代固定不变的子模块电容电压值，得到的调制信号中含有子模块电容电压二倍频波动信息，补偿了子模块电容电压波动的影响，大大降低了环流二次谐波分量。
附图说明
图1是本发明具体实施例中基于模块化多电平换流器技术的统一电能质量调节器系统结构示意图；
图2是本发明具体实施例中三相MMC拓扑结构图，(a)为三相MMC拓扑结构，(b)为子模块SM拓扑结构；
图3是本发明具体实施例中利用并联MMC输出补偿电流和稳定直流侧电压的控制框图；
图4是本发明具体实施例中控制器利用串联MMC输出补偿电压的控制框图；
图5是本发明具体实施例中调制与环流控制框图；
图6是本发明具体实施例中补偿电网电压跌落的仿真波形，(a)电网电压跌落波形，(b)传统MMC-UPQC补偿后负载电压波形，(c)新结构MMC-UPQC补偿后负载电压波形；
图7是本发明具体实施例中子模块电压对比仿真波形；
图8是本发明具体实施例中环流控制策略投入前后的上下桥臂子模块电容电压仿真波形；
图9是本发明具体实施例中采用三种方法得到的a相环流波形；
图10是本发明具体实施例中系统输出补偿仿真波形，(a)畸变的电网电压波形，(b)补偿后的负载电压波形，(c)负载电流波形，(d)补偿后的电网电流波形。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
一种基于模块化多电平换流器技术的统一电能质量调节器的拓扑结构，如图1所示，包括：
串联MMC：包括三个变比可调的单相隔离变压器和一个串联于电网和负载之间的模块化多电平换流器，根据实际负载大小控制选择开关改变串联换流器各抽头与串联换流器的连接关系，即可改变变压器的变比；
并联MMC：与负载并联的模块化多电平换流器；
控制电路：根据电网侧电压、电流信号和负载侧电压、电流信号，分别通过串联MMC和并联MMC补偿控制电网侧引起的电压质量问题和负载侧引起的电流质量问题；
串联MMC、并联MMC共用直流环节，形成基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构，控制电路包括串联侧控制器、并联侧控制器，分别连接串联MMC、并联MMC。本发明提供的基于模块化多电平变流器的统一电能质量调节器系统在系统负荷小于额定值时，如果电网发生电压暂降，控制串联MMC选择开关，即可增大串联变压器的变比(系统侧到设备装置侧)，实现电压暂降补偿能力的提高。另外，本发明提供的MMC-UPQC在有效解决电网侧引起的电压质量问题和负载侧引起的电流质量问题的同时，可以大大降低变流器内部的环流二次谐波分量，并利用环流直流分量和基频分量分别实现换流器相单元电容存储总能量的控制和上下桥臂之间不平衡电容电压的控制。
设MMC-UPQC的串联变压器的变比为K，串联MMC最大输出电压为usm，则串联MMC补偿的最大电压uscomm为
uscomm＝Kusm (1)
设uL为负载电压，MMC-UPQC的最大电压跌落补偿深度用系数fsag表示为
由式(2)可知，当MMC-UPQC串联变压器的变比K固定不变时，阻碍了系统最大电压跌落补偿深度的提高。本发明提出的MMC-UPQC拓扑结构的串联侧采用三个变比可调的单相隔离变压器，可以根据实际负载大小控制选择开关，改变串联换流器各抽头与串联换流器的连接关系，即可改变变压器的变比，从而提高系统的最大电压跌落补偿深度。
串联MMC、并联MMC均为如图2(a)所示的三相MMC，是一种将多个子模块进行串联的拓扑结构。图中包括6个桥臂，由串联的电感L和电阻R等效的电抗器与一定数目的如图2(b)所示的子模块SM(sub-module)串联后构成各桥臂，各相上、下桥臂共同构成相单元。上、下桥臂的子模块配合投切拟合交流电压，同时维持直流电压恒定。图中MMC网侧交流相电压和交流相电流分别为usk、ik，k＝a，b，c，各相上、下桥臂电流分别为ikP、ikN，直流母线电压为udc，子模块的电容为C，子模块的直流电容电压为uc。
