CN106787878B - 一种基于虚拟环流分量的单相mmc环流抑制器及抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于单相模块化多电平变流器的基于虚拟环流分量的环流抑制器及抑制方法。单相MMC由两相四个桥臂组成，每个桥臂由若干个半桥子模块与一个桥臂电感串联组成，其中每个半桥子模块由两个串联的开关器件并联一个子模块电容构成，单相MMC的直流侧由一个直流电源提供恒定的直流电压，交流侧经网侧电感接入单相电网。由于本发明仅需测量一相桥臂电流，减少了测量器件的数量，整体控制环节仅需一对比例积分控制器，较其他环流控制器更容易实现，故该简化的环流抑制器比起现有的其他分相环流抑制器，极大减少了系统成本和整体控制的复杂性。

Description

一种基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制器及抑制方法

技术领域

本发明涉及模块化多电平变流器技术领域，特别是涉及一种基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制器。

背景技术

由于风电、太阳能和海洋能等新型可再生能源技术的迅速发展以及世界对清洁能源的需求比重不断增大，解决因能源分布不均引起的远距离传输问题，提高电网的传输效率、稳定性和可靠性等问题已经成为电气行业研究的重点。与交流输电技术相比，采用电压源型变流器的高压直流输电(VSC-HVDC)技术除能实现电能大规模和远距离输送的需求以外，还具有输电效率高、节省输电走廊、调节快速可靠等优势，因此在电网中得到了大规模应用。传统的VSC-HVDC系统往往采用功率开关器件直接串联的两电平或三电平变换器，但其存在换流器容量受限、损耗较大及对功率器件开关的一致性和动态均压特性要求高等缺点，给系统的动态特性和谐波特性造成了负面影响。近年来模块化多电平变换器(MMC)拓扑被提出，由于其本身包含功率单元的级联结构，非常容易实现模块化设计扩展，能够大大提高系统的电压等级和装机容量等优点，随着其相关控制技术的发展，基于MMC的HVDC系统已经得到工程应用，并逐渐成为未来HVDC工程的发展趋势。

然而MMC存在环流问题，环流叠加在上下桥臂的电流内，带来了增大功率器件额定容量、提高成本、增加系统损耗以及甚至会损坏装置等后果。因此MMC的环流抑制已成为学术界的研究热点之一。国内外学者对MMC的环流抑制问题做了大量研究。目前最常用的环流抑制法是基于二倍频负序旋转坐标系的环流抑制控制器，其通过dq旋转坐标系，针对三相环流按负序在三相间来回流动的特点，将二倍频环流分离成两个直流量，再经过比例积分控制环节，实现了环流的减小，但这种方法仅适用于三相系统，不适用于单相系统。另一种通用环流抑制策略通过实时检测桥臂电流，计算得到环流分量并进行抑制，通过抑制环流中低频交流分量降低了直流侧输入功率中的低频脉动，该策略适用于任意相数的MMC系统。但在工程实际应用中，由于测量时不可避免地存在误差，这种通用环流抑制器的效果容易受到影响。此外又有学者分别提出了基于比例-积分-谐振控制(Proportional-Integral-Resonant Control)、准比例-谐振控制(Proportional-Resonant Control)、重复控制(Repetitive Control)以及模型预测控制(Predictive Control)等多种环流抑制策略，虽然以上策略可实现分相控制，但由于这些控制策略的数学模型、控制过程与参数调节较为复杂，不容易实现，且三相MMC系统因其固有结构特性与单相MMC系统的差异，其相关的控制方式也不能简单移植到单相系统中。

因此，针对MMC的单相环流抑制策略进行单独研究具有重要的实际意义。

发明内容

发明目的：为解决现有技术的不足，本发明提供了一种基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制器及其专用抑制方法。

技术方案：为了解决单相MMC并网系统的环流问题，首先比较了单相与三相MMC的拓扑结构的差异，通过研究其固有的环流分布特点，给出了单相MMC的环流模型，使用一阶高通滤波器得到环流中的交流分量，然后通过四分之一周期延时构造虚拟环流分量中的环流分量，将虚拟环流分量与实际分量通过两相静止/两相旋转坐标变换转化成直流分量，最后使用PI控制环节降低环流量。

