CN112564170B - 一种级联h桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种级联H桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法，其目的是为了能够使三相共直流母线级联H桥光伏并网逆变器在光伏阵列之间输出功率严重不平衡时依然能够正常运行。步骤为：对N条公共直流母线的电压进行控制；对N条公共直流母线的输出功率指令值进行选择；对电网电流进行无静差控制；判断系统的工作模式，采用不同的调制波计算方法，计算出所有H桥的调制波；对所有三电平全桥LLC变换器的输出电压进行控制。采用这种方法，当某些H桥变换器的调制度大于1.155时系统依然能够正常运行，大幅度提高了三相共直流母线级联H桥光伏并网逆变器应对功率不平衡的能力。

Description

一种级联H桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法
技术领域
本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，具体涉及一种级联H桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法。
背景技术
根据《2019年全球可再生能源现状报告》，2018年度光伏发电新增装机容量约为100GW，其中功率等级大于5WM的光伏电站贡献了装机容量的50％左右。未来，大规模光伏电站依然会占据较多的市场份额，这是因为大功率系统每瓦的发电成本低于小功率系统，有助于实现光伏发电平价上网，更加具有商业吸引力。相比于集中式和组串式拓扑结构，三相隔离型级联H桥光伏逆变器具有突出的优势。一方面，模块化的结构可以将系统扩展到较高的电压和功率等级，仅用单台变换器就能够把整个电站连接到中高压电网，由于隔离型DC/DC变换器中的高频变压器提供了电气隔离，因此笨重的工频变压器将不再需要；另一方面，多电平的输出电压允许H桥以较低的开关频率工作，有助于提高逆变器的效率。因此，三相隔离型级联H桥光伏逆变器应用于大规模光伏电站具有较大的发展前景和市场潜力。
在所有基于级联H桥拓扑的三相高压大功率光伏并网逆变器中，有两种拓扑研究的相对较多：一种是独立直流母线拓扑结构，另一种是公共直流母线拓扑结构。独立直流母线拓扑结构指的是所有模块的输入端都各自连接一个光伏阵列，而公共直流母线拓扑结构指的是三相所有模块的输入端并联在一起形成一个公共直流母线，然后在公共直流母线上连接光伏阵列。然而，对于独立直流母线拓扑结构，每个模块都独自连接一个光伏阵列，由于所有光伏阵列的输出功率不可能完全一致，会导致相内功率不平衡和相间功率不平衡问题。相内功率不平衡会使输出功率较大的模块过调制，相间功率不平衡会导致三相逆变器的输出电流不平衡。虽然公共直流母线拓扑结构不存在相内和相间功率不平衡问题，但是该拓扑结构仅能实现一路最大功率点追踪控制，会降低系统的发电量。为了实现多路的最大功率点追踪控制，需要在公共直流母线上连接多个Boost变换器，但这会提高成本并降低系统的整体效率。考虑到独立直流母线拓扑结构与现有的公共直流母线拓扑结构存在的问题，文献“Xing Zhang，Mingda Wang，Tao Zhao，Wang Mao，Yuhua Hu，RenxianCao.Topological Comparison and Analysis of Medium-Voltage and High-PowerDirect-linked PV inverter[J].CES Transactions on Electrical Machines andSystems，2019，3(4)：327-334.(Xing Zhang，Mingda Wang，Tao Zhao，Wang Mao，Yuhua Hu，Renxian Cao，中压大功率直挂式光伏并网逆变器的拓扑比较与分析，CES电机与系统学报，2019年第3卷4期，第327页到334页)”介绍了另外一种公共直流母线级联H桥光伏并网逆变器，具体而言，A相的第一个模块与B相和C相的第一个模块的输入端口并联形成公共直流母线，A相的第二个模块与B相和C相的第二个模块的输入端口并联形成公共直流母线，以此类推，直至A相的第N模块与B相和C相的第N个模块的输入端口并联形成公共直流母线(N为三相变换器中每一相所包含的模块数目)，每个公共直流母线上再连接光伏阵列。若采用合适的控制策略，该拓扑结构不存在相间功率不平衡问题，同时能够实现N路最大功率追踪控制，因此综合性能相对较优。
然而，上述所介绍的公共直流母线级联H桥光伏并网逆变器仍存在相内模块之间的功率不平衡问题，文献“Xing Zhang，Mingda Wang，Tao Zhao，Wang Mao，Yuhua Hu，Renxian Cao.Topological Comparison and Analysis of Medium-Voltage and High-Power Direct-linked PV inverter[J].CES Transactions on Electrical Machinesand Systems，2019，3(4)：327-334.(Xing Zhang，Mingda Wang，Tao Zhao，Wang Mao，YuhuaHu，Renxian Cao，中压大功率直挂式光伏并网逆变器的拓扑比较与分析，CES电机与系统学报，2019年第3卷4期，第327页到334页)”并未对该拓扑结构的相内模块间功率不平衡问题进行详细的分析，也没有提出相关的控制策略解决这一问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题就是克服上述方案的局限性，提出一种级联H桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法，即使光伏阵列之间的输出功率严重不平衡，系统依然能够正常运行且发电量相对较高。
为了实现以上目的，本发明提供了一种级联H桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法，应用该控制方法的级联H桥光伏并网逆变器是三相光伏并网逆变器，共包含3N个模块，每个模块的结构完全相同，均由一个三电平全桥LLC变换器串联一个H桥变换器组成，其中，A相、B相和C相各包含N个模块，N为大于1的正整数；将3N个模块中任意一个模块记为模块φij，j表示相位，j＝A，B，C，i为模块在三相中的序号，i＝1，2，…，N，三相中相同序号的模块的输入端口并联在一起形成一条公共直流母线，三相光伏并网逆变器中共形成N条公共直流母线，每条公共直流母线均并联一个光伏阵列；A相、B相和C相中所有模块的交流输出端互相串联，形成三个模块串，这三个模块串的一端连接在一起形成一个公共点，另一端均分别通过滤波电感连接到三相星型连接的电网；
其特征在于，所述的功率均衡控制方法包括N条公共直流母线的电压控制、参考功率选择、电网电流控制、基于工作模式判断的调制波计算和三电平全桥LLC变换器输出电压控制，具体步骤如下：
步骤1，N条公共直流母线的电压控制
步骤1.1，分别对N条公共直流母线的电压以及每条公共直流母线上并联的光伏阵列的输出电流进行采样，得到N条公共直流母线的电压采样值VDi和对应的N个光伏阵列的输出电流采样值IDi，i＝1，2，…，N；
步骤1.2，根据步骤1.1得到的N条公共直流母线的电压采样值VDi和N个光伏阵列的输出电流采样值IDi，分别对N个光伏阵列进行最大功率点追踪控制，得到N个光伏阵列的最大功率点电压
Figure BDA0002830180340000033
i＝1，2，…，N；
步骤1.3，使用二阶带阻滤波器对步骤1.1得到的N条公共直流母线的电压采样值VDi进行滤波，并将滤波后的N条公共直流母线的电压采样值记为VDi_A，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000031
