CN109004649B - 一种基于有源阻尼的lcl滤波器谐振抑制装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制装置及方法。该装置包括三电平逆变器、数字处理控制模块和驱动电路，其中数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元。方法为：选取LCL滤波器电容容值、网侧电感和逆变器侧电感感值；计算有源阻尼反馈通道的传递函数；通过奈奎斯特稳定性分析和谐振抑制条件，确定有源阻尼反馈系数和PR控制器比例参数的可行范围；在所确定的可行范围域中选取合适的PR控制器参数和有源阻尼系数，使控制系统获得较大的带宽以及良好的动态性能。本发明具有硬件成本低、控制准确、适用范围广的特点，可以有效抑制LCL滤波器谐振频率的谐波分量，并降低入网电流的畸变率。

Description

一种基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制装置及方法

技术领域

本发明属于电力电子变换技术领域，特别是一种基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制装置及方法。

背景技术

LCL滤波器由于其结构简单，高频滤波性能好，输出谐波含量少等优点，在新能源分布式并网发电场合得到了广泛的应用。但由于LCL滤波器的固有特性，LCL滤波器的谐振特性会大大降低输出侧的电能质量。目前对于LCL滤波器谐振频率的问题，主要有两种解决方法：(1)采用外加硬件阻尼电路抑制LCL谐振；(2)采用软件控制方法抑制LCL谐振。由于第一种方法会增加硬件成本，故一般使用后一种方法。在理想电网条件下，现有的有源阻尼控制方法相对成熟，如基于陷波器的有源阻尼控制方法、基于滤波电容电流反馈的有源阻尼控制方法、基于多状态量混合反馈的有源阻尼控制方法等。然而在实际情况中，电网并不是理想的基波电网，电网中会存在低频谐波，在非理想电网条件下，需要多个PR控制器并联控制，这需要系统具有足够的开环带宽，这给有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制控制带来了困难。

发明内容

本发明的目的在于提供一种适用于非理想电网条件下基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制装置及方法，以在非理想电网条件下实现LCL滤波器的谐振抑制。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制装置，包括三电平逆变器、数字处理控制模块和驱动电路，其中三电平逆变器为LCL型NPC三电平逆变器，数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元；

采样单元分别采集LCL滤波器网侧的三相电压信号、LCL滤波器网侧的三相电流信号，传送至闭环控制单元；

闭环控制单元根据采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；将αβ坐标系下网侧电流的α、β轴分量i_α、i_β输入有源阻尼单元；

闭环控制单元和有源阻尼单元得到的调制波信号相加，送至正弦脉宽调制单元，正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂的各个开关管。

进一步地，所述数字处理控制模块为TMS320F28335与EPM1270T芯片。

一种基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制方法，包括以下步骤：

步骤1、在每个开关周期内，数字控制模块的采样单元分别采集LCL滤波器的网侧电压信号e_a、e_b、e_c和网侧电流信号i_a、i_b、i_c；

步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；

步骤3、计算z域下有源阻尼环节的传递函数；

步骤4、利用步骤3所得的有源阻尼环节，计算加入有源阻尼环及PR控制器后系统的开环传递函数，结合LCL滤波器谐振频率谐波抑制条件，对系统进行稳定性分析；

步骤5、在满足稳定性条件以及谐振抑制条件的范围内，选取使系统截止频率尽可能大的PR控制器比例环节系数Kp，以获得具有动态性能的闭环控制系统；

步骤6、以电流正弦化为目标计算电流给定，并以网侧电流作为反馈量与所求得的电流给定量相减，经比例谐振调节器后与有源阻尼环输出相加，再经过Clarke反变换，输出三相调制波信号；

步骤7、将步骤6所得的三相调制信号经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制逆变器开关管的工作状态。

进一步地，步骤3中所述的计算z域下有源阻尼环节的传递函数，具体步骤为：

步骤3.1、计算z域下电容电流比例反馈有源阻尼系统开环传递函数；

步骤3.2、计算z域下网侧电流反馈有源阻尼系统开环传递函数；

步骤3.3、比较上述两者后确定网侧电流反馈有源阻尼环节传递函数，即在网侧电流反馈条件下，获得一个自由度为一的有源阻尼控制器；

有源阻尼环节传递函数的表达式为：

上式中，H(z)为有源阻尼环节传递函数，H为有源阻尼反馈系数，L₁为LCL滤波器逆变器侧电感感值，L₂为LCL滤波器网侧电感感值，T_s为数字控制系统采样周期，ω_res为LCL滤波器谐振频率，ω_res的表达式如下：