设上、下桥臂各有n个子模块SM，上、下桥臂的子模块SM可看成是占空比分别为dkP、dkN控制的电压源。根据基尔霍夫电压定律、电流定律，按照图2所示的参考方向，对三相MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，有如下关系式：
定义izk为MMC各相的桥臂环流，其表达式为：
环流可以表示为
式中，为环流的直流分量，为环流的交流分量。
定义uevk为MMC各相的内部电动势，其表达式为：
uevk＝(ukN-ukP)/2 (6)
定义uzk为桥臂的偏置电压，其表达式为：
将(3)的两式相加可得：
即
根据基尔霍夫电流定律各相输出电流可表示为：
ik＝ikP-ikN (k＝a,b,c) (9)
由式(3)的前两式相减可得：
将式(4)代入式(10)可得：
由式(6)和式(11)可得桥臂输出电压表达式为：
在图2中，P点相对于直流假想中性点O的电压uPo为+udc/2，而N点相对于中性点O的电压uNo为-udc/2，则三相MMC的各相上、下桥臂的电压ukP、ukN与直流侧电压的关系为：
式中，uko表示MMC各相等效交流输出电压相对于中性点O的电压。
由式(13)可知各相上、下桥臂的子模块SM输出电压之和满足关系：
由式(14)可知上、下桥臂的占空比满足：
式中，表示三相MMC各相的等效输出调制比。
上述基于MMC的统一电能质量调节器UPQC的拓扑结构中，串联MMC可以等效为一个受控电压源，类似于串联型有源电力滤波器，主要补偿来自电网侧的电压波动、电压谐波等电压质量问题，以保持负载电压仍为三相平衡的额定电压；并联MMC可以等效为一个受控电流源，类似于并联型有源电力滤波器，主要用于抑制来自负载侧的谐波电流、无功电流等电流质量问题使电网电流仍能保持与电网基波正序电压同相的正弦波。
一种采用所述系统的电网电能质量控制方法，包括：
步骤1、利用基尔霍夫电压定律、电流定律分析串联MMC、并联MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，得到abc静止坐标系下的MMC模型，利用Park变换矩阵将abc静止坐标系下的模型进行变换，得到dq旋转坐标系下的MMC模型即微分方程矩阵模型；
由式(3)和式(15)可得：
abc静止坐标系下的MMC模型：
利用Park变换矩阵将abc静止坐标系下的模型进行变换，得到dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型：
其中，id是三相MMC网侧电流的d轴分量，iq是三相MMC网侧电流的q轴分量，dd是三相MMC各相等效输出调制比的d轴分量，dq是三相MMC各相等效输出调制比的q轴分量，usd是三相MMC的网侧电压d轴分量，usq是三相MMC的网侧电压q轴分量，ω为电网基波角频率；
Park变换矩阵为
步骤2、采用小信号分析的方法，将dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型中的电气量usd、usq、uc、dd、dq、id、iq用小信号表示，获得dq旋转坐标系下的串联MMC、并联MMC的小信号模型；
在微分方程矩阵模型中，存在着变量dduc、dquc的乘积，具有典型的非线性特性，需要对MMC的微分方程矩阵模型线性化。为得到MMC的线性化模型，采用小信号分析的方法。设定Usd、Usq、Uc、Dd、Dq、Id、Iq为MMC的静态工作点，均为三相MMC的扰动量。
三相MMC的静态工作点满足静态关系：
利用上式的静态关系将微分方程矩阵模型进行化简，并将微分方程矩阵模型中的电气量用含小信号表达式改写，分别确定出串联MMC、并联MMC在dq旋转坐标系下的小信号模型即标准的线性模型；
串联MMC或并联MMC的小信号模型：
步骤3、并联侧控制器利用并联MMC输出补偿电流和稳定直流侧电压；