其中，s为拉普拉斯算子，Q表示滤波器的品质因数，ω0表示滤波器的固有角频率；
步骤1.4，将步骤1.2得到的N个光伏阵列的最大功率点电压
Figure BDA0002830180340000032
作为N条公共直流母线电压的参考值，使用N个相同的电压调节器分别对滤波后的N条公共直流母线的电压采样值VDi_A进行控制，N个电压调节器的输出分别为N个参考电流信号ICi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000041
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数；
步骤1.5，将滤波后的N条公共直流母线的电压采样值VDi_A和步骤1.4得到的N个参考电流信号ICi相乘，分别得到N条公共直流母线传输的有功功率PMi，其计算式为：
PMi＝VDi_AICi，i＝1，2，…，N
步骤2，参考功率选择
步骤2.1，分别对A相、B相和C相的所有H桥变换器的直流母线电容电压进行采样，得到以下数据：N个A相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHAi、N个B相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHBi、N个C相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi，i＝1，2，…，N；
步骤2.2，使用二阶带阻滤波器分别对A相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHAi、B相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHBi、C相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi进行滤波，并将滤波后的A相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值记为VHAi_A，滤波后的B相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值记为VHBi_A，滤波后的C相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi_A，其计算式分别为：
Figure BDA0002830180340000042
Figure BDA0002830180340000043
Figure BDA0002830180340000044
步骤2.3，计算出N条公共直流母线实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PMT，计算式分别为：
Figure BDA0002830180340000051
Figure BDA0002830180340000052
其中，
Figure BDA0002830180340000053
为级联H桥光伏并网逆变器在上一个控制周期中计算出的A相第i个H桥变换器的调制度；
PRi为第i条公共直流母线实际能够传输的最大有功功率，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000054
Figure BDA0002830180340000055
为级联H桥光伏并网逆变器在上一控制周期的直流侧向交流侧实际传输的总有功功率，
Figure BDA0002830180340000056
为级联H桥光伏并网逆变器在上一控制周期的交流输出基波电压的幅值；
步骤3，电网电流控制
步骤3.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值vgA，vgB，vgC和三相电网电流的采样值igA，igB，igC；
步骤3.2，使用数字锁相环对步骤3.1得到的三相电网电压的采样值vgA，vgB，vgC进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω以及电网相电压的幅值Vg；通过同步旋转坐标变换将步骤3.1中采样得到的三相电网电压vgA，vgB，vgC转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量ed和电网电压无功分量eq；通过同步旋转坐标变换将步骤3.1中得到的三相电网电流的采样值igA，igB，igC转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq；
电网电压有功分量ed和电网电压无功分量eq的计算式为：
Figure BDA0002830180340000057
电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq的计算式为：
Figure BDA0002830180340000061
步骤3.3，根据步骤2.3得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PMT以及步骤3.2得到的电网相电压幅值Vg，计算出有功电流参考值
Figure BDA0002830180340000062
其计算式为：
Figure BDA0002830180340000063
步骤3.4，根据级联H桥光伏并网逆变器需要发出的总无功功率QMT以及步骤3.2得到的电网相电压幅值Vg，计算出无功电流参考值
Figure BDA0002830180340000064
其计算式为：
Figure BDA0002830180340000065
步骤3.5，分别使用有功电流调节器和无功电流调节器将电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq控制为有功电流参考值
Figure BDA0002830180340000066
和无功电流参考值
Figure BDA0002830180340000067
并得到有功电流调节器的输出值Δvd和无功电流调节器的输出值Δvq，其计算式分别为：
Figure BDA0002830180340000068
其中，KiP1为有功电流调节器的比例系数，KiI1为有功电流调节器的积分系数；KiP2为无功电流调节器的比例系数，KiI2为无功电流调节器的积分系数；
步骤3.6，计算得到有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000069
其中，其中Lf为滤波电感；
步骤3.7，根据步骤3.6得到的有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，计算出级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值VC、级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压与电网电压的夹角α，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000071
其中，arctan(vq/vd)表示vq/vd的反正切值；
步骤4，工作模式判断以及调制波计算
步骤4.1，根据步骤1.5得到的N条公共直流母线传输的有功功率PMi，步骤2.2得到的滤波后的A相所有H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHAi_A，滤波后的B相所有H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHBi_A，滤波后的C相所有H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi_A，步骤2.3得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PMT，以及步骤3.7得到的级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值VC，计算出A相N个H桥变换器的调制度SAi，B相N个H桥变换器的调制度SBi，和C相N个H桥变换器的调制度SCi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000072
