CN112636348B

CN112636348B - 一种模块化三相电流型并网逆变器控制方法

Info

Publication number: CN112636348B
Application number: CN202011454418.1A
Authority: CN
Inventors: 耿乙文; 王会彬; 李贺龙; 马立亚; 杨尚鑫; 陈翔; 洪冬颖; 韩鹏; 陈方诺
Original assignee: China University of Mining and Technology CUMT
Current assignee: Xuzhou New Power Hi Tech Electric Co ltd
Priority date: 2020-12-10
Filing date: 2020-12-10
Publication date: 2022-09-27
Anticipated expiration: 2040-12-10
Also published as: CN112636348A

Abstract

本发明提供一种模块化三相电流型并网逆变器控制方法，属于逆变器控制领域。对该并网逆变器三相电网电压、输出三相电压、三相并网电流以及直流侧电流进行clark坐标变换；经锁相环处理得到并网电压相位

；由MPPT模块生成直流侧电流指令值，与实际值做差经PI控制器得到两相旋转坐标系的d轴并网电流指令值，再经过内环PI控制器，得到调制信号；将逆变器输出电压经过阻尼比例系数得到有源阻尼反馈量；将三相电网电压先通过199阶重复预测器，再经过FIR低通滤波器得到电网电压前馈分量；将调制信号、有源阻尼反馈量、电网电压前馈分量叠加，得到最终的调制信号；最后经过LC滤波器滤除高次谐波实现并网控制。本方法步骤简单，使用方便，使用效果好。

Description

一种模块化三相电流型并网逆变器控制方法

技术领域

本发明涉及一种并网逆变器控制方法，尤其适用于太阳能、风能设备连接电网使用的一种模块化三相电流型并网逆变器控制方法，属于逆变器控制领域。

背景技术

近年来，环境恶化和能源短缺问题日益严峻，太阳能、风能等各种可再生能源得到极大发展。作为连接新能源和电网的枢纽，并网逆变器在能量转化方面扮演着越来越重要的角色。以直流侧储能方式的不同，并网逆变器可分为电流型逆变器CSI(current sourceinverter)和电压型逆变器VSI(voltage source inverter)。与后者相比，前者具有自升压和短路保护特性，使其更加广泛应用于新能源发电并网、电机控制等重要领域。由于新能源的发展，分布式发电系统发展越来越迅速，因此大量的逆变器应用其中，不可避免的是在公共耦合点PCC(Point of Common Coupling)接有大量非线性设备(弧焊机、饱和变压器等)，有他们产生的谐波电流会经过回路的阻抗，使得PCC点处电网电压出现背景谐波，这样会使得并网电流存在幅值和相位的误差。

发明内容

本针对上述技术的不足之处，提供一种控制简单，动态性能好，能够有效抑制并网电流中的多次谐波分量的模块化三相电流型并网逆变器控制方法。

为实现上述技术问题，本发明的模块化三相电流型并网逆变器控制方法，其步骤如下：

a获取模块化电流型并网逆变器的三相电网电压e_abc、逆变器输出三相电压v_abc、三相并网电流i_abc以及直流侧电流信息i_dc；

b利用clark坐标变化的方式将三相电网电压e_abc、逆变器输出三相电压v_abc和三相并网电流i_abc转化为两相静止坐标系αβ轴三相电网电压分量e_{αβ_abc}(e_{α_abc}、e_{β_abc})、逆变器输出三相电压分量v_{αβ_abc}(v_{α_abc}、v_{β_abc})和三相并网电流分量i_{αβ_abc}(i_{α_abc}、i_{β_abc})；

c对三相电网电压e_abc进行锁相环处理得到并网相位θ；

d利用最大功率点跟踪模块生成直流侧电流指令值i_dc ^*，将直流侧电流信息i_dc与直流侧电流指令值i_dc ^*的差值信号送入直流侧比例积分控制器获得作为交流侧两相旋转坐标系d轴并网电流指令值i_d ^*，设交流侧两相旋转坐标系q轴并网电流指令值设置为0，然后利用反Park坐标变换将交流侧两相旋转坐标系的d轴和q轴并网电流指令值，变换为两相静止坐标系下αβ轴分量i_αβ ^*(i_α ^*、i_β ^*)；

e将逆变器输出三相电压分量v_{αβ_abc}(v_{α_abc}、v_{β_abc})先经过有源阻尼比例系数，再经过高通滤波器得到逆变器输出三相电压有源滤波反馈量v_{fαβ_abc}(v_{fα_abc}、v_{fβ_abc})；

f将三相并网电流分量i_{αβ_abc}(i_{α_abc}、i_{β_abc})与两相静止坐标系下αβ轴分量i_αβ ^*(i_α ^*、i_β ^*)相加，得到叠加信号i_{α_abc}+i_α ^*、i_{β_abc}+i_β ^*，然后将叠加信号经过比例谐振控制器得到调制信号i_{αβ_abc1}(i_{α_abc1}、i_{β_abc1})；

