CN106849168A - 基于混合调制策略的级联h桥逆变器功率均衡控制方法 - Google Patents

基于混合调制策略的级联h桥逆变器功率均衡控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于混合调制策略的级联H桥功率均衡控制方法，其目的是为了解决光伏逆变器直流侧光伏电池板输入功率不平衡造成系统不能稳定运行问题。该方法包括如下步骤：(1)总直流侧电压控制，用来实现各H桥单元直流侧电压跟踪其最大功率点电压，并得到系统有功电流指令值；(2)网侧电流解耦控制，能够实现有功电流和无功电流的独立控制，同时产生逆变器总调制波电压；(3)单元间功率均衡控制，通过对各H桥单元的直流侧电压误差排序，确定每个H桥单元的正确开关状态以实现各H桥单元间功率均衡控制及各H桥单元的最大功率跟踪。该方法能够较好地适应各种工况，不仅能实现级联H桥光伏逆变器在较大范围内稳定运行，而且能够保证系统的发电量。

Description

基于混合调制策略的级联H桥逆变器功率均衡控制方法
技术领域
本发明涉及一种单相级联H桥光伏并网逆变器功率均衡控制方法，属于级联型光伏并网逆变器功率均衡控制技术领域。
背景技术
光伏并网发电由于提供清洁能源，且环境友好而备受关注。面对如何提高光伏系统效率、降低发电成本等问题，级联H桥多电平逆变器由于其模块化易拓展、系统效率高、并网电流总谐波失真(THD)小等优势而成为研究的热点。此外，级联H桥多电平逆变器每个功率单元需要独立的直流电源，正好符合光伏组件发电的特点，使得单个光伏组件的MPPT控制成为可能，进一步提高系统的发电效率。因此，级联H桥多电平逆变器在光伏发电并网应用中有独特的优势。
虽然级联H桥光伏逆变器的各级功率单元可通过独立的MPPT控制提高光伏发电的效率，但若受光照、温度等外界因素影响，一块或多块光伏组件输出功率严重下降时，由于流过每个H桥的电流相等而传输的功率差异较大，可能导致其他输出功率较大的光伏组件对应单元的调制度大于1，系统不稳定。因此，为了保证级联H桥光伏并网逆变器在光照强度和光伏组件之间不匹配条件下的稳定运行，采取一定的功率均衡控制具有突出的工程意义。
为此，国内外学者们在扩大级联H桥光伏并网逆变器稳定运行范围方面做出了很多的研究。如发明专利申请《一种级联型光伏并网逆变器的功率平衡控制方法》(CN103795077A)提出了一种基于占空比有功分量修正的功率均衡控制策略，根据系统的运行情况，实时补偿和修正占空比，但是该均衡控制方法调节范围较小，在单元间光照极度不平衡时将失去调节能力，系统将不稳定。
如2014年IEEE文献“A Voltage Balancing Strategy With Extended OperatingRegion for Cascaded H-Bridge Converters”Moosavi M,Farivar G,Iman-Eini H,《IEEETransactions on Power Electronics》，2014,29(9)，5044-5053(“(用于级联H桥变换器扩展稳定运行范围的电压均衡控制策略”，《IEEE学报-电力电子期刊》2014年第29卷第9期5044-5053页)提出了一种扩大系统稳定运行范围的基于混合调制策略的功率均衡控制算法，通过对直流侧电压进行排序来适时调整各级联H桥的开关信号。但其均衡控制方法建立在直流侧参考电压是相等的基础上，不适用于随光照强度、温度等环境因素变化时最大功率点电压波动的级联H桥光伏逆变器。
2015年IEEE文献“Reactive Power Compensation and Optimization Strategyfor Grid-Interactive Cascaded Photovoltaic Systems”Liming Liu,Hui Li,《IEEETransactions on Power Electronics》，2015,30(1)，188-202(“级联型光伏并网逆变器的无功补偿及其优化策略”，《IEEE学报-电力电子期刊》2015年第30卷第1期188-202页)将功率因数作为一个自由度，通过补偿无功功率维持系统稳定。但当各H桥单元功率严重不平衡时，该方法会大幅降低并网逆变器的功率因数。
综上所述，对于级联H桥光伏并网逆变器而言，现有的功率均衡控制方法主要存在如下问题：
(1)现有技术能够在一定程度上改善级联H桥光伏逆变器的功率不均衡问题，但是调节范围较小，当系统严重不平衡时，系统不能稳定运行。
(2)通过混合调制策略可以实现级联H桥光伏逆变器在较大范围内的功率均衡，但其均衡控制方法建立在各H桥单元最大功率点电压相等的基础上，不能满足级联H桥光伏逆变器所有工况。
(3)通过补偿无功可以抑制级联H桥光伏逆变器的功率不均衡问题，但当系统严重不平衡时，会使得逆变器功率因数过低，不满足并网要求。
发明内容
本发明要解决的问题就是克服上述方案的局限性，针对级联H桥光伏逆变器功率不均衡导致系统不能稳定运行这一问题，提出一种基于混合调制策略的级联H桥光伏并网逆变器功率均衡控制方法。该方法能够较好地适应各种工况，不仅能实现级联H桥光伏逆变器在较大范围内稳定运行，而且能实现各H桥单元的最大功率跟踪。
为解决本发明的技术问题，本发明提供了一种基于混合调制策略的级联H桥逆变器功率均衡控制方法，所述的级联H桥逆变器为级联H桥光伏并网逆变器，包括N个相同的H桥单元，本控制方法包括总直流侧电压控制、网侧电流解耦控制和单元间功率均衡控制，主要步骤如下：
步骤1，总直流侧电压控制
步骤1.1，对N个H桥单元的直流侧电压进行采样并经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为VPVi，i＝1,2,3…N；采样电网电压实际值VG和并网电流实际值IS；
步骤1.2，对步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为VPVi *，i＝1,2,3…N；
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到并网有功电流的指令值Id *，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器比例系数，KVI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为N个H桥单元的直流侧电压指令值之和；
步骤2，网侧电流解耦控制
步骤2.1，将步骤1.1中采样得到的并网电流实际值IS通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq；
步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值Iq *为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，其计算式分别为：