并联MMC控制策略采用双环控制，电压外环采用PI控制来维持直流侧电压，电流内环采用前馈解耦控制对并联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制。
直流侧母线电压的参考值udcref与直流母线电压udc的差值经PI调节器后得到i1dc。负载电流d轴分量iLd经低通滤波器LPF得到基波正序有功电流所对应的分量，将其反极性后与iLd相加后获得负载有功电流中除基波正序以外的其他电流分量，将其叠加到i1dc上得到并联MMC网侧电流的d轴分量参考值i1dref。
由于三相MMC的桥臂电感直接串联在各相桥臂内，由式(20)可知，MMC在dq坐标系下的小信号模型的电流d、q轴之间依然相互耦合，不利于控制，因此在进行电流环设计时，关键问题是解决电流的解耦控制。
近似认为子模块SM电容电压保持恒定，即因为电流控制属于内环控制，响应速度快。如用下标1表示并联MMC，可以将式(20)所得的三相MMC在dq旋转坐标系下的小信号模型进一步简化：
对于式(21)的小信号模型，采用前馈解耦控制来补偿式中的耦合项使得其最终输出能抵消耦合项的影响。
当电流调节采用PI调节时，则三相MMC输出电压的d、q轴分量的控制方程如下：
式中：分别为三相MMC输出电流的d、q轴分量的参考值；KIp、KIi分别为电流内环的比例增益和积分增益，s为拉普拉斯算子。将式(22)代入式(21)得：
显然，式(23)表明：基于前馈的解耦控制使三相MMC的电流内环d、q轴分量实现了解耦控制。
整个并联侧控制框图如图3所示，其中，u1evaref、u1evbref、u1evcref分别为三相并联MMC的a、b、c相输出电压的参考值，即并联MMC内部电动势参考值。i1dref是并联MMC网侧电流的d轴分量参考值，v1d是并联MMC输出电压的d轴分量，u1sd是并联MMC的网侧电压d轴分量，2是常量，PLL是锁相环，θ是电网电压相位角，ωL是耦合项系数，iabc是并联MMC的网侧电流，Tabc/dq是Park变换矩阵，i1qref是并联MMC网侧电流的q轴分量参考值，i1q是并联MMC网侧电流的q轴分量，i1d是并联MMC网侧电流的d轴分量，u1sq是并联MMC的网侧电压q轴分量，v1q是并联MMC输出电压的q轴分量，Tdq/abc是Park反变换矩阵。
电压外环经锁相环PLL得到电网电压相位角θ，由并联MMC的网侧电流iabc和θ根据Park变换矩阵Tabc/dq可获得并联MMC网侧电流的d轴分量i1d和并联MMC网侧电流的q轴分量i1q。
并联MMC网侧电流的q轴分量参考值i1qref，与并联MMC网侧电流的q轴分量i1q的差值经PI控制器后，将其反极性与2倍的并联MMC的网侧电压q轴分量u1sq相叠加并与耦合项ωLi1d相减获得并联MMC输出电压的q轴分量v1q。
i1d与i1dref的差值经PI控制器后，将其反极性与2倍的并联MMC网侧电压d轴分量u1sd相叠加并与耦合项ωLi1q相减获得并联MMC输出电压的d轴分量v1d。
v1d、v1q经Park反变换矩阵Tdq/abc后可得三相MMC的a、b、c相输出电压的参考值u1evaref、u1evbref、u1evcref。
步骤4、串联侧控制器利用串联MMC输出补偿电压；
串联侧以输出补偿电压为目标，与并联侧相似仍采取双环控制的方案，其中电压外环采用PI控制获得电流内环的参考指令值，而电流内环可以建立起与并联侧电流内环同样的方程，然后对方程进行前馈解耦控制。
如用下标2表示并联MMC，电网电压的d轴分量ud与负载电压的d轴分量参考值uLdref的差值经串联侧的控制器得到串联MMC的网侧电压d轴分量参考值u2sdref；电网电压的q轴分量uq与负载电压的q轴分量参考值uLqref的差值经串联侧的控制器得到串联MMC的网侧电压q轴分量参考值u2sqref。
由于基于MMC的UPQC拓扑结构的串、并联侧具有相似性,电流内环参考并联侧方法进行设计。在设计电流内环时，可近似认为子模块电容电压不变，即于是根据式(18)可得到MMC串联换流器在dq旋转坐标系下的小信号模型为