一种基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制器，单相MMC由两相四个桥臂组成，每个桥臂由若干个半桥子模块与一个桥臂电感串联组成，其中每个半桥子模块由两个串联的开关器件并联一个子模块电容构成，单相MMC的直流侧由一个直流电源提供恒定的直流电压，交流侧经网侧电感接入单相电网。

该基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制方法的具体步骤为：

步骤1.1，将某一相环流经过一阶高通滤波器，得到实际环流的二倍频分量，一阶高通滤波器传递函数如式(1)所示，

其中f_h为高通滤波器的截止频率；

步骤1.2，将实际环流的二倍频分量通过四分之一周期延时，构造出一个虚拟环流分量：

其中，i_cira2f是实际环流的二倍频分量，i_cira2fVIR是虚拟环流分量，ω为基频；

步骤1.3，将实际环流的二倍频分量与虚拟环流分量同时输入两相静止/两相旋转坐标系，得到两相旋转坐标系下的环流分量：

其中，ω为基频，i_cir2fd为d轴的环流分量，i_cir2fq为q轴的环流分量；

步骤1.4，将两相旋转坐标系下的环流分量经过PI控制环节，得到dq坐标系下的附加控制电压参考值：

其中k_p、k_i分别为比例增益和积分增益，i_{cir2fd_ref}和i_{cir2fq_ref}为两相旋转坐标系下的环流分量参考值，u_{Zd_ref}和u_{Zq_ref}为两相旋转坐标系下的附加控制电压参考值，L为桥臂电感，ω为基频；

步骤1.5，将两相旋转坐标系下的附加控制电压参考值输入两相旋转/两相静止坐标系，得到实际的附加控制电压参考值u_{Za_ref}和u_{ZaVIR_ref}：

其中，ω为基频，u_{Za_ref}为a相实际的附加控制电压参考值，u_{ZaVIR_ref}为虚拟的附加控制电压参考值。

进一步的，单相MMC由两相四个桥臂组成，每个桥臂由若干个半桥子模块与一个桥臂电感串联组成，其中每个半桥子模块由两个串联的开关器件并联一个子模块电容构成。进一步的，单相MMC的直流侧由一个直流电源提供恒定的直流电压，交流侧经网侧电感接入单相电网。

进一步的，通过测量单相MMC系统中某一相上桥臂电流和下桥臂电流，计算出该相桥臂的环流，根据下式推断得到另一相桥臂的环流：

其中I_dc为直流侧直流分量，I_2f为环流二倍频幅值，ω为基频，为环流初相。

由基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制方法构建的单相MMC并网系统的总体控制包含以下步骤：

步骤2.1，设定有功功率参考值P_{_ref}和无功功率参考值Q_{_ref}，经过功率外环和电流内环得到内部电动势参考值e_{j_ref}；

步骤2.2，将测量得到的某一相上桥臂电流i_jp和下桥臂电流i_jn输入基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制器，得到附加控制电压参考值u_{Zj_ref}；

步骤2.3，将内部电动势参考值e_{j_ref}和附加控制电压参考值u_{Zj_ref}输入调制环节，控制单相MMC各相上下桥臂的桥臂电压，从而输出开关器件所需的脉冲。

有益效果：本发明不仅可以减小环流，降低桥臂电流的畸变程度，同时改善了直流侧的瞬时功率输出特性，提高了系统的整体稳定性；只需要对两个相桥臂中某一相桥臂电流进行测量，减少了测量模块数量；控制器选用PI控制器，较其他控制方法易于实现。

附图说明

图1为单相MMC系统拓扑结构。

图2为半桥子模块(SM)拓扑图。

图3为单相MMC系统环流模型示意图。

图4为单相MMC并网系统总体控制框图。

图5为基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制器控制框图。

图6为单相电网电压与电流仿真曲线图。

图7为a相与b相环流仿真曲线图。

图8为a相与b相环流仿真曲线局部放大图。

图9为a相上、下桥臂电流仿真曲线图。

图10为a相上桥臂子模块电容电压仿真曲线图。

图11为输出线电压仿真曲线图。

图12为直流侧瞬时功率仿真曲线图。

具体实施方式

以下结合附图和实施案例对本发明作进一步说明。

图1是单相MMC拓扑图，该拓扑含有两个相桥臂，每个相桥臂又分为上桥臂和下桥臂两个桥臂，每个桥臂包含n个子模块SM1～SMn和一个串联的桥臂电感L，以及串联的桥臂等效电阻R；每个相桥臂共包含2n个子模块。a、b是每相交流输出侧连接点，经过网侧电感L_s连接负载/电网。