其中C为LCL滤波器电容容值。

进一步地，步骤4所述对系统进行稳定性分析，具体如下：

LCL滤波器谐振频率谐波抑制条件如下：

其中ω′_res为加入有源阻尼后LCL滤波器的谐振频率，Top(z)为系统开环传递函数；

系统稳定性分析结果如下：

当ω_res<ω_s/6时，H和Kp的取值范围如下：

K_p≤|HL₂Cω′_res ²cos(1.5T_sω′_res)|

其中Kp为比例谐振控制器的比例系数，ω_s为数字控制系统采样角频率；

当ω_s/6<ω_res<ω_s/4时，H和Kp的取值范围如下：

K_p≤|HL₂Cω′_res ²cos(1.5T_sω′_res)|

当ω_s/4<ω_res<ω_s/2时，H和Kp的取值范围如下：

K_p≤|HL₂Cω′_res ²cos(1.5T_sω′_res)|

进一步地，步骤5所述Kp的选取如下：

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)通过网侧电流反馈有源阻尼，没有增加硬件成本，实现了LCL谐振抑制控制；(2)选取使系统通带较大的控制参数，降低了输出电流的畸变率，提高了波形质量。

附图说明

图1是本发明基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制装置的结构示意图。

图2是NPC三电平并网逆变器的拓扑图。

图3是加入有源阻尼之前LCL滤波器网侧电流波形图。

图4是加入有源阻尼之后LCL滤波器网侧电流波形图。

图5是加入有源阻尼之前LCL滤波器网侧电流的谐波分析图。

图6是加入有源阻尼之后LCL滤波器网侧电流的谐波分析图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

结合图1，本发明基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制装置，包括三电平逆变器、数字处理控制模块和驱动电路，其中三电平逆变器为LCL型NPC三电平逆变器，数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元；采样单元分别采集LCL滤波器网侧的三相电压信号、LCL滤波器网侧的三相电流信号，传送至闭环控制单元；闭环控制单元根据采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；将αβ坐标系下网侧电流的α、β轴分量i_α、i_β输入有源阻尼单元；闭环控制单元和有源阻尼单元得到的调制波信号相加，送至正弦脉宽调制单元，正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂的各个开关管。

作为一种具体示例，所述数字处理控制模块为TMS320F28335与EPM1270T芯片。

本发明基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制装置的控制方法，包括以下步骤：

步骤1、在每个开关周期内，数字控制模块的采样单元分别采集LCL滤波器的网侧电压信号e_a、e_b、e_c，网侧电流信号i_a、i_b、i_c，直流侧上电容电压U_C1和直流侧下电容电压U_C2；

步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；

Clarke变换转换矩阵为T_abc/αβ：

经过此步骤，得到静止αβ坐标系下网侧电压的α、β轴分量e_α、e_β和网侧电流的α、β轴分量i_α、i_β；

步骤3、计算z域下有源阻尼环节的传递函数；

具体步骤为：

步骤3.1、计算z域下电容电流比例反馈有源阻尼系统开环传递函数；

步骤3.2、计算z域下网侧电流反馈有源阻尼系统开环传递函数；

步骤3.3、比较上述两者后确定网侧电流反馈有源阻尼环节传递函数，即在网侧电流反馈条件下，获得一个自由度为一的有源阻尼控制器；

在z域下，网侧电流反馈有源阻尼需要一个二阶的高通滤波环节作为反馈环节传递函数，因此设定z域下反馈环节的传递函数为：

设定网侧电流反馈有源阻尼的自由度与传统电容电流反馈有源阻尼的自由度一致，可得反馈环节的各项系数如下：

整理后，得到网侧电流反馈有源阻尼环节的传递函数如下：

上式中，H(z)为有源阻尼环节传递函数，H为有源阻尼反馈系数，L₁为LCL滤波器逆变器侧电感感值，L₂为LCL滤波器网侧电感感值，T_s为数字控制系统采样周期，ω_res为LCL滤波器谐振频率，ω_res的表达式如下：

其中C为LCL滤波器电容容值；

步骤4、利用步骤3所得的有源阻尼环节，计算加入有源阻尼环节及PR控制器后系统开环传递函数，结合LCL滤波器谐振频率谐波抑制条件，利用奈奎斯特判据对系统进行稳定性分析。