为使输出抵消耦合项的影响仍采用前馈解耦控制，方法同并联侧。
整个串联侧控制框图如图4所示，u2sdref是串联MMC的网侧电压d轴分量参考值，u2sqref是串联MMC的网侧电压q轴分量参考值，u2sd是串联MMC的网侧电压d轴分量，u2sq是串联MMC的网侧电压q轴分量，u2d是串联MMC的电流内环PI控制器的d轴分量输出信号，v2d是串联MMC输出电压的d轴分量，2是常量，PLL是锁相环，θ是电网电压相位角，Tabc/dq是Park变换矩阵，ωL是耦合项系数，i2d是串联MMC网侧电流的d轴分量，i2q是串联MMC网侧电流的q轴分量，i2dref是串联MMC的电流内环d轴分量参考值，i2qref是串联MMC的电流内环q轴分量参考值，u2q是串联MMC的电流内环PI控制器的q轴分量输出信号，v2q是串联MMC输出电压的q轴分量，Tdq/abc是Park反变换矩阵，u2evaref、u2evbref、u2evcref分别为三相串联MMC的a、b、c相输出电压参考值，即串联MMC内部电动势参考值。
经锁相环PLL得到电网电压相位角θ，由串联MMC的网侧电流iabc和θ根据Park变换矩阵Tabc/dq可获得串联MMC网侧电流的d轴分量i2d和串联MMC网侧电流的q轴分量i2q。
将u2sdref与串联MMC的网侧电压d轴分量u2sd相减后经PI控制器获得串联MMC网侧电流的d轴分量参考值i2dref，i2dref与串联MMC网侧电流的d轴分量i2d的差值经PI控制器获得u2d，将u2d反极性后与2倍的串联MMC的网侧电压d轴分量u2sd相叠加并与耦合项ωLi2q相减后获得串联MMC输出电压的d轴分量v2d。
将u2sqref与串联MMC的网侧电压q轴分量u2sq相减后经PI控制器后获得串联MMC网侧电流的q轴分量参考值i2qref，i2qref与串联MMC网侧电流的q轴分量i2q的差值经PI控制器获得u2q，将u2q反极性后与2倍的串联MMC的网侧电压q轴分量u2sq相叠加并与耦合项ωLi2d相减后获得串联MMC输出电压的q轴分量v2q。
v2d、v2q经Park反变换矩阵Tdq/abc后可得三相MMC的a、b、c相输出电压的参考值u2evaref、u2evbref、u2evcref。
步骤5、通过环流控制器计算出叠加在调制波上的输出信号；
所述步骤5包括：
步骤5-1、利用基尔霍夫电压定律、电流定律分析MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，分析MMC上下桥臂的瞬时功率和、差与内部环流之间的关系，得出控制桥臂总能量的环流直流分量给定值，控制桥臂能量平衡的环流基频分量给定值；
由式(12)可得各相上、下桥臂的瞬时功率：
由上式可得，各相上、下桥臂瞬时功率和差可分别表示为
当MMC各相的上下桥臂完全对称时，桥臂电流可表示为
为方便推导，忽略桥臂电感压降，桥臂输出电压即式(10)可表示为：
根据式(27)和(28)可得a相上下桥臂的瞬时功率为
由式(29)，可得各相上、下桥臂瞬时功率和差表达式为
系统稳定工作时，变流器的交直流侧功率保持平衡，MMC上下桥臂的瞬时功率中的直流分量应为零，否则子模块电容电压不能维持稳定，会持续的增加或减少，因此式(27)中的 表达式的直流项应为零。根据式(30)，令则环流的直流分量给定值为
假设a相满足：
式中，Um与Im分别为MMC的内部电动势幅值与相电流幅值，与分别为内部电动势与相电流的初相位。
对于a相而言，根据式(31)可得环流的直流分量给定值为
从式(29)可以看出，与交流输出电压uevk具有相同频率的环流基频分量影响着变流器相单元上、下臂之间电容能量的分配。定义为桥臂环流给定值，为桥臂环流基频分量的幅值给定值，并令变流器的k相交流输出电压uevk和k相的一次环流包含有相同的频率和相位，则有
将式(34)代入式(30)中，则乘积将会产生直流分量，使上下桥臂功率差发生改变。为了使上下桥臂能量平衡应使由式(30)可知，应满足