现有的子模块拓扑中最常用的是半桥子模块，如图2所示，通过控制开关器件S₁、S₂的通断，可以使子模块工作在三种状态：1)投入状态，此时S₁导通，S₂关断，子模块电容按照桥臂电流方向的不同充电或放电，子模块输出电压为电容电压值；2)切除状态，此时S₁关断，S₂导通，桥臂电流只能从S₂或续流二极管D₂中流动，子模块电容不接入主电路，电容电压保持稳定，子模块输出电压为0；3)闭锁状态，此时S₁和S₂均关断，电流只能通过D₂单向流动，该状态在系统稳态正常运行时不使用，一般仅在系统启动或故障时存在。

通过一定的调制和控制方式，控制子模块在投入或切除状态转换，就可以使得MMC的交流输出端产生多电平波形的输出电压，并实现MMC的四象限运行。

在图1中，输出电压和输出电流标注为u_j(t)、i_j(t)，桥臂电压和电流分别为：上桥臂电压u_jp、下桥臂电压u_jn、上桥臂电流i_jp和下桥臂电流i_jn，其中，下标j表示相桥臂，其中，j＝a,b，且a,b分别表示两个相桥臂，下标p、n分别表示上桥臂和下桥臂，d、q表示两项坐标系中的d轴和q轴，电流和电压参考方向如图1中箭头方向所示。

MMC第j相桥臂的数学模型可表示为：

式中，L为桥臂电感，R为桥臂等效电阻，u_jp为第j相桥臂上桥臂的桥臂电压，u_jn为第j相桥臂下桥臂的桥臂电压，U_dc为直流侧输入电压，i_j(t)为j相桥臂t时刻的输出电流，u_j(t)为j相桥臂t时刻的输出电压，e_j称为第j相桥臂内部电动势，i_CIRj代表第j相桥臂与直流侧之间的环流，环流满足：

其中，i_jp为第j相桥臂上桥臂的桥臂电流，i_jn为第j相桥臂下桥臂的桥臂电流，i_j(t)为j相桥臂t时刻的输出电流。

单相MMC环流由一个直流分量和一个实际环流二倍频分量组成，各相环流可表示为：

其中，I_dc为直流分量，I_2f为环流二倍频幅值，ω为基频，为环流初相。

根据(9)式可知，单相MMC两个相桥臂上的环流幅值相等且同相位，则，单相MMC环流仅在直流侧与各相桥臂之间流动，而不在两个相桥臂之间流动；而三相MMC系统环流仅在各相之间流动，不对直流侧产生影响。

单相MMC直流侧的瞬时功率为：

根据(10)式，单相MMC环流会使直流侧瞬时功率产生二倍频波动，因此抑制单相MMC的环流可以改善直流侧的功率输出。

设附加控制电压u_Zj为：

其中，j＝a,b，(11)

可得单相MMC的环流模型如图3所示。

桥臂电压参考值的表达式如下：

其中，j＝a,b，(12)

式中，u_{jp_ref}为第j相上桥臂电压参考值，u_{jn_ref}为第j相下桥臂电压参考值，U_dc为直流侧电压，e_{j_ref}为第j相桥臂内部电动势参考值，u_{Zj_ref}为附加控制电压参考值。

根据(12)式，通过控制抑制环流的附加控制电压参考值u_{Zj_ref}，配合第j相桥臂内部电动势参考值e_{j_ref}，可得出上下桥臂所需的电压参考值，再将此桥臂电压参考值输入MMC的调制算法，就可驱动开关器件动作，产生正确的电压输出。第j相桥臂内部电动势参考值e_{j_ref}由电流内环控制器产生，而电流内环控制器又由功率外环控制器控制，总体控制框图如图4所示。

