CN105406748A - 一种抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的控制方法。首先检测模块化多电平输出的电流，采用傅里叶分析方法获取其二次谐波分量、三次谐波分量、四次及以上谐波分量，分别与0比较后，经过广义分频PI调节器得到抑制谐波的调制电压分量，然后与稳压控制的调制分量和输出电压的调制分量相加得到总的调制电压。求得总的调制分量后采用最近电平逼近方式进行调制，得到模块化多电平变流器触发脉冲。本发明的谐波补偿方案，由于输出电流的谐波分量检测出后，通过负反馈叠加到控制系统中，能够直接有效抑制模块化多电平变流器输出谐波。
Description
技术领域
本发明专利属于电力电子变流领域，特别涉及一种抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的控制方法。
背景技术
随着能源紧缺和环境污染等问题的日益严峻，大力开发和利用可再生清洁能源，倡导能源的可持续发展，成为全球范围内的能源发展战略。然而，风能、太阳能等可再生能源发电由于其固有的分散性、小型性、远离负荷中心等特点，使得采用交流输电技术或传统的直流输电技术联网显得很不经济，但是由于利用规模的不断扩大，这些能源并网又成为必然的需求。因此，采用更加灵活、经济、环保的输电方式解决以上问题成为迫切的要求。随着近年来电力电子学科的快速发展，基于电压源型换流器(VoltageSourceConverter，VSC)的直流输电技术应运而生，模块化多电平换流器(ModularMultilevelConverter,MMC)及基于该类换流器的高压直流输电技术(MMC-HVDC)由德国学者R.Marquardt和A.Lesnicar等人于2002年前后提出，并被认为是下一代VSC-HVDC可以采用的关键技术之一。
模块化多电平换流器采用子模块级联形式，避免大量开关器件的直接串联，具有良好的输电特性，且不存在动态均压问题，非常适合高压直流输电领域，由于换流器的非线性特性，交直流系统中不可避免产生谐波分量。另一方面，模块化多电平换流器各个模块电容没有独立的钳位电路，模块电容处于悬浮状态，模块电容电压存在一定程度的波动，模块电容波动将会在变流器桥臂电流、输出电压及输出电流中引入谐波。因此，对模块化多电平变流器谐波的抑制具有重要的实际意义。
传统的模块化多电平变流器谐波抑制方式主要集中在调制策略以及控制策略的改进上。当模块化多电平变流器输出电平数较少，采用最近电平逼近调制方式时会产生很大谐波，传统方法是将最近电平逼近的调制方式改成载波移相的调制方式，但载波移相调制策略受到载波频率的限制。另一种传统方法是找出模块化多电平变流器环流和输出电压波动之间的关系，通过设计环流抑制器来减小模块化多电平变流器输出的谐波，然而环流中的谐波分量较多，分析较复杂，且环流与输出电压波动之间计算量大，造成环流抑制器的设计复杂度提高，不利于控制器的设计，而且谐波抑制效果不是很明显。
发明内容
本发明所解决的技术问题是，针对现有技术的不足，提供一种抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的控制方法，本发明能够有效抑制模块化多电平变流器输出的谐波。
为实现上述目的，本发明所采用的技术方案是：
一种抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的控制方法，所述模块化多电平变流器采用三相六桥臂拓扑结构，每相包括上、下两个桥臂，每个桥臂由N个SM子模块和1个电感L串联而成，上桥臂和下桥臂连接点引出相线；三条相线接入公共电网；每相上桥臂的N个SM子模块依次记为SMp1,SMp2,…,SMpN；每相下桥臂的N个SM子模块依次记为SMn1,SMn2,…,SMnN；
每个SM子模块是一个半桥变流器，由两个IGBT管T1和T2、两个二极管D1和D2和一个电容C构成；其中，IGBT管T1的发射极与IGBT管T2的集电极相连并构成SM的正端，IGBT管T1的集电极与电容C的正极相连，IGBT管T2的发射极与电容的负极相连并构成SM的负端；D1与T1反向并联，D2与T2反向并联；IGBT管T1和T2的门极均接收控制脉冲信号；
每相上桥臂的N个SM子模块和1个电感L依次串联，即SMp1的正端与直流侧正极相连，SMp1的负端与SMp2正端相连；处于中间的SMpi的正端与SMp(i-1)的负端相连，SMpi的负端与SMp(i+1)的正端相连，i＝2，3，…，N-1；SMpN负端与电感L一端相连，电感L另一端引出相线；