步骤4.2，根据步骤4.1计算得到的A相N个H桥变换器的调制度SAi判断A相的工作模式：若A相N个H桥变换器的调制度SAi都不大于1.155，A相的工作模式记为模式1，执行步骤4.3；否则，A相的工作模式记为模式2，执行步骤4.4；
步骤4.3，当A相的工作模式为模式1时，直接计算出A相N个H桥变换器的调制波mAi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000073
步骤4.4，当A相的工作模式为模式2时，根据步骤4.4.1和步骤4.4.2计算出A相N个H桥变换器的调制波mAi，为了便于描述，将A相第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定大于1.155，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1.155，x为小于N的正整数；
步骤4.4.1，由于存在调制度大于1.155的H桥变换器，需要重新计算出A相N个H桥变换器的调制度MAi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000081
步骤4.4.2，根据步骤4.4.1重新计算出的A相N个H桥变换器的调制度MAi，计算出A相N个H桥变换器的调制波mAi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000082
步骤4.5，根据步骤4.1计算得到的B相N个H桥变换器的调制度SBi判断B相的工作模式：若B相N个H桥变换器的调制度SBi都不大于1.155，B相的工作模式记为模式1，执行步骤4.6；否则，B相的工作模式记为模式2，执行步骤4.7；
步骤4.6，当B相的工作模式为模式1时，直接计算出B相N个H桥变换器的调制波mBi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000083
步骤4.7，当B相的工作模式为模式2时，根据步骤4.7.1和4.7.2计算出B相N个H桥变换器的调制波mBi，为了便于描述，将B相第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定大于1.155，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1.155，x为小于N的正整数；
步骤4.7.1，由于存在调制度大于1.155的H桥变换器，需要重新计算出B相N个H桥变换器的调制度MBi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000084
步骤4.7.2，根据步骤4.7.1重新计算出的B相N个H桥变换器的调制度MBi，计算出B相N个H桥变换器的调制波mBi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000091
步骤4.8，根据步骤4.1计算得到的C相N个H桥变换器的调制度SCi判断C相的工作模式：若C相N个H桥变换器的调制度SCi都不大于1.155，C相的工作模式记为模式1，执行步骤4.9；否则，C相的工作模式记为模式2，执行步骤4.10；
步骤4.9，当C相的工作模式为模式1时，直接计算出C相N个H桥变换器的调制波mCi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000092
步骤4.10，当C相的工作模式为模式2时，根据步骤4.10.1和4.10.2计算出C相N个H桥变换器的调制波mCi，为了便于描述，将C相第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定大于1.155，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1.155，x为小于N的正整数；
步骤4.10.1，由于存在调制度大于1.155的H桥变换器，需要重新计算出C相N个H桥变换器的调制度MCi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000093
步骤4.10.2，根据步骤4.10.1重新计算出的C相N个H桥变换器的调制度MCi，计算出C相N个H桥变换器的调制波mCi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000094
步骤5，三电平全桥LLC变换器输出电压控制
使用LLC电压控制器将步骤2.2得到的滤波后的A相所有H桥变换器直流母线电容电压采样值VHAi_A控制为VDi_A/NT，使用LLC电压控制器将步骤2.2得到的滤波后的B相所有H桥变换器直流母线电容电压采样值VHBi_A控制为VDi_A/NT，使用LLC电压控制器将步骤2.2得到的滤波后的C相所有H桥变换器直流母线电容电压采样值VHCi_A控制为VDi_A/NT，得到A相所有三电平全桥LLC变换器的开关频率fAi、B相所有三电平全桥LLC变换器的开关频率fBi和C相所有三电平全桥LLC变换器的开关频率fCi，其计算式分别如下：
Figure BDA0002830180340000101
Figure BDA0002830180340000102
Figure BDA0002830180340000103
其中，NT是三电平全桥LLC变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，KDP为LLC电压控制器的比例系数，KDI为LLC电压控制器的积分系数。
本发明相对现有技术的有益效果是：
1、不存在相间功率不平衡问题，并且三相变换器对应位置的模块传输的有功功率相同；
2、即使光伏阵列之间的输出功率严重不平衡，系统依然能够正常运行；
3、当光伏阵列之间的输出功率轻度不平衡时，所有光伏阵列都能工作在自身的最大功率点；当光伏阵列之间的输出功率严重不平衡时，输出功率较大的光伏阵列退出最大功率点运行，而输出功率较小的光伏阵列依然工作在自身的最大功率点，能保证系统正常运行的同时最大化系统的发电量。
附图说明
图1是本发明实施的级联H桥光伏并网逆变器的拓扑结构。
图2是本发明实施的级联H桥光伏并网逆变器的A相的第一个模块的电路结构图。
图3是本发明实施的级联H桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法的框图。
图4是本发明实施的级联H桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法的流程图。
图5是以A相包含两个模块为例本发明实施的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略的输出波形示意图。
图6是采用本发明实施的三电平全桥LLC变换器的变频调制策略时A相第一个模块中LLC变换器的开关器件驱动波形示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明做进一步清楚且完整地描述。