因此，则有
因此桥臂环流给定值由两部分组成，一部分为直流分量另一部分为基频分量即
步骤5-2、将环流直流分量给定值与环流基频分量给定值相加后得到环流给定值，将其与环流实际值进行比较，得到的偏差信号经过比例积分谐振控制器后输出的信号，即为叠加在调制波上的输出信号。
将得到的环流基频分量的幅值给定值乘以该相交流电压的参考相位信号，获得环流基频分量的给定值为消除环流二倍频分量，则将环流二倍频给定值设为0。因此，将环流基频分量的给定值与环流直流分量给定值相加后即可获得环流的给定值。由于环流中既包括需要利用的直流分量、基频分量，又包括需要抑制的二倍频分量，因此采用优化的用比例-积分-谐振(PI+Resonant)控制器进行控制，控制器的传递函数为：
式中，Kp、Ki、KR1、KR2分别表示比例，积分与两个谐振项系数，ωC为对应谐振调节器的带宽，取ωC＝10rad/s。
步骤6、分析MMC上、下桥臂能量与子模块电容电压之间的关系，推导出子模块电容电压估计值表达式；
MMC桥臂瞬时功率产生的能量波动是由电容电压来承担。假设子模块电容电压的稳态值为Uc，波动值为以上桥臂为例，则有
由式(39)可得上、下桥臂子模块电容电压波动分量估计值为
由式(40)可得上、下桥臂子模块电容电压估计值为
步骤7、将桥臂直流侧信号与电流控制器及环流控制器的输出信号进行加减计算后得到上下桥臂输出电压参考值；
根据式(12)，将上下桥臂直流侧信号udc/2与电流控制器的输出信号uevk分别进行相减、相加计算，再与环流控制器得到的输出信号进行相减运算即可得到所需要的上下桥臂的参考电压信号。
步骤8、利用子模块电容电压估计值对上下桥臂输出电压参考值进行归一化，得到上下桥臂的投入子模块数。
由公式(7)计算出uzk，然后根据最近电平逼近调制策略，将式(41)得到的子模块电容电压估计值代入式(42)，即可得到变流器上下桥臂的投入子模块数nkP、nkN。
整个系统的调制与环流控制框图如图5所示，其中，nkP、nkN分别为变流器上下桥臂的投入子模块数。uevk是MMC各相的内部电动势，是串联侧MMC、并联侧MMC的电流控制器输出信号，udc是直流母线电压，是环流的直流分量给定值，是环流基频分量的幅值给定值，Um是MMC的内部电动势幅值，是环流基频分量的给定值，izk是MMC各相的桥臂环流，ikP是各相上桥臂电流，ikN是各相下桥臂电流，PLL是锁相环，sin是正弦函数，ukP是上桥臂参考电压信号，ukN是下桥臂参考电压信号，是各相上、下桥臂瞬时功率和，各相上、下桥臂瞬时功率差，n是上、下桥臂的子模块数，是上桥臂子模块电容电压估计值，是下桥臂子模块电容电压估计值。
由串联侧MMC、并联侧MMC的电流控制器得到MMC内部电动势信号uevk，根据公式(31)得到根据公式(26)得到uevk经锁相环PLL得到其相位角，将此相位角取正弦后再与相乘得到环流基频分量的给定值将与相加后即可获得环流的给定值
将各相的上、下桥臂电流ikP、ikN分别相加后再除以2后得到实际环流izk，环流的给定值再减去实际环流izk得到环流差值Δizk，Δizk经过比例积分谐振控制器后得到的信号分别与uevk进行相减、相加计算后，再与桥臂直流侧信号udc/2相加，便得到所需要的上、下桥臂的参考电压信号ukP、ukN。
根据公式(30)计算出各相上、下桥臂瞬时功率和差由公式(7)计算出uzk，再根据公式(41)计算出子模块电容电压估计值将代入公式(42)，即可得到变流器上下桥臂的投入子模块数nkP、nkN。
集成于基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构的控制器DSP控制该拓扑结构，可以针对电网电压畸变、谐波电流、无功功率等情况进行补偿，从而优化电网电能质量。
利用MATLAB软件对本发明提出的控制策略进行仿真验证。系统仿真参数：系统电压6kV，频率50Hz，额定直流电压8kV，桥臂子模块数4，子模块额定电容电压2kV，子模块电容9000μF，桥臂电感68mH。