每相下桥臂的电感L和N个SM子模块依次串联，即电感L一端引出相线，电感L另一端与SMn1正端相连；处于中间的SMni的正端与SMn(i-1)的负端相连，SMni的负端与SMn(i+1)的正端相连，i＝2，3，…，N-1；SMnN负端与直流侧负极相连；
直流侧电源中点接地；
对于三相(A相、B相和C相)中的任一相，所述控制方法包括以下步骤：
步骤1：检测模块化多电平变流器该相输出电流Ia，采用傅里叶分析方法获取其二次谐波分量Ia2oh、三次谐波分量Ia3oh、四次及以上谐波分量Iaoh；
步骤2：将Ia2oh、Ia3oh和Iaoh分别与0比较后，分别经过广义分频PI调节器得到该相抑制谐波的调制电压分量Uaref1、Uaref2和Uaref3；
步骤3：检测该相所有SM子模块的电容电压，然后求其电容电压值之和Uac，将Uac与电容总电压的参考值Uacref作差后经过第四个PI调节器得到该相环流参考值Iacirref；
检测该相上桥臂电流值Ip，下桥臂电流值In，计算得到该相实际环流值Iacir＝Ip+In；
将Iacirref与该相实际环流值Iacir作差后经过第五个PI调节器得到该相稳压控制的输出量Uaref4；
步骤4：设模块化多电平变流器该相输出电压参考值为Uaref5，则该相总的调制电压Uaref为：
Uaref＝Uaref1+Uaref2+Uaref3+Uaref4+Uaref5；
步骤5：采用最近电平逼近方式对Uaref进行调制，得到该相各个SM子模块控制信号。
所述步骤2具体包括以下步骤：
(a)将Ia2oh与0比较后，通过第一个PI调节器进行调节，PI调节的输出为Uaref1：
Uaref1＝(0-Ia2oh)*(Kp1+Ki1*(1/s))，
其中1/s是积分因子(积分因子是对((0-Ia2oh)进行积分，也就是随着时间的推移，不停的累加这个误差值)，Kp1为比例系数，Kp1＝0.8，Ki1为积分系数，Ki1＝100；
(b)将Ia3oh与0比较后，通过第二个PI调节器进行调节，PI调节的输出为Uaref2：
Uaref2＝(0-Ia3oh)*(Kp2+Ki2*(1/s))，
其中，Kp2为比例系数，Kp2＝0.6，Ki2为积分系数，Ki2＝120；
(c)将Iaoh与0比较后，通过第三个PI调节器进行调节，PI调节的输出为Uaref3：
Uaref3＝(0-Iaoh)*(Kp3+Ki3*(1/s))，
其中，Kp3为比例系数，Kp3＝1.2，Ki3为积分系数，Ki3＝200。
所述步骤3中，第四个PI调节器的比例系数Kp4＝1.1，积分系数Ki4＝85；第五个PI调节器的比例系数Kp4＝2，积分系数Ki4＝200。
作为本发明的一种实施例，所述N取值为9；每个SM子模块电容电压额定值为50V，所述步骤3中的电容总电压的参考值Uacref等于SM子模块电容电压额定值×该相所有SM子模块的个数；直流侧电源电压Udc为900V，电感L取值为10mH，该相输出电压参考值Uaref5取值为400sin(100πt)，t是时间变量，从变流器运行时刻起开始计时。
本发明所述的模块化多电平变流器由上、下桥臂各n个子模块和一个滤波电感组成，每一个子模块由两个IGBT和一个悬浮电容组成，采用最近电平逼近的调制方式，输出电平数属于电平数较低的情况。以A相为例，首先检测模块化多电平输出的A相电流Ia，采用傅里叶分析方法获取其二次谐波分量Ia2oh、三次谐波分量Ia3oh、四次及以上谐波分量Iaoh，分别与0比较后，经过广义分频PI调节器得到抑制谐波的调制电压分量，然后与稳压控制的调制分量和输出电压的调制分量相加得到总的调制电压，最后采用最近电平逼近方式进行调制，得到模块化多电平变流器触发脉冲，B、C相控制方法类似。本发明的谐波补偿方案，由于输出电流的谐波分量检测出后，通过负反馈叠加到控制系统中，能够直接有效抑制模块化多电平变流器输出谐波。
有益效果：