图1是本发明实施例中级联H桥并网逆变器的拓扑结构，由图中可见，应用该控制方法的级联H桥光伏并网逆变器是三相光伏并网逆变器，共包含3N个模块，每个模块的结构完全相同，均由一个三电平全桥LLC变换器串联一个H桥变换器组成，其中，A相、B相和C相各包含N个模块，N为大于1的正整数；将3N个模块中任意一个模块记为模块φij，j表示相位，j＝A，B，C，i为模块在三相中的序号，i＝1，2，…，N，三相中相同序号的模块的输入端口并联在一起形成一条公共直流母线，三相光伏并网逆变器中共形成N条公共直流母线，每条公共直流母线均并联一个光伏阵列；A相、B相和C相中所有模块的交流输出端互相串联，形成三个模块串，这三个模块串的一端连接在一起形成一个公共点，另一端均分别通过滤波电感连接到三相星型连接的电网。
图1中，vgA，vgB，vgC表示三相电网电压的采样值，igA，igB，igC表示三相电网电压的采样值，也是本发明实施的级联H桥光伏并网逆变器的输出电流，Lf表示滤波电感。CHAi表示A相第i个模块的H桥变换器的直流母线电容，CHBi表示B相第i个模块的H桥变换器的直流母线电容，CHCi表示C相第i个模块的H桥变换器的直流母线电容，i＝1，2，…，N。VHAi表示A相第i个模块的H桥变换器的直流母线电容电压的采样值，VHBi表示B相第i个模块的H桥变换器的直流母线电容电压的采样值，VHCi表示C相第i个模块的H桥变换器的直流母线电容电压的采样值，i＝1，2，…，N。CDi表示第i个光伏阵列的直流母线电容，IDi表示第i个光伏阵列的输出电流采样值，VDi表示第i个公共直流母线的电压采样值，i＝1，2，…，N。
图2是本发明实施的三相光伏并网逆变器的A相的第一个模块的电路结构图。主开关管QA11～QA14(包括反并联二极管以及等效电容)，分压电容CdA11和CdA12，续流二极管DA11和DA12以及飞跨电容CsA11组成三电平LLC的左桥臂；QA15～QA18(包括反并联二极管以及等效电容)，分压电容CdA11和CdA12，续流二极管DA13和DA14以及飞跨电容CSA12组成三电平LLC的右桥臂。LrA1、CrA1以及LmA1分别代表LLC变换器谐振电感、谐振电容和励磁电感；TrA1代表变压器，原边绕组的匝数是副边绕组匝数的NT倍。DRA11～DRA14表示输出整流二极管，H桥变换器由TA11～TA14组成，CHA1表示H桥变换器直流母线电容，VHA1表示H桥变换器的直流母线电容电压的采样值。
图3是本发明实施的级联H桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法的框图。由该图可见，它包括使用数字锁相环对电网电压(vgA，vgB，vgC)进行锁相以及对电网电压(vgA，vgB，vgC)以及电网电流(igA，igB，igC)进行同步旋转坐标变换(也就是从自然坐标系转换到同步旋转坐标系，abc/dq)、N条公共直流母线的电压控制、参功率选择、电网电流控制、工作模式判断以及调制波计算、A相三电平全桥LLC变换器输出电压控制、B相三电平全桥LLC变换器输出电压控制和C相三电平全桥LLC变换器输出电压控制。
图4是本发明实施的级联H桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法的流程图。参见图1、图2、图3和图4，本发明所述的功率均衡控制方法包括N条公共直流母线的电压控制、参考功率选择、电网电流控制、基于工作模式判断的调制波计算和三电平全桥LLC变换器输出电压控制，具体的的实施过程如下：
步骤1，N条公共直流母线的电压控制
步骤1.1，分别对N条公共直流母线的电压以及每条公共直流母线上并联的光伏阵列的输出电流进行采样，得到N条公共直流母线的电压采样值VDi和对应的N个光伏阵列的输出电流采样值IDi，i＝1，2，…，N；
本实施例中，为了省去工频隔离型变压器直接与35kV中压电网连接，三相的模块数目N应设计为32到40之间。
步骤1.2，根据步骤1.1得到的N条公共直流母线的电压采样值VDi和N个光伏阵列的输出电流采样值IDi，分别对N个光伏阵列进行最大功率点追踪控制，得到N个光伏阵列的最大功率点电压
Figure BDA0002830180340000121
i＝1，2，…，N；
步骤1.3，使用二阶带阻滤波器对步骤1.1得到的N条公共直流母线的电压采样值VDi进行滤波，并将滤波后的N条公共直流母线的电压采样值记为VDi_A，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000131
其中，s为拉普拉斯算子，Q表示滤波器的品质因数，ω0表示滤波器的固有角频率。本实施例中，ω0＝628rad/s，Q＝0.707。之所以ω0＝628rad/s，是因为当三相电网电压的频率为50Hz时，会在所有三电平全桥LLC变换器的输入母线电容上产生100Hz的电压波动。因此，这里采用二阶带阻滤波器主要是为了滤除三电平全桥LLC变换器的直流母线电容上的100Hz电压纹波。
步骤1.4，将步骤1.2得到的N个光伏阵列的最大功率点电压
Figure BDA0002830180340000132
作为N条公共直流母线电压的参考值，使用N个相同的电压调节器分别对滤波后的N条公共直流母线的电压采样值VDi_A进行控制，N个电压调节器的输出分别为N个参考电流信号ICi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000133
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数。本实施例中，KVP＝5，KVI＝250。通过将滤波后的N条公共直流母线的电压采样值VDi_A控制为N个光伏阵列的最大功率点电压
Figure BDA0002830180340000134
可以最大程度地获得光伏阵列的输出功率。
步骤1.5，将滤波后的N条公共直流母线的电压采样值VDi_A和步骤1.4得到的N个参考电流信号ICi相乘，分别得到N个模块输出的有功功率PMi，其计算式为：
PMi＝VDi_AICi，i＝1，2，…，N
步骤2，参考功率选择
步骤2.1，分别对A相、B相和C相的所有H桥变换器的直流母线电容电压进行采样，得到以下数据：N个A相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHAi、N个B相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHBi、N个C相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi，i＝1，2，…，N。
步骤2.2，使用二阶带阻滤波器分别对A相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHAi、B相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHBi、C相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi进行滤波，并将滤波后的A相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值记为VHAi_A，滤波后的B相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值记为VHBi_A，滤波后的C相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi_A，其计算式分别为：
Figure BDA0002830180340000141
Figure BDA0002830180340000142
Figure BDA0002830180340000143
本实施例中，ω0＝628rad/s，Q＝0.707。之所以ω0＝628rad/s，是因为当三相电网电压的频率为50Hz时，会在所有H桥变换器的直流母线电容上产生100Hz的电压波动。因此，这里采用二阶电阻滤波器主要是为了滤除H桥变换器的直流母线电容上的100Hz电压纹波。
步骤2.3，计算出N条公共直流母线实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PMT，计算式分别为：
Figure BDA0002830180340000144
