CN112583047B - 一种级联h桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制方法 - Google Patents

一种级联h桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种级联H桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制方法，属于光伏发电领域，目的是为了解决单相级联H桥光伏并网逆变器模块间传输功率严重功率不平衡导致系统不能稳定运行这一问题。步骤包括对所有H桥变换器的直流母线电容电压进行控制，使调制度不大于4/π的H桥变换器对应的光伏组件工作于最大功率点，调制度大于4/π的H桥对应的光伏组件的输出功率等于H桥实际能够传输的最大功率；对电网电流进行无静差控制；根据系统工作模式的不同，采用不同的调制波计算计算出所有H桥的调制波。相比于现有技术，当某些H桥变换器的调制度大于4/π时系统依然能够正常运行，大幅度提高了单相级联H桥光伏并网逆变器应对功率不平衡的能力。

Description

一种级联H桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制方法
技术领域
本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，具体涉及一种级联H桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制方法。
背景技术
与传统逆变器相比，单相级联H桥多电平逆变器具有电网电流谐波含量低、开关频率低、滤波器体积小且易于模块化等优点，因此得到了众多学者的关注。此外，单相级联H桥多电平逆变器的每个H桥单元的直流侧可由一块光伏电池独立供电，使其独立的最大功率点追踪(MPPT-Maximum Power Point Tracking)控制成为可能。根据电网电压以及系统功率等级的不同，单相级联H桥光伏并网逆变器所需的H桥及其前级的光伏组件的数量一般为几个甚至几十个。当这些光伏组件放置在屋顶时，受不同的摆放位置、不同的光照强度、不同的表面灰尘累积、部分遮挡甚至组件不同的老化程度等因素的影响，光伏组件之间的输出功率可能会不平衡。由于流过每个H桥的电流相等(均为电网电流)而传输的功率有所差异，会使输出功率较大的光伏组件对应的H桥过调制，导致电网电流性能变差甚至系统不能正常运行。
目前，如何使单相CHB光伏并网逆变器在功率不平衡条件下正常运行已经成为单相CHB光伏并网逆变器的研究热点。文献“毛旺，张兴，王付胜，杨国志.一种改进型级联H桥光伏逆变器混合调制策略.电力电子技术，2018，52(8)：94-97.”(《电力电子技术》2018年第52卷第8期第94-97页)提出一种混合调制策略，采用低频方波调制和高频正弦波脉冲宽度调制波相结合的方式，可以将H桥变换器的线性调制范围扩大至4/π，进而避免了H桥变换器在某些功率不平衡条件下出现过调制。但是，该方法会造成H桥变换器直流母线电容电压波动较大，从而降低系统发电量。
文献“L.Liming，L.Hui，X.Yaosuo and L.Wenxin，Reactive power compensationand optimization strategy for grid-interactive cascaded photovoltaicsystems.IEEE Trans.Power Electron.，vol.30，no.1，pp.188-202，Jan.2015.”(L.Liming，L.Hui，X.Yaosuo and L.Wenxin，级联型并网光伏发电系统的无功功率补偿及其优化策略，IEEE电力电子杂志，2015年1月第30卷1期，第188页到202页)通过补偿一定的无功功率，当各个H桥模块的输出功率严重不平衡时依然能够保证所有H桥都不会过调制。然而，该方法会降低逆变器的功率因数。
文献“Y.Ko，M.Andresen，G.Buticchi，and M.Liserre，Power Routing forcascaded H-bridge converters.IEEE Trans.Power Electron.，vol.32，no.12，pp.9435-9446，Dec.2017.”(Y.Ko，M.Andresen，G.Buticchi，and M.Liserre，级联H桥变换器的功率路径，IEEE电力电子杂志，2017年12月第32卷12期，第9435页到9446页)提出一种三次谐波补偿控制策略，可以把H桥变换器的调制度扩大至1.155，在一定范围内避免H桥变换器过调制。同时，该方法还能保证系统在单位功率因数下运行且直流侧电容电压波动较小。相比于混合调制策略和无功功率补偿方案，三次谐波补偿策略的综合性能较优。然而，当系统不平衡程度较重时，部分H桥变换器的调制度可能会大于1.155，即便补偿三次谐波，依然不能避免某些H桥变换器过调制。