本发明公开了一种抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的控制方法。首先检测模块化多电平输出的电流，采用傅里叶分析方法获取其二次谐波分量、三次谐波分量、四次及以上谐波分量，分别与0比较后，经过广义分频PI调节器得到抑制谐波的调制电压分量，然后与稳压控制的调制分量和输出电压的调制分量相加得到总的调制电压。稳压控制的方法是检测各子模块电容电压值，求和后与稳压参考值比较，然后经过PI调节器得到环流参考值，最后与实际环流值比较后经过PI调节器得到稳压控制的调制分量。输出电压的调制分量由负载需求决定。求得总的调制分量后采用最近电平逼近方式进行调制，得到模块化多电平变流器触发脉冲。本发明的谐波补偿方案，由于输出电流的谐波分量检测出后，通过负反馈叠加到控制系统中，能够直接有效抑制模块化多电平变流器输出谐波。本发明具有以下优点：1)采用直接注入的方法，简单可行，易于实现；保证模块化多电平变流器均压和稳压正常运行；2)直接检测谐波电流，计算反相谐波电压并叠加到参考电压，采用最近电平逼近方式进行调制，能够直接对谐波进行抑制。
附图说明
图1模块化多电平变流器拓扑结构图；
图2模块化多电平变流器谐波抑制的整体控制框图；
图3未进行谐波抑制时模块化多电平的输出波形图；图3(a)是A相输出电流波形，图3(b)是A相输出电流谐波含量图；
图4采用本发明控制方法时模块化多电平变流器的输出波形图；图4(a)是A相输出电流波形，图4(b)是A相输出电流谐波含量图。
具体实施方式
为了使本发明所解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本实施例以A相的控制方法为例进行说明。
图1是模块化多电平变流器拓扑结构图，由三相六桥臂组成，直流侧电源中点接地；每桥臂由n个SM子模块与一个电感L串联而成，每个SM子模块是一个半桥变流器。在本实施实例中，每桥臂由9个SM子模块及一个滤波电感L组成；每个子模块电容电压额定值为50V，直流侧电源电压Udc为900V，电感L为10mH，A相输出电压参考值Uaref5为400sin(100πt)，t是时间变量，从变流器运行时刻起开始计时；
图2是模块化多电平变流器谐波抑制的整体控制框图。首先，检测A相模块化多电平变流器输出电流，采用傅里叶分析方法获取其二次谐波分量Ia2oh、三次谐波分量Ia3oh、四次及以上谐波分量Iaoh；其次，将Ia2oh与0比较后，通过第一个PI调节器进行调节，PI调节的输出为Uaref1：
Uaref1＝(0-Ia2oh)*(Kp1+Ki1*(1/s))
其中1/s是积分因子，Kp1＝0.8，Ki1＝100；
将Ia2oh与0比较后，通过第二个PI调节器进行调节，PI调节的输出为Uaref2：
Uaref2＝(0-Ia3oh)*(Kp2+Ki2*(1/s))
其中，Kp2＝0.6，Ki2＝120；
将Ia3oh与0比较后，通过第三个PI调节器进行调节，PI调节的输出为Uaref3：
Uaref3＝(0-Iaoh)*(Kp3+Ki3*(1/s))
其中，Kp3＝1.2，Ki3＝200；
然后，检测A相所有子模块电容电压，然后求出其电压值之和Uac，将Uac与电容总电压的参考值Uacref作差后经过第四个PI调节器得到环流参考值Iacirref，第四个PI调节器的比例系数Kp4＝1.1，积分系数Ki4＝85；检测A相上桥臂电流值Ip，下桥臂电流值In，则环流Iacir＝Ip+In；将Iacirref与实际环流值Iacir作差后经过第五个PI调节器得到稳压控制的输出量Uaref4；第五个PI调节器的比例系数Kp4＝2，积分系数Ki4＝200。
设模块化多电平变流器输出电压参考值为Uaref5，则总的调制电压Uaref为：
Uaref＝Uaref1+Uaref2+Uaref3+Uaref4+Uaref5
最后，采用最近电平逼近进行调制，得到A相各个SM子模块的控制信号。
B、C相控制方法类似。
图3为未进行谐波抑制时模块化多电平的输出波形图。其中图3(a)是A相输出电流波形，图3(b)是A相输出电流谐波含量图。从图中可以看出，A相输出电流基波19.05A，输出电流谐波总畸变率为5.34％。
图4为采用本发明控制方法时模块化多电平变流器的输出波形图。其中图4(a)是A相输出电流波形，图4(b)是A相输出电流谐波含量图。从图中可以看出，A相输出电流基波19.3A，输出电流谐波总畸变率为3.91％，远低于未进行谐波抑制时模块化多电平变流器输出电流的畸变率。
Claims (4)
1.一种抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的控制方法，其特征在于，