Figure BDA0002830180340000145
其中，
Figure BDA0002830180340000146
为级联H桥光伏并网逆变器在上一个控制周期中计算出的A相第i个H桥变换器的调制度；
PRi为第i条公共直流母线实际能够传输的最大有功功率，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000147
Figure BDA0002830180340000148
为级联H桥光伏并网逆变器在上一控制周期的直流侧向交流侧实际传输的总有功功率，
Figure BDA0002830180340000149
为级联H桥光伏并网逆变器在上一控制周期的交流输出基波电压的幅值。
根据Pi的计算可知，对于调制度大于1.155的H桥变换器，其参考功率并未使用电压调节器的输出值计算，而是直接设定其实际传输的功率。因此，调制度大于1.155的H桥变换器的直流母线电容电压并没有直接被控制。此外，在计算N条公共直流母线实际能够传输的有功功率时，使用了级联H桥光伏并网逆变器在上一控制周期的交流输出基波电压的幅值
Figure BDA0002830180340000151
和级联H桥光伏并网逆变器在上一控制周期的直流侧向交流侧实际传输的总有功功率
Figure BDA0002830180340000152
也就是说，整个系统的控制会有一拍的延迟。
步骤3，电网电流控制
步骤3.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值vgA，vgB，vgC和三相电网电流的采样值igA，igB，igC。
步骤3.2，使用数字锁相环对步骤3.1得到的三相电网电压的采样值vgA，vgB，vgC进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω以及电网相电压的幅值Vg；通过同步旋转坐标变换将步骤3.1中采样得到的三相电网电压vgA，vgB，vgC转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量ed和电网电压无功分量eq；通过同步旋转坐标变换将步骤3.1中得到的三相电网电流的采样值igA，igB，igC转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq。
通常，获得三相电网电压的相位角有很多种方法，但是在光伏并网发电场合中常用的方法有两种，分别为解耦双同步参考坐标系锁相环和双二阶广义积分器锁相环，它们分别对应并网功率变换器同步和静止控制器的实现。解耦双同步参考坐标系锁相环检测到的基本变量是相角，而双二阶广义积分器锁相环检测到的基本变量是电网频率。电网频率比电网相位角更加稳定，所以在暂态故障下，双二阶广义积分器锁相环比双同步参考坐标系锁相环具有更加平滑的相应。
电网电压有功分量ed和电网电压无功分量eq的计算式为：
Figure BDA0002830180340000153
电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq的计算式为：
Figure BDA0002830180340000161
步骤3.3，根据步骤2.3得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PMT以及步骤3.2得到的电网相电压幅值Vg，计算出有功电流参考值
Figure BDA0002830180340000162
其计算式为：
Figure BDA0002830180340000163
步骤3.4，根据级联H桥光伏并网逆变器需要发出的总无功功率QMT以及步骤3.2得到的电网相电压幅值Vg，计算出无功电流参考值
Figure BDA0002830180340000164
其计算式为：
Figure BDA0002830180340000165
步骤3.5，分别使用有功电流调节器和无功电流调节器将电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq控制为有功电流参考值
Figure BDA0002830180340000166
和无功电流参考值
Figure BDA0002830180340000167
并得到有功电流调节器的输出值Δvd和无功电流调节器的输出值Δvq，其计算式分别为：
Figure BDA0002830180340000168
其中，KiP1为有功电流调节器的比例系数，KiI1为有功电流调节器的积分系数；KiP2为无功电流调节器的比例系数，KiI2为无功电流调节器的积分系数；本实施例中KiP1＝1.8，KiI1＝200，KiP2＝1.8，KiI2＝200。
步骤3.6，计算得到有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000169
其中，其中Lf为滤波电感。
步骤3.7，根据步骤3.6得到的有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，计算出级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值VC、级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压与电网电压的夹角α，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000171
其中，arctan(vq/vd)表示vq/vd的反正切值。
步骤4，工作模式判断以及调制波计算
步骤4.1，根据步骤1.5得到的N条公共直流母线传输的有功功率PMi，步骤2.2得到的滤波后的A相所有H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHAi_A，滤波后的B相所有H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHBi_A，滤波后的C相所有H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi_A，步骤2.3得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PMT，以及步骤3.7得到的级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值VC，计算出A相N个H桥变换器的调制度SAi，B相N个H桥变换器的调制度SBi，和C相N个H桥变换器的调制度SCi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000172
步骤4.2，根据步骤4.1计算得到的A相N个H桥变换器的调制度SAi判断A相的工作模式：若A相N个H桥变换器的调制度SAi都不大于1.155，A相的工作模式记为模式1，执行步骤4.3；否则，A相的工作模式记为模式2，执行步骤4.4；
这一步骤主要是根据A相N个H桥变换器的调制度SAi判断系统的工作模式，在不同的工作模式下，调制波mAi的计算方法也有所不同；若系统工作于模式1，接下来仅执行步骤4.3，而步骤4.4将不再执行；若系统工作于模式2，接下来仅执行步骤4.4，而步骤4.3将不再执行。
步骤4.3，当A相的工作模式为模式1时，直接计算出A相N个H桥变换器的调制波mAi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000181
步骤4.4，当A相的工作模式为模式2时，根据步骤4.4.1和步骤4.4.2计算出A相N个H桥变换器的调制波mAi，为了便于描述，将A相第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定大于1.155，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1.155，x为小于N的正整数。