由于LCL谐振频率远大于PR控制中R环节的谐振频率，因此，在稳定性分析中可以将PR控制器简化成一个比例控制器进行分析。

LCL滤波器谐振频率的谐波抑制条件如下：

其中ω′_res为加入有源阻尼后LCL滤波器的谐振频率，Top(z)为系统开环传递函数；

系统稳定性分析结果如下：

(1)当ω_res<ω_s/6时

当H<0时，不能满足稳定性条件；

当0≤H≤[2cos(ω_resT_s)-1]ω_resL₁/[K_PWMsin(ω_resT_s)]时，为使系统稳定且满足LCL谐振抑制条件，则需要满足|T_op(z＝e^jω′resTs)|<1，即Kp需要满足如下条件：

K_p≤|HL₂Cω′_res ²cos(1.5T_sω′_res)|

当[2cos(ω_resT_s)-1]ω_resL₁/[K_PWMsin(ω_resT_s)]<H时，不能同时满足稳定性条件和谐波抑制条件；

其中Kp为比例谐振控制器的比例系数，ω_s为数字控制系统采样角频率；

(2)当ω_s/6<ω_res<ω_s/4时

当H<[2cos(ω_resT_s)-1]ω_resL₁/[K_PWMsin(ω_resT_s)]时，不能满足稳定性条件；

当[2cos(ω_resT_s)-1]ω_resL₁/[K_PWMsin(ω_resT_s)]≤H≤0时，为使系统稳定且满足LCL谐振抑制条件，则需要满足|T_op(z＝e^jω′resTs)|<1，即Kp需要满足如下条件：

K_p≤|HL₂Cω′_res ²cos(1.5T_sω′_res)|

当0<H时，不能同时满足稳定性条件和谐波抑制条件；

(3)当ω_s/4<ω_res<ω_s/2时

当H<-[1+cos(ω_resT_s)]ω_resL₁/[K_PWMsin(ω_resT_s)]时，不能满足稳定性条件；

当-[1+cos(ω_resT_s)]ω_resL₁/[K_PWMsin(ω_resT_s)]≤H≤0时，为使系统稳定且满足LCL谐振抑制条件，则需要满足|T_op(z＝e^jω′resTs)|<1，即Kp需要满足如下条件：

K_p≤|HL₂Cω′_res ²cos(1.5T_sω′_res)|

当0<H时，不能同时满足稳定性条件和谐波抑制条件；

步骤5、在满足稳定性条件以及谐振抑制条件的范围内，选取使系统截止频率较大的PR控制器比例环节系数Kp，以获得具有良好动态性能的闭环控制系统；

Kp和H的参数方程如下：

其中ω′_res为加入有源阻尼后系统的谐振频率，在可行域内选取使Kp取得极大值的H做为系统的最终参数；

综上，所述Kp的选取如下：

K_p＝|HL₂Cω′_res ²cos(1.5T_sω′_res)|

步骤6、以电流正弦化为目标，计算电流给定，并以网侧电流作为反馈量与所求得的电流给定量相减，经比例谐振调节器后与有源阻尼环输出相加，再经过Clarke反变换，输出三相调制波信号；

步骤6.1、通过闭环控制单元和有源阻尼单元，得到静止αβ坐标系下的4路调制波信号u_αh、u_αpr、u_βh、u_βpr，将静止αβ坐标系下的α轴下的两个调制波信号u_αh、u_αpr相加得到：

u_α＝u_αh+u_αpr

β轴下的两个调制波信号u_βh、u_βpr相加得到：

u_β＝u_βh+u_βpr

经过此步骤，得到静止αβ坐标系下的调制波信号u_α、u_β；

步骤6.2、将静止αβ坐标系下u_α、u_β转换到三相静止坐标系下，转换矩阵为T_αβ/abc：

经过此步骤，得到三相静止坐标系下的三相调制波信号u_a、u_b、u_c；

步骤7、将步骤6所得的三相调制信号经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制逆变器开关管的工作状态，具体为：

将三相静止坐标系下的三相调制波信号u_a、u_b、u_c送至正弦脉宽调制单元，生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制三电平逆变器开关管的工作状态，实现LCL滤波器谐振抑制的控制。

NPC三相三电平逆变器的调制规则如图2所示，以a相桥臂为例，在u_aref的正半周，当u_aref大于载波时，令S_a1、S_a2导通，a相桥臂输出高电平，当u_aref小于载波时，令S_a2、S_a3导通，a相桥臂输出零电平；在u_aref的负半周，当u_aref小于载波时，令S_a3、S_a4导通，a相桥臂输出低电平，当u_aref大于载波时，令S_a2、S_a3导通，a相桥臂输出零电平；b、c相桥臂的调制规则相同。