2019年8月27日公开授权的中国发明专利CN201710948192.2《级联H桥型光伏并网逆变器的谐波补偿控制方法》提出了一种谐波补偿策略，该方法保留了三次谐波补偿策略的优点，并且能够将H桥变换器的线性调制范围扩大到4/π，该方法应对功率不平衡的能力要显著高于三次谐波补偿策略。但是，随着光伏组件输出功率的进一步不平衡，部分H桥变换器的调制度将大于4/π，此方法也将失效。
综上所述，现有文献关于单相级联H桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制策略还存在如下缺点：
1、混合调制策略可以将H桥变换器的线性调制范围从1扩大至4/π，但会增大H桥变换器直流母线电容电压的波动，降低系统的发电量，并且降低系统的MPPT效率。
2、无功功率补偿策略可以应对严重的功率不平衡情况，但此方法会降低系统的功率因数，实际中的应用可能会受到限制。
3、三次谐波补偿策略既不会加剧H桥变换器直流母线电容电压的波动又可保证系统单位功率因数运行，但该方法应对功率不平衡的能力较弱。
4、谐波补偿策略保留了三次谐波补偿策略的优点，且进一步扩大了H桥变换器的线性调制范围，但在更严重的功率不平衡情况下(例如，部分H桥变换器的调制度大于4/π)，谐波补偿策略也会失效。
发明内容
本发明要解决的技术问题就是克服上述方案的局限性，提出一种级联H桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制方法，即使功率严重不平衡时导致部分H桥的调制度大于4/π，依然可保证系统正常运行。相比于现有的方法，能够较大程度地应对功率不平衡问题，满足单相级联H桥光伏并网逆变器的实际应用需求。
为了实现以上目的，本发明所采用的技术方案为：一种级联H桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制方法，所述的级联H桥光伏并网逆变器为单相逆变器，包含N个相同的H桥变换器，N为大于1的正整数，每个H桥变换器均由四个全控型功率开关器件组成，每个H桥变换器前端各并联一个电解电容，每个电解电容分别与一个光伏组件并联；
所述的控制方法包括H桥变换器直流母线电压控制、参考功率选择、电网电流控制以及H桥变换器调制波计算，步骤如下：
步骤1，H桥变换器直流母线电压控制
步骤1.1，分别对N个H桥变换器直流母线电容电压和N个光伏组件的输出电流进行采样，得到N个H桥变换器直流母线电容电压采样值和N个光伏组件的输出电流采样值，并分别记为Vdci和Idci，i＝1，2，…，N；
步骤1.2，根据步骤1.1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci和N个光伏组件的输出电流采样值Idci，分别对N个光伏组件进行最大功率点追踪控制，得到N个光伏组件的最大功率点电压
步骤1.3，使用陷波器对步骤1.1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci进行滤波，并将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值记为VdciA，i＝1，2，…，N，其计算式为：
其中，s为拉普拉斯算子，Q表示陷波器的品质因数，ω0表示陷波器的固有角频率；
步骤1.4，将步骤1.2得到的N个光伏组件的最大功率点电压作为H桥变换器直流母线电容电压的参考值，使用N个相同的电压调节器分别对滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA进行控制，N个电压调节器的输出分别为N个H桥变换器的参考电流信号Ii，i＝1，2，…，N，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；
步骤1.5，将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA和步骤1.4得到的N个H桥变换器的参考电流信号Ii相乘，得到N个H桥变换器的输出功率PCi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
PCi＝VdciAIi，i＝1，2，...，N
步骤2，参考功率选择
计算出N个H桥变换器实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT，其计算式分别为：
其中，PRi为第i个H桥变换器实际能够传输的最大有功功率，其计算式为：
为上一个控制周期计算出的第i个H桥变换器的调制度；
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率；
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值；
步骤3，电网电流控制
步骤3.1，分别对电网电压和电网电流进行采样，得到电网电压采样值vg和电网电流采样值ig；
