CN111030487B - 一种应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法，包括以下步骤：1)获取换流器相内子模块电容电压和u∑，得直流误差信号uerror；2)将所述直流误差信号uerror通过低通滤波器进行低通滤波，以去除其中的谐波成分及噪声，得滤波后的直流误差信号uerror,LPF；3)将滤波后的直流误差信号uerror,LPF送入比例积分控制器中，并将比例积分控制器的输出信号送入极点补偿器中，然后将极点补偿器的输出作为电压调节指令Δu*；4)将步骤3)得到的电压调节指令Δu*添加到变流器上下桥臂的电压指令中，得最终的电压指令，该方法可有效的控制相电容电压，提升系统的稳定性，改善动态系统动态性能，且计算负担较小。

Description

一种应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法
技术领域
本发明属于电力电子中的模块化多电平换流器技术领域，涉及一种应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法。
背景技术
随着大功率电力电子变换装置的广泛应用，多电平变换技术得到快速发展。模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)是一种新颖的多电平电压源换流器，自2000年初其提出来以来，由于其具有模块化的特征，易于拓展、便于装配，且可以获得高质量输出和高电压等级等优点，是近年研究热点，其在中高压应用领域具有明显的优势。目前，MMC已广泛应用在高压直流输电(High Voltage Direct Current,HVDC)领域，多条线路已投入运营，如美国Trans Bay Cable工程，中国南澳三端柔性直流输电工程和舟山五端柔性直流输电系统等。除此之外,在中压电机拖动中，MMC也拥有着巨大的潜力。
与传统两电平换流器相比，MMC中包含众多的电容器，为维持系统的稳定运行，电容电压需要维持恒定。现有的电容电压控制策略采用的是分层控制，即总电容电压控制(整流模式下)，相电容电压控制，上下桥臂间电容电压平衡控制，相内电容电压平衡控制。其中，相电容电压控制的目标是维持相内所有子模块电容电压的稳定。现有的控制方法，如电压外环+电流内环，功率外环+电流内环，纯电压外环的控制方式均存在一定的缺陷：基于电压外环的控制方法未考虑子模块电容电压中的波动，进行影响MMC的运行；功率外环在数字控制器中引入了额外的计算操作，增加系统负担；电流内环的存在限制了MMC环流控制器的设计等。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法，该方法可有效的控制相电容电压，提升系统的稳定性，改善动态系统动态性能，且计算负担较小，
为达到上述目的，本发明所述的应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法包括以下步骤：
1)获取换流器相内子模块电容电压和u∑，再将换流器相内子模块电容电压和u∑与电压指令值2Udc进行比较，其中，Udc为直流母线电压，得直流误差信号uerror；
2)将所述直流误差信号uerror通过低通滤波器进行低通滤波，以去除其中的谐波成分及噪声，得滤波后的直流误差信号uerror,LPF；
3)将滤波后的直流误差信号uerror,LPF送入比例积分控制器中，并将比例积分控制器的输出信号送入极点补偿器中，然后将极点补偿器的输出作为电压调节指令Δu*；
4)将步骤3)得到的电压调节指令Δu*添加到模块化多电平换流器上下桥臂的电压指令中，得最终的电压指令，然后根据最终的电压指令控制换流器的相电容电压。
步骤1)的具体操作为：
11)通过采样电路获取换流器上下桥臂子模块中电容电压瞬时值ucU,i和ucL,i，得换流器相内子模块电容电压和u∑为：
u∑＝∑ucU，i+∑ucL，i (1)
其中，下标U及L分别代表上桥臂及下桥臂，i表示第i个子模块；
12)将直流母线电压2Udc减去换流器相内子模块电容电压和u∑，得直流误差信号uerror，其中，所述直流误差信号uerror中包含电容电压波动分量及其他谐波噪声分量。
步骤2)的具体操作为：
低通滤波器采用Butterworth型的二阶低通滤波器，其传递函数如式(2)所示，将步骤1)得到的直流误差信号uerror送入该低通滤波器中，以滤除其中的电容电压波动分量及谐波噪声分量，得滤波后直流误差信号uerror,LPF；