g将三相电网电压分量e_{αβ_abc}(e_{α_abc}、e_{β_abc})先通过199阶重复预测器得到预测信号，然后再经过FIR低通滤波器滤波得到三相电网电压前馈分量e_{αβ_abc1}(e_{α_abc1}、e_{β_abc1}))；

h将调制信号i_{αβ_abc1}(i_{α_abc1}、i_{β_abc1})、三相电压有源滤波反馈量v_{fαβ_abc}(v_{fα_abc}、v_{fβ_abc})、三相电网电压前馈分量e_{αβ_abc1}(e_{α_abc1}、e_{β_abc1})分别叠加，得到最终的调制信号i_{αβ_abcs}；

I对最终的调制信号i_{αβ_abcs}进行空间矢量脉宽调制获得12个功率管的驱动信号，利用12个功率管的驱动信号分别驱动发电并网逆变器的12路功率管，最后将逆变器输出的三相电压经过LC滤波器以滤除高次谐波，从而实现三相电流型并网逆变器并网控制。

三相电压有源滤波反馈量v_{fαβ_abc}(v_{fα_abc}、v_{fβ_abc})利用下式计算得到：

式中，v_{fαβ_abc}为逆变器输出三相电压有源滤波反馈量，H_s为有源阻尼比例系数，ω_r为高通滤波器截止频率，z表示离散域里的参变量，

表示有连续域到离散域的转化函数，其中Ts为开关周期，此处设为10000。

调制信号i_{αβ_abc1}(i_{α_abc1}、i_{β_abc1})的计算方法为：利用公式：

式中，k_p为PR控制器比例系数，k_r为PR控制器谐振系数，ω_b为PR控制器带宽，s表示复频域里的复参变量。

三相电网电压全前馈前馈分量e_{αβ_abc1}(e_{α_abc1}、e_{β_abc1})利用下式计算获得：

式中，C为滤除杂波信号使用的LC滤波器的电容容值，

为基于后向欧拉的一阶相位补偿离散公式，z^-199为199阶重复预测函数，T(z)为三相电流源型并网逆变器的开环传递函数，H_p为前馈比例项。

最终的调制信号i_{αβ_abcs}的计算方法为：利用公式：

i_{αβ_abcs}＝i_{αβ_abc1}+v_{fαβ_abc}+e_{αβ_abc1}

i_{α_abcs}＝i_{α_abc1}+v_{fα_abc}+e_{α_abc1}

i_{β_abcs}＝i_{β_abc1}+v_{fβ_abc}+e_{β_abc1}。

有益效果：

本方法控制简单，通过采用重复预测器和基于后向欧拉的一阶相位补偿微分器实现电网电压全前馈中前馈函数的一拍超前环节和微分环节，并未改变逆变器环路增益，保持了系统良好的动态性能，并且经过推导得出的电网电压全前馈函数，能够消除电网电压对并网电流的影响，从而消除由于电网电压影响而带来的并网电流中的多次谐波分量；

本方法控制简单，不改变并网逆变器电流环路增益，能够保持系统良好的动态性能，且能够有效抑制并网电流中的多次谐波分量。

附图说明

图1为本发明模块化三相电流型并网逆变器拓扑结构图；

图2为本发明模块化三相电流型并网逆变器的控制方法框图；

图3为本发明一个实施例的采用忽略超前环节全前馈A相电网电压电流仿真波形和FFT分析以及比例前馈时的FFT分析；图3(a)表示A相并网电压电流示意图，图3(b)表示仅有比例前馈时的FFT分析示意图，图3(c)表示A相并网电压电流的FFT分析示意图；

图4为本发明一个实施例的加入超前环节时全前馈A相电网电压电流仿真波形及其FFT分析示意图；图4(a)表示A相并网电压电流仿真波形，图4(b)表示A相并网电流FFT分析；

图5是本发明一个实施例的采用全前馈控制策略直流侧阶跃时并网电压电流和直流侧电流仿真波形示意图；

图6是本发明一个实施例的采用全前馈控制策略电网电压跌落时并网电压电流和直流侧电流仿真波形示意图。

附图解释

下面结合附图对本申请的实施例作进一步说明：

如图1所示，本发明模块化三相电流型并网逆变器控制方法涉及的三相电流型并网逆变器并网包括：两个并联设置的三相逆变桥单元，其中CSI输出侧LC滤波器滤波电容电压瞬时值为v_k(k＝a,b,c)，三相电网电压瞬时值为e_k(k＝a,b,c)，逆变器输出侧并网电流瞬时值为i_k(k＝a,b,c)，逆变器输出侧直流电流瞬时值为i_kdc，逆变器输入侧直流电源电压值为E。