步骤3.2，使用数字锁相环对步骤3.1得到的电网电压采样值vg进行锁相，得到电网电压的相位角ωt和电网电压的幅值Vg；
步骤3.3，令电网电流采样值ig的相位角延迟π/2而幅值保持不变，得到与电网电流采样值ig正交的信号iQ，将ig和iQ从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到有功电流反馈值id和无功电流反馈值iq，其计算式如下：
其中，cos(ωt)为电网电压相位角ωt的余弦值，sin(ωt)为电网电压相位角ωt的正弦值；
步骤3.4，为了使级联H桥光伏并网逆变器单位功率因数运行，无功电流参考值直接设定为0，有功电流参考值/>由步骤2得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PT和步骤3.2得到的电网电压的幅值Vg计算出来，其计算式为：
步骤3.5，分别使用有功电流调节器和无功电流调节器对id和iq进行控制，得到有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，其计算式为：
其中，KIP1为有功电流调节器的比例系数，KII1为有功电流调节器的积分系数，KIP2为无功电流调节器的比例系数，KII2为无功电流调节器的积分系数；
步骤3.6，计算出级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值VHAB和级联H桥光伏并网逆变器交流输出基波电压与电网电压采样值vg的夹角α，其计算式为：
其中，arctan(vq/vd)表示vq/vd的反正切值；
步骤4，H桥变换器调制波计算
步骤4.1，分别计算出N个H桥变换器的调制度Mi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
步骤4.2，根据步骤4.1得到的N个H桥变换器的调制度Mi判断系统的工作模式：若N个H桥变换器的调制度Mi都不大于1，系统的工作模式记为模式1，执行步骤4.3；若N个H桥变换器的调制度Mi都不大于4/π，且存在至少一个H桥变换器的调制度大于1，系统的工作模式记为模式2，执行步骤4.4；若存在至少一个H桥变换器的调制度大于4/π，系统的工作模式记为模式3，执行步骤4.5；
步骤4.3，当系统的工作模式为模式1时，直接计算出N个H桥变换器的调制波mi，其计算式为：
mi＝Mi sin(ωt+α)，i＝1，2，...，N
步骤4.4，当系统的工作模式为模式2时，根据步骤4.4.1至4.4.4计算出N个H桥变换器的调制波mi，为了便于描述，将第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定介于1～4/π之间，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，x为小于N的正整数；
步骤4.4.1，根据步骤4.1计算得到的H桥变换器的调制度Mi，计算出第1～x个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，…，x，其计算式为：
步骤4.4.2，计算出第1～x个H桥变换器输出的总谐波电压vPT1，其计算式为：
步骤4.4.3，设级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第x+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压vNT1的计算式为：
步骤4.4.4，计算出第x+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝x+1，…，N，其计算式为：
其中，VHimax1为计算过程的中间变量，其计算式为：
VHimax1＝(1-Mi)VdciA，i＝x+1，…，N
步骤4.5，当系统的工作模式为模式3时，根据步骤4.5.1至4.5.5计算出N个H桥变换器的调制波mi，为了便于描述，将第1，2，…，y个H桥变换器的调制度设定大于4/π，第y+1，…，z个H桥变换器的调制度设定介于1到4/π之间，第z+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，y和z均为正整数且y＜z＜N；
步骤4.5.1，由于存在调制度大于4/π的H桥变换器，超出了H桥变换器的最大线性调制范围，需要重新计算出N个H桥变换器的调制度Si，i＝1，2，…，N，其计算式为：
步骤4.5.2，根据步骤4.5.1重新计算出的N个H桥变换器的调制度Si，计算出第1～z个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，…，z，其计算式为：
步骤4.5.3，计算出第1～z个H桥变换器输出的总谐波电压vPT2，其计算式为：
步骤4.5.4，设级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第z+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压vNT2的计算式为：