图6的(a)为系统所带负载依次为不同容量阻性负载，同时电网电压发生不同程度跌落时的仿真结果。当t＝0.04s时电网电压发生幅值下降20％的跌落，t＝0.07s时电网电压恢复正常，负载为额定负载，当t＝0.12s时电网电压发生幅值下降50％的跌落，t＝0.16s时电网电压恢复正常，负载为额定负载的65％，当t＝0.2s时电网电压发生幅值下降70％的跌落，t＝0.24s时电网电压恢复正常，负载为额定负载的35％。
图6的(b)是串联侧采用固定变比，补偿最大电压跌落深度为45％的传统MMC-UPQC在发生图(a)的电网电压跌落时的对应仿真波形图。从图中可以看出，当电网电压发生小于45％的跌落，负载为额定负载时，负载电压可以得到完全补偿，而当电网电压发生大于的跌落，负载容量小于额定负载时，负载电压则不能够得到补偿。
图6的(c)是串联侧采用可调节变比的新结构MMC-UPQC在发生图(a)的电网电压跌落时的对应仿真波形图。从图中可以看出，对于不同容量的负载，无论电网电压发生大于还是小于45％的跌落，负载电压均能够得到补偿且保持稳定，几乎没有受到电网电压跌落的影响。
图7为本发明提出的调制策略采用子模块实际电容电压估计值取代固定不变的子模块电容电压值时得到的子模块电压理论计算值与实际电压值的对比仿真波形。可见，上、下桥臂子模块电压的实际波动值和波动趋势与理论值基本一致。
图8为环流控制策略投入前后的上下桥臂子模块电容电压仿真波形。在1s之前投入环流控制策略，利用环流基频分量使上下桥臂子模块电容电压平衡，且能够较好地稳定在给定值附近，波动较小，而当1s之后切除环流控制策略时，上下桥臂子模块电容电压开始不平衡，出现了较大波动，并逐渐偏离给定值。
图9为分别采用下面三种方法得到的a相环流波形。方法1:按照直接调制的方法得到的环流波形，即未考虑电容电压的波动，认为子模块电容电压是固定不变的；方法2:按照本发明提出的调制方法，即用子模块实际电容电压估计值取代固定不变的子模块电容电压值，但未加入环流二倍频抑制策略时得到的环流波形；方法3:按照本发明提出的调制方法并加入环流二倍频抑制策略得到的环流波形。可以看出，方法1得到的环流中含有大量的交流成分，尤其是二倍频波动幅值很大，方法2得到的环流中的二倍频分量及其他偶次谐波分量幅值比直接调制方法大大减小，但是二倍频分量的幅值仍然不够理想，而方法3得到的环流中各偶次谐波分量均得到了较好的抑制，尤其是二倍频分量的幅值明显降低。
图10为当系统存在电压、电流质量问题时对本发明提出的控制策略进行仿真验证的波形。仿真中电网电压含有5次和7次谐波分量，负载采用三相桥式整流电路带不对称阻感负载，负载电流中含有谐波及无功分量。从图(a)，(b)中可以看出，在电网电压发生畸变的时候，系统通过UPQC串联侧MMC的补偿后，使负载侧电压保持稳定，有效地抑制了电网电压畸变对负载的影响。从图(c)，(d)中可以看出，电网电流经过UPQC的并联侧补偿后接近正弦波，达到了电网只向负载提供基波电流、负载中的畸变电流分量由UPQC的并联侧提供补偿的目的。
由此可见，UPQC能够对来自电源侧、负载侧的多种电能质量问题进行综合补偿，提供给负载优质的供电质量，同时也使电源侧的电流波形大大改善。
本发明提供的一种基于模块化多电平换流器技术的统一电能质量调节器系统及控制方法，针对中压和高功率场合，提出了一种基于MMC的统一电能质量调节器拓扑结构，并建立了MMC的小信号模型，在小信号模型的基础上提出了对基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构的串、并联侧的控制策略、环流控制策略和调制策略，最后利用MATLAB软件对本发明提出的控制策略和调制策略进行了相应的仿真验证。仿真结果表明，在系统出现电压、电流质量问题时，提出的MMC-UPQC拓扑结构可以充分利用串联换流器的额定功率，有效提高系统补偿最大电压跌落的能力；提出的环流控制策略在充分抑制环流二次分量的基础上，可以使系统较好地利用环流直流分量和基频分量实现换流器相单元电容存储总能量的控制和上下桥臂之间的电容电压平衡的控制；提出的调制策略可以使调制信号中包含子模块电容电压二倍频波动信息，使环流二次谐波分量大大降低；提出的串、并联侧控制策略可以实现对各种电能质量问题进行综合补偿，为用户提供稳定、可靠的绿色电源。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明权利要求所限定的范围。