如图5所示，基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制方法具体步骤如下：

第一步，通过某一相(以a相为例)测量出的上桥臂电流和下桥臂电流，经下式得到该相环流：

i_CIRa＝0.5(i_ap+i_an) (13)

第二步，使用传递函数如式(14)所示的一阶高通滤波器滤除环流中的直流分量，提取出该相实际环流的二倍频分量i_cira2f，

其中，f_h为高通滤波器的截止频率；

第三步，构造一个虚拟环流分量，通过一阶高通滤波器得到的二倍频环流分量经1/4周期延时得到：

其中i_cira2f是实际环流的二倍频分量，i_cira2fVIR是虚拟环流分量。

第四步，将实际环流二倍频分量i_cira2f与虚拟环流分量i_cira2fVIR从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到dq坐标系下的环流分量：

其中，ω为基频，i_cir2fd为d轴环流分量，i_cir2fq为q轴环流分量；

第五步，将dq坐标系下的环流分量经过PI控制环节，得到dq坐标系下的附加控制电压参考值：

其中k_p、k_i分别为比例增益和积分增益，i_{cir2fd_ref}和i_{cir2fq_ref}为两相旋转坐标系下的环流分量参考值，u_{Zd_ref}和u_{Zq_ref}为两相旋转坐标系下的附加控制电压参考值，L为桥臂电感，ω为基频；

第六步，将dq坐标系下的附加控制电压参考值转换到两相静止坐标系：

根据(18)式得出a相实际的附加控制电压参考值u_{Za_ref}，并将其反相得到b相的附加控制电压参考值u_{Zb_ref}，舍弃虚拟的附加控制电压值参考值u_{ZaVIR_ref}。

仿真参数如表一所示，系统仿真时间1.0s，0～0.5s时单相MMC并网系统在未抑制环流的情况下正常运行，0.5s时刻加入该发明的一种基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制策略。

表一仿真参数

参数	数值
		电网电感LS	10mH
桥臂等效电阻R	0.1Ω
		桥臂电感L	2mH
输出交流频率fac	50Hz
		载波频率fc	1kHz
子模块电容容值Csm	4700uF
		直流侧电压Udc	4kV
每桥臂子模块数Nsm	4
		直流侧功率Pdc	0.8MW
电网电压幅值Uacpeak	3.2kV

仿真结果如图6～图12所示，其中横坐标均表示仿真时间。

如图6所示，幅值较大的为网侧电压波形，幅值较小的为网侧电流波形。从波形来看，在本文所述的环流抑制器启动(0.5s时刻)前，网侧电压与网侧电流同相位，即实现了单位功率因数输出，且网侧电压峰值达到3200V，与仿真设定参数一致，说明并网系统已达到稳态。0.5s时刻环流抑制器启动后，系统输出电压峰值及单位功率因数运行未受显著影响，说明本文所述的环流抑制器不会降低并网系统的稳定性。

图7显示了单相MMC并网系统的环流波形。从图中可看出两个相桥臂上的环流完全相同，这与(9)式分析相一致。0.5s前未抑制环流时环流峰-峰值约为241A，0.5s时环流抑制器启动，环流迅速降低。观察图8所示的0.58s～0.6s的环流局部放大图可看出，环流峰-峰值下降为14A，大小仅为原环流的5.8％，说明本文所述的环流器对单相MMC并网系统的环流有显著的抑制效果。

图9描绘了a相上桥臂电流和下桥臂电流的波形。显而易见，0.5s时刻环流抑制器启动后，桥臂电流畸变大大降低，变为接近基波正弦，说明环流抑制器基本消除了桥臂电流中的二倍频环流分量，改善了桥臂电流波形。

图10显示了a相上桥臂的4个子模块电容电压波形。从图中可以看出，子模块电压在1000V上下波动，环流抑制前波动值约为190V，环流抑制后波动值降为124V。因此本文所述的环流抑制器减小了子模块电容电压的波动范围，从而改善了输出的交流电压，这也可以从图11所显示的线电压波形观察得出。环流抑制后线电压的总谐波畸变率(THD)由27.84％降为23.97％，输出电压波形更接近参考值。