步骤4.5.5，计算出第z+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝z+1，…，N，其计算式为：
其中，VHimax2为计算过程中的中间变量，其计算式为：
VHimac2＝(1-Si)VAciA，i＝z+1，…，N。
本发明相对现有技术的有益效果是：
1、相比于现有文献所提出的混合调制策略，本方法能够使H桥直流母线电压波动较小且直流母线电压的控制不存在静差；
2、相比于现有文献所提出的无功功率补偿策略，本方法在扩大系统运行范围的同时，使单相级联H桥光伏并网逆变器运行在单位功率因数；
3、相比于现有文献所提出的三次谐波补偿策略和谐波补偿策略，本方法进一步扩大系统的运行范围，即便某些H桥变换器的调制度大于4/π，系统依然能够正常运行。
附图说明
图1是本发明实施的单相级联H桥光伏并网逆变器的主电路原理图。
图2是本发明实施的单相级联H桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制框图。
图3是当级联H桥光伏并网逆变器运行在模式3时，本发明实施的直流侧向交流侧实际传输的总有功功率的计算方法示意图。
图4是本发明实施的H桥变换器调制波计算的流程图。
图5是本发明实施的第一个H桥变换器的调制波m1及其所补偿的谐波hP1示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明做进一步清楚、完整地描述。
图1为本发明实施的单相级联H桥光伏并网逆变器的主电路原理图，包括含N个相同的H桥变换器，每个H桥变换器都由四个带反并联二极管的全控型开关器件组成。每个H桥变换器前端各并联一个电解电容Ci(i＝1，2，…，N)，每个电解电容分别与一块光伏电池PVi(i＝1，2，…，N)连接。所有H桥变换器的交流输出端相互串联后，通过滤波电感Lf与电网连接。图中Vdci和Idci(i＝1，2，…，N)分别表示第i个H桥变换器直流母线电容电压采样值和对应光伏组件的输出电流采样值，vg和ig分别表示电网电压采样值和电网电流采样值。本实施中，每个H桥变换器前级并联的电容Ci均为27.2mF，i＝1，2，…，N，滤波电感Lf为1.5mH，电网电压的幅值和频率分别为120V和50Hz。
图2为本发明实施的单相级联H桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制框图，它由一个主控制器和N个H桥控制器组成。主控制器实现功率选择、电网电流控制以及计算N个H桥变换器的调制波mi(i＝1，2，…，N)。H桥控制器实现光伏组件的最大功率点追踪(MaximumPower Point Tracking，MPPT)控制、H桥变换器直流母线电容电压控制以及根据主控制器计算的H桥变换器的调制波mi采用载波移相正弦波脉冲宽度调制(Carrier Phase-ShiftedSinusoidal Pulse Width Modulation，CPS-SPWM)生成对应H桥变换器的四个全控型开关器件的驱动信号Qij，i＝1，2，…，N，j＝1，2，3，4。
图3是当级联H桥光伏并网逆变器运行在模式3时，本发明实施的直流侧向交流侧实际传输的总有功功率的计算方法示意图。由于第1～y个H桥变换器的调制度大于4/π，不使用第1～y个控制器输出的功率PCi(i＝1，2，…，y)参与计算直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PT，而是使用计算出的H桥变换器实际能够传输的最大有功功率PRi(i＝1，2，…，y)。
图4是本发明实施的H桥变换器调制波计算的流程图，首先根据N个H桥变换器的调制度Mi判断系统的工作模式，参照不同工作模式下H桥变换器调制波的计算方法，得到N个H桥变换器的调制波mi，然后根据CPS-SPWM计算N个H桥变换器的开关驱动信号。
图5是本发明实施的第一个H桥变换器的调制波m1及其所补偿的谐波hP1示意图。将第一个H桥变换器的调制度M1设定为1到4/π之间，根据所述的调制波计算方法，第一个H桥变换器的调制波m1是幅值为πM1/4的方波，第一个H桥变换器的调制波等效补偿的谐波hP1是m1与M1sin(ωt+α)的差值。
参见图1、图2、图3、图4和图5，本发明所述的控制方法包括H桥变换器直流母线电压控制、参考功率选择、电网电流控制以及H桥变换器调制波计算，步骤如下：
步骤1，H桥变换器直流母线电压控制
步骤1.1，分别对N个H桥变换器直流母线电容电压和N个光伏组件的输出电流进行采样，得到N个H桥变换器直流母线电容电压采样值和N个光伏组件的输出电流采样值，并分别记为Vdci和Idci，i＝1，2，…，N。
步骤1.2，根据步骤1.1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci和N个光伏组件的输出电流采样值Idci，分别对N个光伏组件进行最大功率点追踪控制，得到N个光伏组件的最大功率点电压