所述模块化多电平变流器采用三相六桥臂拓扑结构，每相包括上、下两个桥臂，每个桥臂由N个SM子模块和1个电感L串联而成，上桥臂和下桥臂连接点引出相线；三条相线接入公共电网；每相上桥臂的N个SM子模块依次记为SMp1,SMp2,…,SMpN；每相下桥臂的N个SM子模块依次记为SMn1,SMn2,…,SMnN；
每个SM子模块是一个半桥变流器，由两个IGBT管T1和T2、两个二极管D1和D2和一个电容C构成；其中，IGBT管T1的发射极与IGBT管T2的集电极相连并构成SM的正端，IGBT管T1的集电极与电容C的正极相连，IGBT管T2的发射极与电容的负极相连并构成SM的负端；D1与T1反向并联，D2与T2反向并联；IGBT管T1和T2的门极均接收控制脉冲信号；
每相上桥臂的N个SM子模块和1个电感L依次串联，即SMp1的正端与直流侧正极相连，SMp1的负端与SMp2正端相连；处于中间的SMpi的正端与SMp(i-1)的负端相连，SMpi的负端与SMp(i+1)的正端相连，i＝2，3，…，N-1；SMpN负端与电感L一端相连，电感L另一端引出相线；
每相下桥臂的电感L和N个SM子模块依次串联，即电感L一端引出相线，电感L另一端与SMn1正端相连；处于中间的SMni的正端与SMn(i-1)的负端相连，SMni的负端与SMn(i+1)的正端相连，i＝2，3，…，N-1；SMnN负端与直流侧负极相连；
直流侧电源中点接地；
对于三相(A相、B相和C相)中的任一相，所述控制方法包括以下步骤：
步骤1：检测模块化多电平变流器该相输出电流Ia，采用傅里叶分析方法获取其二次谐波分量Ia2oh、三次谐波分量Ia3oh、四次及以上谐波分量Iaoh；
步骤2：将Ia2oh、Ia3oh和Iaoh分别与0比较后，分别经过广义分频PI调节器得到该相抑制谐波的调制电压分量Uaref1、Uaref2和Uaref3；
步骤3：检测该相所有SM子模块的电容电压，然后求其电容电压值之和Uac，将Uac与电容总电压的参考值Uacref作差后经过第四个PI调节器得到该相环流参考值Iacirref；
检测该相上桥臂电流值Ip，下桥臂电流值In，计算得到该相实际环流值Iacir＝Ip+In；
将Iacirref与该相实际环流值Iacir作差后经过第五个PI调节器得到该相稳压控制的输出量Uaref4；
步骤4：设模块化多电平变流器该相输出电压参考值为Uaref5，则该相总的调制电压Uaref为：
Uaref＝Uaref1+Uaref2+Uaref3+Uaref4+Uaref5；
步骤5：采用最近电平逼近方式对Uaref进行调制，得到该相各个SM子模块控制信号。
2.根据权利要求1所述的抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的控制方法，其特征在于，所述步骤2具体包括以下步骤：
(a)将Ia2oh与0比较后，通过第一个PI调节器进行调节，PI调节的输出为Uaref1：
Uaref1＝(0-Ia2oh)*(Kp1+Ki1*(1/s))，
其中1/s是积分因子，Kp1为比例系数，Kp1＝0.8，Ki1为积分系数，Ki1＝100；
(b)将Ia3oh与0比较后，通过第二个PI调节器进行调节，PI调节的输出为Uaref2：
Uaref2＝(0-Ia3oh)*(Kp2+Ki2*(1/s))，
其中，Kp2为比例系数，Kp2＝0.6，Ki2为积分系数，Ki2＝120；
(c)将Iaoh与0比较后，通过第三个PI调节器进行调节，PI调节的输出为Uaref3：
Uaref3＝(0-Iaoh)*(Kp3+Ki3*(1/s))，
其中，Kp3为比例系数，Kp3＝1.2，Ki3为积分系数，Ki3＝200。
3.根据权利要求2所述的抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的控制方法，其特征在于，所述步骤3中，第四个PI调节器的比例系数Kp4＝1.1，积分系数Ki4＝85；第五个PI调节器的比例系数Kp4＝2，积分系数Ki4＝200。
4.根据权利要求3所述的抑制模块化多电平变流器输出电流谐波的控制方法，其特征在于，所述N取值为9；每个SM子模块电容电压额定值为50V，直流侧电源电压Udc为900V，电感L取值为10mH，该相输出电压参考值Uaref5取值为400sin(100πt)，t是时间变量，从变流器运行时刻起开始计时。
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