Figure GDA0002868931820000031
其中，fc为截止频率，fc为10Hz。
步骤3)的具体操作为：
比例积分控制器的传递函数如式(3)所示，将滤波后的直流误差信号uerror,LPF送入该比例积分控制器中；
Figure GDA0002868931820000032
其中，kP为比例增益，T为积分时间常数；
极点补偿器的传递函数如式(4)所示；
Figure GDA0002868931820000033
其中，kpole为增益，p为极点位置。
步骤4)的具体操作为：
将电压调节指令Δu*分别作用于上下桥臂的开关函数SU(t)及SL(t)中，以实现换流器相电容电压的控制，其中，上下桥臂的开关函数SU(t)及SL(t)的表达式为：
Figure GDA0002868931820000041
本发明具有以下有益效果：
本发明所述的应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法在具体操作时，引入电压外环控制，计算负担小，通过引入低通滤波器，以抑制电容电压波动对相电容电压控制的不利影响，同时滤除高频噪声，提高系统控制性能；另外，本发明采用极点补偿器，以提高系统的稳定性，动态过程更加平稳，且整个控制过程不包含电流内环，给换流器环流控制更多的自由度。
附图说明
图1为本发明的结构图；
图2为本发明的闭环控制框图；
图3为仿真实验中控制到输出传递函数的bode图；
图4为仿真实验中不包含极点补偿器时的开环传递函数的bode图；
图5为仿真实验中不包含极点补偿器时相电容电压波形图；
图6为仿真实验中包含极点补偿器时的开环传递函数的bode图；
图7为仿真实验中包含极点补偿器时相电容电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
参考图1及图2，本发明所述的应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法包括以下步骤：
1)获取换流器相内子模块电容电压和u∑，再将换流器相内子模块电容电压和u∑与电压指令值2Udc进行比较，其中，Udc为直流母线电压，得直流误差信号uerror；
2)将所述直流误差信号uerror通过低通滤波器进行低通滤波，以去除其中的谐波成分及噪声，得滤波后的直流误差信号uerror,LPF；
3)将滤波后的直流误差信号uerror,LPF送入比例积分控制器中，并将比例积分控制器的输出信号送入极点补偿器中，然后将极点补偿器的输出作为电压调节指令Δu*；
4)将步骤3)得到的电压调节指令Δu*添加到模块化多电平换流器上下桥臂的电压指令中，得最终的电压指令，然后根据最终的电压指令控制换流器的相电容电压。
步骤1)的具体操作为：
11)通过采样电路获取换流器上下桥臂子模块中电容电压瞬时值ucU,i和ucL,i，其中，下标U及L分别代表上桥臂及下桥臂，i表示第i个子模块，得换流器相内子模块电容电压和u∑为：
u∑＝∑ucU，i+∑ucL，i (1)
12)当换流器(MMC)稳定运行时，相电容电压中的直流分量受直流母线电压Udc影响，维持在2Udc，将电压指令值2Udc减去换流器相内子模块电容电压和u∑，得直流误差信号uerror，其中，所述直流误差信号uerror中包含电容电压波动分量及其他谐波噪声分量。
步骤2)的具体操作为：
在控制回路中增加低通滤波器，考虑到滤波效果及引入的相位延迟，在本发明中采用Butterworth型的二阶低通滤波器，其传递函数如式(2)所示，其中，fc为截止频率，fc为10Hz，将步骤1)得到的直流误差信号uerror送入该低通滤波器中，以滤除其中的电容电压波动成分及噪声，得滤波后直流误差信号uerror,LPF；
Figure GDA0002868931820000061
步骤3)的具体操作为：
PI控制器包含一个比例和一个积分环节，PI控制器(比例积分控制器)的传递函数如式(3)所示，其中，kP为比例增益，T为积分时间常数，将滤波后直流误差信号uerror,LPF送入PI控制器，得电压调节指令Δu*；
Figure GDA0002868931820000062
极点补偿器的传递函数如式(4)所示，其中，kpole为增益，p为极点位置，极点补偿器将作为PI控制器输出，抑制系统开环传递函数中的高频噪声，以提升系统稳定性；