步骤1.3，使用陷波器对步骤1.1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci进行滤波，并将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值记为VdoiA，i＝1，2，…，N，其计算式为：
其中，s为拉普拉斯算子，Q表示陷波器的品质因数，ω0表示陷波器的固有角频率。本实施例中，ω0＝628rad/s，Q＝0.707。之所以ω0＝628rad/s，是因为当电网电压的频率为50Hz时，会在所有H桥变换器的输入母线电容上产生100Hz的电压波动。因此，这里采用二阶陷波器主要是为了滤除H桥变换器直流母线电容上的100Hz电压纹波。
步骤1.4，将步骤1.2得到的N个光伏组件的最大功率点电压作为H桥变换器直流母线电容电压的参考值，使用N个相同的电压调节器分别对滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA进行控制，N个电压调节器的输出分别为N个H桥变换器的参考电流信号Ii，i＝1，2，…，N，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子。本实施中，KVP＝10，KVI＝350。
步骤1.5，将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA和步骤1.4得到的N个H桥变换器的参考电流信号Ii相乘，得到N个H桥变换器的输出功率PCi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
PCi＝VdciAIi，i＝1，2，...，N
步骤2，参考功率选择
计算出N个H桥变换器实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT，其计算式分别为：
其中，PRi为第i个H桥变换器实际能够传输的最大有功功率，其计算式为：
为上一个控制周期计算出的第i个H桥变换器的调制度；
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率；
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值。
根据Pi的计算可知，对于调制度大于4/π的H桥变换器，其参考功率并未使用电压调节器的输出值计算，而是直接设定其实际传输的功率。因此，调制度大于4/π的H桥变换器的直流母线电容电压并没有直接被控制。此外，在计算N个H桥变换器实际能够传输的有功功率时，使用了上一个控制周期计算出的第i个H桥变换器的调制度上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率/>以及上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值/>也就是说，整个系统的控制会有一拍的延迟。PT的计算方法示意图如图3所示。
步骤3，电网电流控制
步骤3.1，分别对电网电压和电网电流进行采样，得到电网电压采样值vg和电网电流采样值ig。
步骤3.2，使用数字锁相环对步骤3.1得到的电网电压采样值vg进行锁相，得到电网电压的相位角ωt和电网电压的幅值Vg。
步骤3.3，令电网电流采样值ig的相位角延迟π/2而幅值保持不变，得到与电网电流采样值ig正交的信号iQ，将ig和iQ从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到有功电流反馈值id和无功电流反馈值iq，其计算式如下：
其中，cos(ωt)为电网电压相位角ωt的余弦值，sin(ωt)为电网电压相位角ωt的正弦值。在本实施例中，使用二阶广义积分器将电网电流采样值ig转换为幅值相等但相位延迟π/2的信号iQ，也可使用全通滤波器实现这一功能。
步骤3.4，为了使级联H桥光伏并网逆变器单位功率因数运行，无功电流参考值直接设定为0，有功电流参考值/>由步骤2得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PT和步骤3.2得到的电网电压的幅值Vg计算出来，其计算式为：
步骤3.5，分别使用有功电流调节器和无功电流调节器对id和iq进行控制，得到有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，其计算式为：
其中，KIP1为有功电流调节器的比例系数，KII1为有功电流调节器的积分系数，KIP2为无功电流调节器的比例系数，KΠ2为无功电流调节器的积分系数。
步骤3.6，计算出级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值VHAB和级联H桥光伏并网逆变器交流输出基波电压与电网电压采样值vg的夹角α，其计算式为：