步骤4.4.1，由于存在调制度大于1.155的H桥变换器，需要重新计算出A相N个H桥变换器的调制度MAi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000182
步骤4.4.2，根据步骤4.4.1重新计算出的A相N个H桥变换器的调制度MAi，计算出A相N个H桥变换器的调制波mAi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000183
步骤4.5，根据步骤4.1计算得到的B相N个H桥变换器的调制度SBi判断B相的工作模式：若B相N个H桥变换器的调制度SBi都不大于1.155，B相的工作模式记为模式1，执行步骤4.6；否则，B相的工作模式记为模式2，执行步骤4.7。
这一步骤主要是根据B相N个H桥变换器的调制度SBi判断系统的工作模式，在不同的工作模式下，调制波mBi的计算方法也有所不同；若系统工作于模式1，接下来仅执行步骤4.6，而步骤4.7将不再执行；若系统工作于模式2，接下来仅执行步骤4.7，而步骤4.6将不再执行。
步骤4.6，当B相的工作模式为模式1时，直接计算出B相N个H桥变换器的调制波mBi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000184
步骤4.7，当B相的工作模式为模式2时，根据步骤4.7.1和4.7.2计算出B相N个H桥变换器的调制波mBi，为了便于描述，将B相第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定大于1.155，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1.155，x为小于N的正整数。
步骤4.7.1，由于存在调制度大于1.155的H桥变换器，需要重新计算出B相N个H桥变换器的调制度MBi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000191
步骤4.7.2，根据步骤4.7.1重新计算出的B相N个H桥变换器的调制度MBi，计算出B相N个H桥变换器的调制波mBi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000192
步骤4.8，根据步骤4.1计算得到的C相N个H桥变换器的调制度SCi判断C相的工作模式：若C相N个H桥变换器的调制度SCi都不大于1.155，C相的工作模式记为模式1，执行步骤4.9；否则，C相的工作模式记为模式2，执行步骤4.10。
这一步骤主要是根据C相N个H桥变换器的调制度SCi判断系统的工作模式，在不同的工作模式下，调制波mCi的计算方法也有所不同；若系统工作于模式1，接下来仅执行步骤4.9，而步骤4.10将不再执行；若系统工作于模式2，接下来仅执行步骤4.10，而步骤4.9将不再执行。
步骤4.9，当C相的工作模式为模式1时，直接计算出C相N个H桥变换器的调制波mCi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000193
步骤4.10，当C相的工作模式为模式2时，根据步骤4.10.1和4.10.2计算出C相N个H桥变换器的调制波mCi，为了便于描述，将C相第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定大于1.155，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1.155，x为小于N的正整数。
步骤4.10.1，由于存在调制度大于1.155的H桥变换器，需要重新计算出C相N个H桥变换器的调制度MCi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000201
步骤4.10.2，根据步骤4.10.1重新计算出的C相N个H桥变换器的调制度MCi，计算出C相N个H桥变换器的调制波mCi，其计算式为：
Figure BDA0002830180340000202
计算出所有H桥变换器的调制波后，采用载波移相正弦波脉冲宽度调制策略可以得到所有H桥变换器的开关驱动信号。所述的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略指的是级联H桥变换器普遍运用的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略，这是级联H桥变换器中使用较多且较为成熟的技术。很有文献对载波移相正弦波脉冲宽度调制都有详细地描述，如周京华和陈亚爱2013年在机械工业出版社出版的专著《高性能级联型多电平变换器原理及应用》中的第84-88页。图6是以A相包含两个模块为例本发明实施的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略的输出波形示意图，图中mA1与mA2分别表示A相第一个和第二个H桥变换器的调制波，vc1与vc2分别表示A相第一个和第二个H桥变换器的载波，vHO1与vHO2分别表示A相第一个和第二个H桥变换器的交流输出电压，vHAT表示A相变换器输出的总电压。从图中可以看出，vc2的相位角相比于vc1滞后π/2，即载波之间存在相移。vHO1与vHO2均为三电平的波形，而vHAT为五电平的阶梯波。根据载波移相正弦波脉冲宽度调制策略，对于含有N个H桥模块的变换器，每个模块的载波之间相位差均为π/N。图5是以两个H桥模块为例介绍载波移相正弦波脉冲宽度调制，因此载波之间的相位差为π/2。
步骤5，三电平全桥LLC变换器输出电压控制
使用LLC电压控制器将步骤2.2得到的滤波后的A相所有H桥变换器直流母线电容电压采样值VHAi_A控制为VDi_A/NT，使用LLC电压控制器将步骤2.2得到的滤波后的B相所有H桥变换器直流母线电容电压采样值VHBi_A控制为VDi_A/NT，使用LLC电压控制器将步骤2.2得到的滤波后的C相所有H桥变换器直流母线电容电压采样值VHCi_A控制为VDi_A/NT，得到A相所有三电平全桥LLC变换器的开关频率fAi、B相所有三电平全桥LLC变换器的开关频率fBi和C相所有三电平全桥LLC变换器的开关频率fCi，其计算式分别如下：
Figure BDA0002830180340000211
Figure BDA0002830180340000212
Figure BDA0002830180340000213
其中，NT是三电平全桥LLC变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，KDP为LLC电压控制器的比例系数，KDI为LLC电压控制器的积分系数。本实施例中，KDP＝50，KDI＝10000。
很有文献对三电平全桥LLC变换器的变频调制策略已有详细地描述，如W.Chen，Y.Gu，and Z.Lu，“A novel three level full bridge resonant dc-dc convertersuitable for high power wide range input applications，”in APEC 07-Twenty-Second Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，Anaheim，CA，USA，Feb.25-Mar.1，2007.(W.Chen，Y.Gu，和Z.Lu，一种适用于大功率宽范围输入的新型三电平全桥谐振dc-dc变换器，APEC07第二十二届IEEE应用电力电子会议与博览会，2007年2月)。图6是采用本发明实施的三电平全桥LLC变换器的变频调制策略时A相第一个模块中LLC变换器的开关器件驱动波形示意图。可以看出，在每个开关周期1/fA1内，外开关管Q11和Q18相比于内开关管Q12和Q17晚开通To1时间，早关断TF1时间；外开关管Q14和Q15相比于内开关管Q13和Q16晚开通To1时间，早关断TF1时间。