如图2所示，本发明的三相电流型并网逆变器并网的主电路拓扑图。首先采样得到滤波电容电压、电网电压、并网电流和直流侧电流；然后对采样值经过clark坐标变化转化为e_{αβ_abc}、v_{αβ_abc}和i_{αβ_abc}；对所述的e_abc经锁相环处理得到并网相位θ；由最大功率点跟踪模块MPPT模块生成直流侧电流指令值i_dc ^*；将所述的i_dc ^*与i_dc做差然后经过PI调节器输出作为d轴并网电流指令值i_d ^*，d轴并网电流指令值为0；将所述的v_{αβ_abc}经过有源滤波比例和高通滤波器后的逆变器输出三相电压有源滤波反馈量v_{fαβ_abc}；将所述的i_{αβ_abc}与i_αβ ^*相加，然后将叠加信号经过PR控制器得到调制信号i_{αβ_abc1}；将所述的e_{αβ_abc}经过199阶重复预测器以及FIR低通滤波器得到三相电网电压前馈分量e_{αβ_abc1}；将所述的i_{αβ_abc1}、v_{fαβ_abc}、e_{αβ_abc1}相加，得到最终的调制信号，然后再经过SVPWM调制生成12个功率管驱动信号，最终实现三相电流型并网逆变器并网控制。

具体步骤如下：

b利用clark坐标变化的方式将三相电网电压e_abc、逆变器输出三相电压v_abc和三相并网电流i_abc转化为两相静止坐标系αβ轴三相电网电压分量e_{αβ_abc}(e_{α_abc}、e_{β_abc})、逆变器输出三相电压分量v_{αβ_abc}(v_{α_abc}、v_{β_abc})和三相并网电流分量i_{αβ_abc}(i_{αβ_abc}、i_{β_abc})；

c对三相电网电压e_abc进行锁相环处理得到并网相位θ；

e将逆变器输出三相电压分量v_{αβ_abc}(v_{α_abc}、v_{β_abc})先经过有源阻尼比例系数，再经过高通滤波器后的逆变器输出三相电压有源滤波反馈量v_{fαβ_abc}(v_{fα_abc}、v_{fβ_abc})，具体利用下式计算得到：

表示有连续域到离散域的转化函数，其中Ts为开关周期，此处设为10000；

f将三相并网电流分量i_{αβ_abc}(i_{α_abc}、i_{β_abc})与两相静止坐标系下αβ轴分量i_αβ ^*(i_α ^*、i_β ^*)相加，得到叠加信号i_{α_abc}+i_α ^*、i_{β_abc}+i_β ^*，然后将叠加信号经过比例谐振控制器得到调制信号i_{αβ_abc1}(i_{α_abc1}、i_{β_abc1})，具体利用下式获得：

式中，k_p为PR控制器比例系数，k_r为PR控制器谐振系数，ω_b为PR控制器带宽，s表示复频域里的复参变量；

g将三相电网电压分量e_{αβ_abc}(e_{α_abc}、e_{β_abc})先通过199阶重复预测器得到预测信号，然后再经过FIR低通滤波器滤波得到三相电网电压前馈分量e_{αβ_abc1}(e_{α_abc1}、e_{β_abc1}))，具体利用下式计算获得：

式中，C为滤除杂波信号使用的LC滤波器的电容容值，

为基于后向欧拉的一阶相位补偿离散公式，z^-199为199阶重复预测函数，T(z)为三相电流源型并网逆变器的开环传递函数，H_p为前馈比例项；

h将调制信号i_{αβ_abc1}(i_{α_abc1}、i_{β_abc1})、三相电压有源滤波反馈量v_{fαβ_abc}(v_{fα_abc}、v_{fβ_abc})、三相电网电压前馈分量e_{αβ_abc1}(e_{α_abc1}、e_{β_abc1})分别叠加，得到最终的调制信号i_{αβ_abcs}，具体计算方法为：

i_{αβ_abcs}＝i_{αβ_abc1}+v_{fαβ_abc}+e_{αβ_abc1}

i_{α_abcs}＝i_{α_abc1}+v_{fα_abc}+e_{α_abc1}

i_{β_abcs}＝i_{β_abc1}+v_{fβ_abc}+e_{β_abc1}；

图3为采用本发明忽略超前环节时的仿真波形。图3(a)表示A相并网电压电流，图3(b)表示仅有比例前馈时的FFT分析，图3(c)表示A相并网电压电流的FFT分析。由图3可以看出，0.3s以前仅有比例前馈作用时，并网电流FFT分析如图3(b)所示，5次谐波占有率2％左右，13次谐波2.3％左右，总谐波畸变率(Total harmonic distortion rate，THD)为3.20％；在0.3s后加入微分前馈，并网电流FFT分析如图3(c)所示，5次谐波占有率0.6％左右，13次谐波1.5％左右，总谐波畸变率为1.65％。由分析结果可知，在加入微分前馈之后，对5次谐波的抑制作用比较明显，而对于13次谐波的抑制并不明显。