其中，arctan(vq/vd)表示vq/vd的反正切值。
步骤4，H桥变换器调制波计算
步骤4.1，分别计算出N个H桥变换器的调制度Mi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
步骤4.2，根据步骤4.1得到的N个H桥变换器的调制度Mi判断系统的工作模式：若N个H桥变换器的调制度Mi都不大于1，系统的工作模式记为模式1，执行步骤4.3；若N个H桥变换器的调制度Mi都不大于4/π，且存在至少一个H桥变换器的调制度大于1，系统的工作模式记为模式2，执行步骤4.4；若存在至少一个H桥变换器的调制度大于4/π，系统的工作模式记为模式3，执行步骤4.5。
这一步骤主要是根据N个H桥变换器的调制度Mi判断系统的工作模式，在不同的工作模式下，调制波mi的计算方法也有所不同；若系统工作于模式1，接下来仅执行步骤4.3，而步骤4.4和步骤4.5将不再执行；若系统工作于模式2，接下来仅执行步骤4.4，而步骤4.3和步骤4.5将不再执行；若系统工作于模式3，接下来仅执行步骤4.5，而步骤4.3和步骤4.4将不再执行。
步骤4.3，当系统的工作模式为模式1时，直接计算出N个H桥变换器的调制波mi，其计算式为：
mi＝Mi sin(ωt+α)，i＝1，2，...，N
步骤4.4，当系统的工作模式为模式2时，根据步骤4.4.1至4.4.4计算出N个H桥变换器的调制波mi，为了便于描述，将第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定介于1～4/π之间，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，x为小于N的正整数。
步骤4.4.1，根据步骤4.1计算得到的H桥变换器的调制度Mi，计算出第1～x个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，…，x，其计算式为：
可以看出，mi是幅值为πMi/4的方波，通过这种方法可以避免调制度介于1～4/π的H桥变换器过调制。该方法实际上相当于给第1～x个H桥变换器的调制波注入一定量的谐波，所注入的谐波的表达式为：
hPi＝mi-Misin(ωt+α)
图5是第一个H桥变换器为例，设定第一个H桥变换器的调制度M1为1到4/π之间，根据所述的调制波计算方法，第一个H桥变换器的调制波m1是幅值为πM1/4的方波，第一个H桥变换器的调制波等效补偿的谐波hP1是m1与M1sin(ωt+α)的差值。
步骤4.4.2，计算出第1～x个H桥变换器输出的总谐波电压vPT1，其计算式为：
步骤4.4.3，设级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第x+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压vNT1的计算式为：
步骤4.4.4，计算出第x+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝x+1，…，N，其计算式为：
其中，VHimax1为计算过程的中间变量，其计算式为：
VHimax1＝(1-Mi)VdciA，i＝x+1，…，N
步骤4.5，当系统的工作模式为模式3时，根据步骤4.5.1至4.5.5计算出N个H桥变换器的调制波mi，为了便于描述，将第1，2，…，y个H桥变换器的调制度设定大于4/π，第y+1，…，z个H桥变换器的调制度设定介于1到4/π之间，第z+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，y和z均为正整数且y＜z＜N。
步骤4.5.1，由于存在调制度大于4/π的H桥变换器，超出了H桥变换器的最大线性调制范围，需要重新计算出N个H桥变换器的调制度Si，i＝1，2，…，N，其计算式为：
步骤4.5.2，根据步骤4.5.1重新计算出的N个H桥变换器的调制度Si，计算出第1～z个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，…，z，其计算式为：
此步骤中，H桥调制波mi的计算方法与步骤4.4.1相同，不同之处仅仅是H桥变换器的调制度由Mi变为Si。
步骤4.5.3，计算出第1～z个H桥变换器输出的总谐波电压vPT2，其计算式为：
步骤4.5.4，设级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第z+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压vNT2的计算式为：
步骤4.5.5，计算出第z+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝z+1，…，N，其计算式为：
其中，VHimax2为计算过程中的中间变量，其计算式为：
VHimax2＝(1-Si)VdciA，i＝z+1，…，N。