Figure GDA0002868931820000063
步骤4)的具体操作为：
将电压调节指令Δu*分别作用于上下桥臂的开关函数SU(t)及SL(t)中，以实现换流器相电容电压的高效控制，其中，上下桥臂的开关函数SU(t)及SL(t)的表达式为：
Figure GDA0002868931820000071
仿真实验
电路参数设置如表1所示：
表1
Figure GDA0002868931820000072
根据系统参数，通过基于谐波状态空间的MMC小信号建模方法，可以计算得到系统的控制到输出传递函数，如图3所示，可以发现该传递函数中存在较多的谐振峰。首先，再不加极点补偿器的情况下，系统开环传递函如图4所示，通过Bode稳定性判据判定系统的稳定性。图5表示的是在2s时刻本发明使能后系统相电容电压的波形，可以看出相电容电压的直流分量稳定在了指令值2Udc上，即640kV。
在加入极点补偿器后，系统的开环传递函数如图6所示，可以发现系统是稳定的，同时由于补偿器的作用，传递函数中的谐振峰被有效的抑制，增加了系统的稳定裕度。相应的相电容电压波形如图7所示，可以看出系统的动态过程更加平稳。

Claims (5)

1.一种应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
1)获取换流器相内子模块电容电压和u∑，再将换流器相内子模块电容电压和u∑与电压指令值2Udc进行比较，其中，Udc为直流母线电压，得直流误差信号uerror；
2)将所述直流误差信号uerror通过低通滤波器进行低通滤波，以去除其中的谐波成分及噪声，得滤波后的直流误差信号uerror，LPF；
3)将滤波后的直流误差信号uerror，LPF送入比例积分控制器中，并将比例积分控制器的输出信号送入极点补偿器中，然后将极点补偿器的输出作为电压调节指令Δu*；
4)将步骤3)得到的电压调节指令Δu*添加到模块化多电平换流器上下桥臂的电压指令中，得最终的电压指令，然后根据最终的电压指令控制换流器的相电容电压。
2.根据权利要求1所述的应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法，其特征在于，步骤1)的具体操作为：
11)通过采样电路获取换流器上下桥臂子模块中电容电压瞬时值ucU，i和ucL，i，得换流器相内子模块电容电压和u∑为：
u∑＝∑ucU，i+∑ucL，i (1)
其中，下标U及L分别代表上桥臂及下桥臂，i表示第i个子模块；
12)将直流母线电压2Udc减去换流器相内子模块电容电压和u∑，得直流误差信号uerror，其中，所述直流误差信号uerror中包含电容电压波动分量及其他谐波噪声分量。
3.根据权利要求2所述的应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法，其特征在于，步骤2)的具体操作为：
低通滤波器采用Butterworth型的二阶低通滤波器，其传递函数如式(2)所示，将步骤1)得到的直流误差信号uerror送入该低通滤波器中，以滤除其中的电容电压波动分量及谐波噪声分量，得滤波后直流误差信号uerror，LPF；
Figure FDA0002868931810000021
其中，fc为截止频率，fc为10Hz。
4.根据权利要求1所述的应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法，其特征在于，步骤3)的具体操作为：
比例积分控制器的传递函数如式(3)所示，将滤波后的直流误差信号uerror，LPF送入该比例积分控制器中；
Figure FDA0002868931810000022
其中，kP为比例增益，T为积分时间常数；
极点补偿器的传递函数如式(4)所示；
Figure FDA0002868931810000023
其中，kpole为增益，p为极点位置。
5.根据权利要求1所述的应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法，其特征在于，步骤4)的具体操作为：
将电压调节指令Δu*分别作用于上下桥臂的开关函数SU(t)及SL(t)中，以实现换流器相电容电压的控制，其中，上下桥臂的开关函数SU(t)及SL(t)的表达式为：
Figure FDA0002868931810000031
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