Claims (1)

1.一种级联H桥光伏并网逆变器的功率均衡控制方法，应用该控制方法的级联H桥光伏并网逆变器是三相光伏并网逆变器，共包含3N个模块，每个模块的结构完全相同，均由一个三电平全桥LLC变换器串联一个H桥变换器组成，其中，A相、B相和C相各包含N个模块，N为大于1的正整数；将3N个模块中任意一个模块记为模块φij，j表示相位，j＝A，B，C，i为模块在三相中的序号，i＝1，2，…，N，三相中相同序号的模块的输入端口并联在一起形成一条公共直流母线，三相光伏并网逆变器中共形成N条公共直流母线，每条公共直流母线均并联一个光伏阵列；A相、B相和C相中所有模块的交流输出端互相串联，形成三个模块串，这三个模块串的一端连接在一起形成一个公共点，另一端均分别通过滤波电感连接到三相星型连接的电网；
其特征在于，所述的功率均衡控制方法包括N条公共直流母线的电压控制、参考功率选择、电网电流控制、基于工作模式判断的调制波计算和三电平全桥LLC变换器输出电压控制，具体步骤如下：
步骤1，N条公共直流母线的电压控制
步骤1.1，分别对N条公共直流母线的电压以及每条公共直流母线上并联的光伏阵列的输出电流进行采样，得到N条公共直流母线的电压采样值VDi和对应的N个光伏阵列的输出电流采样值IDi，i＝1，2，…，N；
步骤1.2，根据步骤1.1得到的N条公共直流母线的电压采样值VDi和N个光伏阵列的输出电流采样值IDi，分别对N个光伏阵列进行最大功率点追踪控制，得到N个光伏阵列的最大功率点电压
Figure FDA0002830180330000011
步骤1.3，使用二阶带阻滤波器对步骤1.1得到的N条公共直流母线的电压采样值VDi进行滤波，并将滤波后的N条公共直流母线的电压采样值记为VDi_A，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000012
其中，s为拉普拉斯算子，Q表示滤波器的品质因数，ω0表示滤波器的固有角频率；
步骤1.4，将步骤1.2得到的N个光伏阵列的最大功率点电压
Figure FDA0002830180330000013
作为N条公共直流母线电压的参考值，使用N个相同的电压调节器分别对滤波后的N条公共直流母线的电压采样值VDi_A进行控制，N个电压调节器的输出分别为N个参考电流信号ICi，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000021
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数；
步骤1.5，将滤波后的N条公共直流母线的电压采样值VDi_A和步骤1.4得到的N个参考电流信号ICi相乘，分别得到N条公共直流母线传输的有功功率PMi，其计算式为：
PMi＝VDi_AICi，i＝1，2，...，N
步骤2，参考功率选择
步骤2.1，分别对A相、B相和C相的所有H桥变换器的直流母线电容电压进行采样，得到以下数据：N个A相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHAi、N个B相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHBi、N个C相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi，i＝1，2，…，N；
步骤2.2，使用二阶带阻滤波器分别对A相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHAi、B相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHBi、C相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi进行滤波，并将滤波后的A相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值记为VHAi_A，滤波后的B相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值记为VHBi_A，滤波后的C相H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi_A，其计算式分别为：
Figure FDA0002830180330000022
Figure FDA0002830180330000023
Figure FDA0002830180330000024
步骤2.3，计算出N条公共直流母线实际能够传输的有功功率Pi以及级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PMT，计算式分别为：
Figure FDA0002830180330000031
Figure FDA0002830180330000032
其中，
Figure FDA0002830180330000033
为级联H桥光伏并网逆变器在上一个控制周期中计算出的A相第i个H桥变换器的调制度；
PRi为第i条公共直流母线实际能够传输的最大有功功率，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000034
Figure FDA0002830180330000035
为级联H桥光伏并网逆变器在上一控制周期的直流侧向交流侧实际传输的总有功功率，
Figure FDA0002830180330000036
为级联H桥光伏并网逆变器在上一控制周期的交流输出基波电压的幅值；
步骤3，电网电流控制
步骤3.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值vgA，vgB，vgC和三相电网电流的采样值igA，igB，igC；
步骤3.2，使用数字锁相环对步骤3.1得到的三相电网电压的采样值vgA，vgB，vgC进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω以及电网相电压的幅值Vg；通过同步旋转坐标变换将步骤3.1中采样得到的三相电网电压vgA，vgB，vgC转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量ed和电网电压无功分量eq；通过同步旋转坐标变换将步骤3.1中得到的三相电网电流的采样值igA，igB，igC转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq；
电网电压有功分量ed和电网电压无功分量eq的计算式为：
Figure FDA0002830180330000037
电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq的计算式为：
Figure FDA0002830180330000041
步骤3.3，根据步骤2.3得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PMT以及步骤3.2得到的电网相电压幅值Vg，计算出有功电流参考值
Figure FDA0002830180330000042
其计算式为：
Figure FDA0002830180330000043
步骤3.4，根据级联H桥光伏并网逆变器需要发出的总无功功率QMT以及步骤3.2得到的电网相电压幅值Vg，计算出无功电流参考值
Figure FDA0002830180330000044
其计算式为：
Figure FDA0002830180330000045
步骤3.5，分别使用有功电流调节器和无功电流调节器将电网电流有功分量id和电网电流无功分量ig控制为有功电流参考值
Figure FDA0002830180330000046
和无功电流参考值