计算出所有H桥变换器的调制波后，采用载波移相正弦波脉冲宽度调制策略可以得到所有H桥变换器的开关驱动信号，调制波的计算流程图可总结为如图4所示。所述的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略指的是级联H桥变换器普遍运用的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略，这是级联H桥变换器中使用较多且较为成熟的技术。很有文献对载波移相正弦波脉冲宽度调制都有详细地描述，如周京华和陈亚爱2013年在机械工业出版社出版的专著《高性能级联型多电平变换器原理及应用》中的第84-88页。
由以上步骤可见，本发明：(1)对所有H桥变换器的直流母线电容电压进行控制，使调制度不大于4/π的H桥变换器对应的光伏组件工作于最大功率点，调制度大于4/π的H桥对应的光伏组件的输出功率等于H桥实际能够传输的最大功率，并得到相应H桥变换器的输出功率指令值；(2)根据各H桥变换器的调制度大小，对每个H桥变换器的输出功率指令值进行选择；(3)根据选择后的有功功率指令值进行运算，得到系统传输的总有功功率以及有功电流指令值，并对电网电流进行无静差控制；(4)判断系统的工作模式，根据系统工作模式的不同，采用不同的调制波计算方法，计算出所有H桥的调制波。相比于现有技术，当部分H桥变换器的调制度大于4/π时系统依然能够正常运行，大幅度提高了单相级联H桥光伏并网逆变器应对功率不平衡的能力。

Claims (1)

1.一种级联H桥光伏并网逆变器的功率不平衡控制方法，所述的级联H桥光伏并网逆变器为单相逆变器，包含N个相同的H桥变换器，N为大于1的正整数，每个H桥变换器均由四个全控型功率开关器件组成，每个H桥变换器前端各并联一个电解电容，每个电解电容分别与一个光伏组件并联；
其特征在于，所述的控制方法包括H桥变换器直流母线电压控制、参考功率选择、电网电流控制以及H桥变换器调制波计算，步骤如下：
步骤1，H桥变换器直流母线电压控制
步骤1.1，分别对N个H桥变换器直流母线电容电压和N个光伏组件的输出电流进行采样，得到N个H桥变换器直流母线电容电压采样值和N个光伏组件的输出电流采样值，并分别记为Vdci和Idci，i＝1，2，…，N；
步骤1.2，根据步骤1.1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci和N个光伏组件的输出电流采样值Idci，分别对N个光伏组件进行最大功率点追踪控制，得到N个光伏组件的最大功率点电压
步骤1.3，使用陷波器对步骤1.1得到的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值Vdci进行滤波，并将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值记为VdciA，i＝1，2，…，N，其计算式为：
其中，s为拉普拉斯算子，Q表示陷波器的品质因数，ω0表示陷波器的固有角频率；
步骤1.4，将步骤1.2得到的N个光伏组件的最大功率点电压作为H桥变换器直流母线电容电压的参考值，使用N个相同的电压调节器分别对滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA进行控制，N个电压调节器的输出分别为N个H桥变换器的参考电流信号Ii，i＝1，2，…，N，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；
步骤1.5，将滤波后的N个H桥变换器直流母线电容电压采样值VdciA和步骤1.4得到的N个H桥变换器的参考电流信号Ii相乘，得到N个H桥变换器的输出功率PCi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
PCi＝VdciAIi，i＝1，2，...，N
步骤2，参考功率选择
计算出N个H桥变换器实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率PT，其计算式分别为：
其中，PRi为第i个H桥变换器实际能够传输的最大有功功率，其计算式为：
为上一个控制周期计算出的第i个H桥变换器的调制度；
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总功率；
为上一控制周期计算出的级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值；
步骤3，电网电流控制
步骤3.1，分别对电网电压和电网电流进行采样，得到电网电压采样值vg和电网电流采样值ig；
步骤3.2，使用数字锁相环对步骤3.1得到的电网电压采样值vg进行锁相，得到电网电压的相位角ωt和电网电压的幅值Vg；
步骤3.3，令电网电流采样值ig的相位角延迟π/2而幅值保持不变，得到与电网电流采样值ig正交的信号iQ，将ig和iQ从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到有功电流反馈值id和无功电流反馈值iq，其计算式如下：