图4为本实施例所用方法中加入超前环节时的仿真波形。图4(a)表示A相并网电压电流仿真波形，图4(b)表示A相并网电流FFT分析。由图4可以看出，0.3s以前仅有比例前馈，在0.3s后加入含有超前环节的微分前馈，并网电流FFT分析如图4(b)所示，5次谐波占有率0.2％左右，13次谐波0.48％左右，总谐波畸变率为0.62％。由此可知，加入带超前环节的微分前馈后，不仅13次谐波得以抑制，5次谐波也得到了了很大程度的抑制，同时降低了THD的值。

图5为采用全前馈控制策略直流侧阶跃时并网电压电流和直流侧电流仿真波形。由图5可以看出，在达到稳态的情况下，可以实现并网电流和并网电压同频率，也就是说，此时系统处在单位功率因数的状态。即电流型并网逆变器向电网只传输有功功率。在0.5s时，直流侧的给定的指令电流由6A突然上升到7A，可以看出，经过一个基波周期的调整系统达到稳定，直流侧的电流和交流侧的并网电流基本看不出波动，这说明采用该发明的控制方法系统拥有比较好的动态性能。

图6是采用本发明全前馈控制策略电网电压跌落时并网电压电流和直流侧电流仿真动态波形。由图6可以看出，在0.4s的时候，电网电压由正常跌落到之前的60％，可以看出，并网电流逐渐增大，直流侧电流在跌落之后也开始逐渐增大，经过几个基波周期后，系统并网电流和直流侧电流再次进入稳定状态，说明采用本发明之后遇到扰动时系统有很好的鲁棒性。

Claims

1.一种模块化三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于步骤如下：

c对三相电网电压e_abc进行锁相环处理得到并网相位θ；

e将逆变器输出三相电压分量v_{αβ_abc}(v_{α_abc}、v_{β_abc})先经过有源阻尼比例系数，再经过高通滤波器后的逆变器输出三相电压有源阻尼反馈量v_{fαβ_abc}(v_{fα_abc}、v_{fβ_abc})；

f两相旋转坐标系的d轴和q轴并网电流指令值，变换为两相静止坐标系下αβ轴分量，得到叠加信号i_{α_abc}+i_α ^*、i_{β_abc}+i_β ^*，然后将叠加信号经过比例谐振控制器得到调制信号i_{αβ_abc1}(i_{α_abc1}、i_{β_abc1})；

g将三相电网电压分量e_{αβ_abc}(e_{α_abc}、e_{β_abc})先通过199阶重复预测器得到预测信号，然后再经过FIR低通滤波器滤波得到三相电网电压前馈分量e_{αβ_abc1}(e_{α_abc1}、e_{β_abc1})；

h将调制信号i_{αβ_abc1}(i_{α_abc1}、i_{β_abc1})、三相电压有源阻尼反馈量v_{fαβ_abc}(v_{fα_abc}、v_{fβ_abc})、三相电网电压前馈分量e_{αβ_abc1}(e_{α_abc1}、e_{β_abc1})分别叠加，得到最终的调制信号i_{αβ_abcs}；

2.根据权利要求1所述的模块化三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于三相电压有源阻尼反馈量v_{fαβ_abc}(v_{fα_abc}、v_{fβ_abc})利用下式计算得到：

式中，v_{fαβ_abc}为逆变器输出三相电压有源阻尼反馈量，H_s为有源阻尼比例系数，ω_r为高通滤波器截止频率，z表示离散域里的参变量，

3.根据权利要求1所述的模块化三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于调制信号i_{αβ_abc1}(i_{α_abc1}、i_{β_abc1})利用下式计算得到：

4.根据权利要求1所述的模块化三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于三相电网电压前馈分量e_{αβ_abc1}(e_{α_abc1}、e_{β_abc1})利用下式计算获得：

式中，C为滤除杂波信号使用的LC滤波器的电容容值，

5.根据权利要求1所述的模块化三相电流型并网逆变器控制方法，其特征在于最终的调制信号i_{αβ_abcs}的利用下式计算获得：

i_{αβ_abcs}＝i_{αβ_abc1}+v_{fαβ_abc}+e_{αβ_abc1}

i_{α_abcs}＝i_{α_abc1}+v_{fα_abc}+e_{α_abc1}

i_{β_abcs}＝i_{β_abc1}+v_{fβ_abc}+e_{β_abc1}。