图12为直流侧瞬时功率波形图，从图中可知环流抑制前瞬时功率存在二倍频波动，这与(10)式一致，环流抑制后直流侧瞬时功率输出保持在0.8MW，证明该环流抑制器能稳定直流侧功率。

仿真结果证明了本专利所提出的环流抑制策略对单相MMC系统环流抑制的有效性。

总之，此环流抑制器专门针对单相MMC系统设计，是削弱单相MMC环流的专用策略。该环流抑制器不仅能够显著减小环流和桥臂电流的畸变，同时可以改善直流侧的瞬时功率输出特性，减少交流侧线电压谐波畸变率，从而提高系统的整体稳定性。由于本发明仅需测量一相桥臂电流，减少了测量器件的数量，整体控制环节仅需一对比例积分控制器，较其他环流控制器更容易实现，故该简化的环流抑制器比起现有的其他分相环流抑制器，极大减少了系统成本和整体控制的复杂性。

Claims (3)

1.一种基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制方法，其特征在于，单相MMC由两相四个桥臂组成，每个桥臂由若干个半桥子模块与一个桥臂电感串联组成，其中每个半桥子模块由两个串联的开关器件并联一个子模块电容构成，单相MMC的直流侧由一个直流电源提供恒定的直流电压，交流侧经网侧电感接入单相电网；

所述环流抑制方法包括以下具体步骤：

步骤1.1，将某一相环流经过一阶高通滤波器，得到实际环流的二倍频分量，一阶高通滤波器传递函数如式(1)所示；

其中f_h为高通滤波器的截止频率；

步骤1.2，将实际环流的二倍频分量通过四分之一周期延时，构造出一个虚拟环流分量：

其中，i_cira2f是实际环流的二倍频分量，i_cira2fVIR是虚拟环流分量，ω为基频；

步骤1.3，将实际环流的二倍频分量与虚拟环流分量同时输入两相静止/两相旋转坐标系，得到两相旋转坐标系下的环流分量：

其中，ω为基频，i_cir2fd为d轴的环流分量，i_cir2fq为q轴的环流分量；

步骤1.4，将两相旋转坐标系下的环流分量经过PI控制环节，得到dq坐标系下的附加控制电压参考值：

其中k_p、k_i分别为比例增益和积分增益，i_{cir2fd_ref}和i_{cir2fq_ref}为两相旋转坐标系下的环流分量参考值，u_{Zd_ref}和u_{Zq_ref}为两相旋转坐标系下的附加控制电压参考值，L为桥臂电感，ω为基频；

步骤1.5，将两相旋转坐标系下的附加控制电压参考值输入两相旋转/两相静止坐标系，得到αβ坐标系下的附加控制电压参考值u_{Za_ref}和u_{ZaVIR_ref}：

其中，ω为基频，u_{Za_ref}为a相实际的附加控制电压参考值，u_{ZaVIR_ref}为虚拟的附加控制电压参考值。

2.根据权利要求1所述的基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制方法，其特征在于：通过测量单相MMC系统中某一相上桥臂电流和下桥臂电流，计算出该相桥臂的环流，根据下式推断得到另一相桥臂的环流：

其中I_dc为直流侧直流分量，I_2f为环流二倍频幅值，ω为基频，为环流初相。

3.一种根据权利要求1或2所述的基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制方法构建的单相MMC并网系统的总体控制方法，其特征在于，所述并网系统的总体控制方法包含以下步骤：

步骤2.1，设定有功功率参考值P_{_ref}和无功功率参考值Q_{_ref}，经过功率外环和电流内环得到内部电动势参考值e_{j_ref}；

步骤2.2，将测量得到的某一相上桥臂电流i_jp和下桥臂电流i_jn输入基于虚拟环流分量的单相MMC环流抑制器，得到附加控制电压参考值u_{Zj_ref}；

步骤2.3，将内部电动势参考值e_{j_ref}和附加控制电压参考值u_{Zj_ref}输入调制环节，控制单相MMC各相上下桥臂的桥臂电压，从而输出开关器件所需的脉冲。