Claims (2)
1.一种电能质量控制方法，其特征在于采用基于MMC技术的统一电能质量调节器系统，包括：
步骤1、利用基尔霍夫电压定律、电流定律分析串联MMC、并联MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，得到abc静止坐标系下的MMC模型，利用Park变换矩阵将abc静止坐标系下的模型进行变换，得到dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型；
步骤2、采用小信号分析的方法，将dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型中的电气量用小信号表示，获得MMC在dq旋转坐标系下的串联MMC、并联MMC的小信号模型；
步骤3、并联MMC控制策略采用双环控制输出补偿电流和稳定直流侧电压，电压外环采用PI控制来维持直流侧电压，电流内环采用前馈解耦控制对并联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制，将负载电流与基波正序有功电流的差值作为电流补偿量注入电网；
步骤4、串联MMC控制策略采用双环控制输出补偿电压，电压外环采用PI控制获得电流内环的参考指令值，电流内环采用前馈解耦控制对串联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制；
步骤5、通过环流控制器计算出叠加在调制波上的输出信号；
步骤6、分析MMC上、下桥臂能量与子模块电容电压之间的关系，推导出子模块电容电压估计值表达式；
步骤7、将桥臂直流侧信号与电流控制器及环流控制器的输出信号进行加减计算后得到上下桥臂输出电压参考值；
步骤8、利用子模块电容电压估计值对上下桥臂输出电压参考值进行归一化，得到上下桥臂的投入子模块数；
所述的基于MMC技术的统一电能质量调节器系统，包括：
串联MMC：包括三个变比可调的单相隔离变压器和一个串联于电网和负载之间的模块化多电平换流器，根据实际负载大小改变串联换流器各抽头与串联换流器的连接关系，即可改变变压器的变比；
并联MMC：与负载并联的模块化多电平换流器；
控制电路：根据电网侧电压、电流信号和负载侧电压、电流信号，分别通过串联MMC和并联MMC补偿控制电网侧引起的电压质量问题和负载侧引起的电流质量问题；
串联MMC、并联MMC共用直流环节，形成基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构，控制电路包括串联侧控制器、并联侧控制器，分别连接串联MMC、并联MMC。
2.根据权利要求1所述的电能质量控制方法，其特征在于，所述步骤5包括：
步骤5-1、利用基尔霍夫电压定律、电流定律分析MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，分析MMC上下桥臂的瞬时功率和、差与内部环流之间的关系，得出控制桥臂总能量的环流直流分量给定值，控制桥臂能量平衡的环流基频分量给定值；
步骤5-2、将环流直流分量给定值与环流基频分量给定值相加后得到环流给定值，将其与环流实际值进行比较，得到的偏差信号经过比例积分谐振控制器后得到叠加在调制波上的输出信号。
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