Figure FDA0002830180330000047
并得到有功电流调节器的输出值Δvd和无功电流调节器的输出值Δvq，其计算式分别为：
Figure FDA0002830180330000048
其中，KiP1为有功电流调节器的比例系数，KiI1为有功电流调节器的积分系数；KiP2为无功电流调节器的比例系数，KiI2为无功电流调节器的积分系数；
步骤3.6，计算得到有功调制电压的幅值νd和无功调制电压的幅值vq，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000049
其中，其中Lf为滤波电感；
步骤3.7，根据步骤3.6得到的有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，计算出级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值VC、级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压与电网电压的夹角α，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000051
其中，arctan(vq/νd)表示vq/νd的反正切值；
步骤4，工作模式判断以及调制波计算
步骤4.1，根据步骤1.5得到的N条公共直流母线传输的有功功率PMi，步骤2.2得到的滤波后的A相所有H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHAi_A，滤波后的B相所有H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHBi_A，滤波后的C相所有H桥变换器的直流母线电容电压的采样值VHCi_A，步骤2.3得到的级联H桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧实际传输的总有功功率PMT，以及步骤3.7得到的级联H桥光伏并网逆变器的交流输出基波电压的幅值VC，计算出A相N个H桥变换器的调制度SAi，B相N个H桥变换器的调制度SBi，和C相N个H桥变换器的调制度SCi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000052
步骤4.2，根据步骤4.1计算得到的A相N个H桥变换器的调制度SAi判断A相的工作模式：若A相N个H桥变换器的调制度SAi都不大于1.155，A相的工作模式记为模式1，执行步骤4.3；否则，A相的工作模式记为模式2，执行步骤4.4；
步骤4.3，当A相的工作模式为模式1时，直接计算出A相N个H桥变换器的调制波mAi，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000053
步骤4.4，当A相的工作模式为模式2时，根据步骤4.4.1和步骤4.4.2计算出A相N个H桥变换器的调制波mAi，为了便于描述，将A相第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定大于1.155，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1.155，x为小于N的正整数；
步骤4.4.1，由于存在调制度大于1.155的H桥变换器，需要重新计算出A相N个H桥变换器的调制度MAi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000061
步骤4.4.2，根据步骤4.4.1重新计算出的A相N个H桥变换器的调制度MAi，计算出A相N个H桥变换器的调制波mAi，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000062
步骤4.5，根据步骤4.1计算得到的B相N个H桥变换器的调制度SBi判断B相的工作模式：若B相N个H桥变换器的调制度SBi都不大于1.155，B相的工作模式记为模式1，执行步骤4.6；否则，B相的工作模式记为模式2，执行步骤4.7；
步骤4.6，当B相的工作模式为模式1时，直接计算出B相N个H桥变换器的调制波mBi，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000063
步骤4.7，当B相的工作模式为模式2时，根据步骤4.7.1和4.7.2计算出B相N个H桥变换器的调制波mBi，为了便于描述，将B相第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定大于1.155，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1.155，x为小于N的正整数；
步骤4.7.1，由于存在调制度大于1.155的H桥变换器，需要重新计算出B相N个H桥变换器的调制度MBi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000064
步骤4.7.2，根据步骤4.7.1重新计算出的B相N个H桥变换器的调制度MBi，计算出B相N个H桥变换器的调制波mBi，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000071
步骤4.8，根据步骤4.1计算得到的C相N个H桥变换器的调制度SCi判断C相的工作模式：若C相N个H桥变换器的调制度SCi都不大于1.155，C相的工作模式记为模式1，执行步骤4.9；否则，C相的工作模式记为模式2，执行步骤4.10；
步骤4.9，当C相的工作模式为模式1时，直接计算出C相N个H桥变换器的调制波mCi，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000072
步骤4.10，当C相的工作模式为模式2时，根据步骤4.10.1和4.10.2计算出C相N个H桥变换器的调制波mCi，为了便于描述，将C相第1，2，…，x个H桥变换器的调制度设定大于1.155，第x+1，…，N个H桥变换器的调制度设定不大于1.155，x为小于N的正整数；
步骤4.10.1，由于存在调制度大于1.155的H桥变换器，需要重新计算出C相N个H桥变换器的调制度MCi，i＝1，2，…，N，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000073
步骤4.10.2，根据步骤4.10.1重新计算出的C相N个H桥变换器的调制度MCi，计算出C相N个H桥变换器的调制波mCi，其计算式为：
Figure FDA0002830180330000074
步骤5，三电平全桥LLC变换器输出电压控制
使用LLC电压控制器将步骤2.2得到的滤波后的A相所有H桥变换器直流母线电容电压采样值VHAi_A控制为VDi_A/NT，使用LLC电压控制器将步骤2.2得到的滤波后的B相所有H桥变换器直流母线电容电压采样值VHBi_A控制为VDi_A/NT，使用LLC电压控制器将步骤2.2得到的滤波后的C相所有H桥变换器直流母线电容电压采样值VHCi_A控制为VDi_A/NT，得到A相所有三电平全桥LLC变换器的开关频率fAi、B相所有三电平全桥LLC变换器的开关频率fBi和C相所有三电平全桥LLC变换器的开关频率fCi，其计算式分别如下：
Figure FDA0002830180330000081
Figure FDA0002830180330000082
Figure FDA0002830180330000083
其中，NT是三电平全桥LLC变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，KDP为LLC电压控制器的比例系数，KDI为LLC电压控制器的积分系数。
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