其中，cos(ωt)为电网电压相位角ωt的余弦值，sin(ωt)为电网电压相位角ωt的正弦值；
步骤3.4，为了使级联H桥光伏并网逆变器单位功率因数运行，无功电流参考值直接设定为0，有功电流参考值/>由步骤2得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PT和步骤3.2得到的电网电压的幅值Vg计算出来，其计算式为：
步骤3.5，分别使用有功电流调节器和无功电流调节器对id和iq进行控制，得到有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，其计算式为：
其中，KIP1为有功电流调节器的比例系数，KII1为有功电流调节器的积分系数，KIP2为无功电流调节器的比例系数，KII2为无功电流调节器的积分系数；
步骤3.6，计算出级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值VHAB和级联H桥光伏并网逆变器交流输出基波电压与电网电压采样值vg的夹角α，其计算式为：
其中，arctan(vq/vd)表示vq/vd的反正切值；
步骤4，H桥变换器调制波计算
步骤4.1，分别计算出N个H桥变换器的调制度Mi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
步骤4.2，根据步骤4.1得到的N个H桥变换器的调制度Mi判断系统的工作模式：若N个H桥变换器的调制度Mi都不大于1，系统的工作模式记为模式1，执行步骤4.3；若N个H桥变换器的调制度Mi都不大于4/π，且存在至少一个H桥变换器的调制度大于1，系统的工作模式记为模式2，执行步骤4.4；若存在至少一个H桥变换器的调制度大于4/π，系统的工作模式记为模式3，执行步骤4.5；
步骤4.3，当系统的工作模式为模式1时，直接计算出N个H桥变换器的调制波mi，其计算式为：
mi＝Misin(ωt+α)，i＝1，2，...，N
步骤4.4，当系统的工作模式为模式2时，根据步骤4.4.1至4.4.4计算出N个H桥变换器的调制波mi，为了便于描述，将第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定介于1～4/π之间，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，x为小于N的正整数；
步骤4.4.1，根据步骤4.1计算得到的H桥变换器的调制度Mi，计算出第1～x个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，…，x，其计算式为：
步骤4.4.2，计算出第1～x个H桥变换器输出的总谐波电压vPT1，其计算式为：
步骤4.4.3，设级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第x+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压vNT1的计算式为：
步骤4.4.4，计算出第x+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝x+1，…，N，其计算式为：
其中，VHimax1为计算过程的中间变量，其计算式为：
VHimax1＝(1-Mi)VdciA，i＝x+1，…，N
步骤4.5，当系统的工作模式为模式3时，根据步骤4.5.1至4.5.5计算出N个H桥变换器的调制波mi，为了便于描述，将第1，2，…，y个H桥变换器的调制度设定大于4/π，第y+1，…，z个H桥变换器的调制度设定介于1到4/π之间，第z+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1，y和z均为正整数且y＜z＜N；
步骤4.5.1，由于存在调制度大于4/π的H桥变换器，超出了H桥变换器的最大线性调制范围，需要重新计算出N个H桥变换器的调制度Si，i＝1，2，…，N，其计算式为：
步骤4.5.2，根据步骤4.5.1重新计算出的N个H桥变换器的调制度Si，计算出第1～z个H桥变换器的调制波mi，i＝1，2，…，z，其计算式为：
步骤4.5.3，计算出第1～z个H桥变换器输出的总谐波电压vPT2，其计算式为：
步骤4.5.4，设级联H桥光伏并网逆变器的交流输出电压不含有所补偿的谐波分量，第z+1～N个H桥变换器需要输出的总谐波电压vNT2的计算式为：
步骤4.5.5，计算出第z+1～N个H桥变换器的调制波mi，i＝z+1，…，N，其计算式为：
其中，VHimax2为计算过程中的中间变量，其计算式为：
VHimax2＝(1-Si)VdciA，i＝z+1，…，N。
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