实施例1

本实施例利用MATLAB中的Simulink工具搭建了三电平逆变电路，直流电经直流母线电容后由三电平逆变电路逆变输出三相电压，经LCL滤波电路输出平稳的三相正弦电压。

仿真过程中的电气参数设置如表1：

表1

图3和图4分别是加入LCL滤波器谐波抑制控制方法之前及之后的网侧电流波形，图5和图6分别是加入LCL滤波器谐波抑制控制方法之前及之后的网侧电流总谐波畸变率，可以看出本发明中的LCL滤波器谐波抑制控制方法，有效的抑制了网侧电流中的谐振频率次谐波，降低了电流的总谐波畸变率。

综上所述，本发明基于有源阻尼的LCL滤波器谐振控制方法，通过计算网侧电流反馈有源阻尼环节传递函数，再利用奈奎斯特判据对此系统进行稳定性分析，计算抑制LCL滤波器谐振所需的各参数可行域，得到可行域中使截止频率最大的参数作为系统参数，将有源阻尼单元输出与闭环控制单元输出相加，再经Clarke变换后得到三相调制波，经正弦脉宽调制单元生成正弦脉宽调制信号，该正弦脉宽调制信号通过驱动电路控制三电平逆变器各个开关管的工作状态，实现LCL滤波器谐振抑制的控制。本发明通过网侧电流反馈有源阻尼抑制了LCL谐振频率次谐波，减少了输出电流的谐波，提高了波形质量，有利于并网逆变器的并网，具有重大的工程应用价值。

Claims (3)

1.一种基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制方法，其特征在于，所采用的装置包括三电平逆变器、数字处理控制模块和驱动电路，其中三电平逆变器为LCL型NPC三电平逆变器，数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元；

方法包括以下步骤：

步骤1、在每个开关周期内，数字控制模块的采样单元分别采集LCL滤波器的网侧电压信号e_a、e_b、e_c和网侧电流信号i_a、i_b、i_c；

步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；

步骤3、计算z域下有源阻尼环节的传递函数；

步骤4、利用步骤3所得的有源阻尼环节，计算加入有源阻尼环及PR控制器后系统的开环传递函数，结合LCL滤波器谐振频率谐波抑制条件，对系统进行稳定性分析；

步骤5、在满足稳定性条件以及谐振抑制条件的范围内，选取使系统截止频率尽可能大的PR控制器比例环节系数Kp，以获得具有动态性能的闭环控制系统；

步骤6、以电流正弦化为目标计算电流给定，并以网侧电流作为反馈量与所求得的电流给定量相减，经比例谐振调节器后与有源阻尼环输出相加，再经过Clarke反变换，输出三相调制波信号；

步骤7、将步骤6所得的三相调制信号经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制逆变器开关管的工作状态；

步骤3中所述的计算z域下有源阻尼环节的传递函数，具体步骤为：

步骤3.1、计算z域下电容电流比例反馈有源阻尼系统开环传递函数；

步骤3.2、计算z域下网侧电流反馈有源阻尼系统开环传递函数；

步骤3.3、比较上述两者后确定网侧电流反馈有源阻尼环节传递函数，即在网侧电流反馈条件下，获得一个自由度为一的有源阻尼控制器；

有源阻尼环节传递函数的表达式为：

上式中，H(z)为有源阻尼环节传递函数，H为有源阻尼反馈系数，L₁为LCL滤波器逆变器侧电感感值，L₂为LCL滤波器网侧电感感值，T_s为数字控制系统采样周期，ω_res为LCL滤波器谐振频率，ω_res的表达式如下：

其中C为LCL滤波器电容容值。

2.根据权利要求1所述的基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制方法，其特征在于，步骤4所述对系统进行稳定性分析，具体如下：

LCL滤波器谐振频率谐波抑制条件如下：

其中ω′_res为加入有源阻尼后LCL滤波器的谐振频率，Top(z)为系统开环传递函数；

系统稳定性分析结果如下：

当ω_res<ω_s/6时，H和Kp的取值范围如下：

其中Kp为比例谐振控制器的比例系数，ω_s为数字控制系统采样角频率；

当ω_s/6<ω_res<ω_s/4时，H和Kp的取值范围如下：

当ω_s/4<ω_res<ω_s/2时，H和Kp的取值范围如下：

3.根据权利要求1所述的基于有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制方法，其特征在于，步骤5所述Kp的选取如下：

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