其中，KiP为电流调节器比例系数，KiI为电流调节器积分系数，s为拉普拉斯算子；
步骤2.3，将步骤2.2中得到的d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq通过虚拟同步旋转反坐标变换得到自然坐标系下逆变器总调制波电压Vr，其计算式为：
Vr＝Edsinθ+Eqcosθ
其中，θ为电网电压的相位；
步骤3，单元间功率均衡控制
步骤3.1，将步骤1.1中采样得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi与步骤1.2中相对应的N个H桥单元的直流侧电压指令值VPVi *相比较得到N个直流侧电压误差值并记为ΔVi，其中，i＝1,2,3…N；
步骤3.2，先将步骤3.1中得到的N个H桥单元的直流侧电压误差值ΔVi按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3…N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi重新进行排序，得到N个排序后的直流侧电压实际值并记为Vj，j＝1,2,3…N；
步骤3.3，根据步骤3.2中得到的N个排序后的直流侧电压实际值Vj将逆变器总调制波电压Vr分成N个电压区间，判断当前逆变器总调制波电压Vr所处的电压区间K，其中电压区间K定义为K＝1,2,3…N；
步骤3.4，根据当前逆变器总调制波电压Vr的极性，电网电流IS的方向及电压区间K确定N个H桥单元的输出模式，
(1)Vr>0，Is>0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+2,VN–K+3…VN的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为SN–K+2＝SN–K+3＝…SN＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SN-KVN-K)-(SN-K+2VN-K+2+SN-K+3VN-K+3+...+SNVN)
(2)Vr>0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VK–1的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SK–1＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1,VK+2…VN的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝…＝SN＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SK-1VK-1)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...+SNVN)
(3)Vr≤0，Is>0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VK–1的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SK–1＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1,VK+2…VN的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝…＝SN＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SK-1VK-1)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...+SNVN)
(4)Vr≤0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+2,VN–K+3…VN的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为SN–K+2＝SN–K+3＝…SN＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SN-KVN-K)-(SN-K+2VN-K+2+SN-K+3VN-K+3+...+SNVN)
与现有技术相比，本发明公开的一种基于混合调制策略的级联H桥功率均衡控制方法，在各H桥单元输入功率不平衡条件下实现了H桥单元间功率均衡控制，其有益效果具体体现在：
1、本发明提出的均衡控制方法调节范围较宽，能够满足和适应级联H桥光伏逆变器各种不平衡的工况。
2、结合了混合调制策略和最大功率跟踪两种方法的优点，不但能够扩宽级联H桥光伏逆变器稳定运行范围，而且能够实现各H桥单元的最大功率跟踪。
附图说明
图1是本发明实施例单相级联H桥光伏并网逆变器主电路拓扑框图。
图2是本发明实施例单相级联H桥光伏并网逆变器总控制结构框图。
图3是本发明控制方法流程图。
图4是光照不均匀条件下级联H桥逆变器各单元直流侧电压波形。
图5是光照不均匀条件下级联H桥逆变器电网电压和电流波形。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明作进一步清楚、完整地描述。
图1为本发明实施例单相级联H桥光伏并网逆变器拓扑结构，包含N个相同的H桥单元，与N个H桥单元相连接的是N块光伏电池板PV1，PV2…PVN，光伏电池板工作条件为在温度25C。，光照强度1000W/m2下的最大功率点电压为35.1V，每块光伏电池板通过18.8mF电容与每个H桥单元相连，级联系统通过1.5mH电感L连接到电网。
本发明的控制图如图2所示，包括总直流侧电压控制、网侧电流解耦控制和单元间功率均衡控制三部分。
步骤1，总直流侧电压控制
步骤1.1，对N个H桥单元的直流侧电压进行采样并经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为VPVi，i＝1,2,3…N；采样电网电压实际值VG和并网电流实际值IS。
本实施例中，以四个H桥单元为例，每个H桥单元初始时的直流侧电压实际值为VPV1＝VPV2＝VPV3＝VPV4＝35.1V。
步骤1.2，对步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为VPVi *，i＝1,2,3…N。
本实施例中，初始时刻t＝0.6s时，各H桥单元均工作在温度T＝25C。，光照强度E1＝E2＝E3＝E4＝1000W/m2的条件下，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值VPV1 *＝VPV2 *＝VPV3 *＝VPV4 *＝35.1V；在t＝0.8s，温度保持不变，第3、4个H桥的光照强度保持不变，第1、2个H桥的光照强度分别变为E1＝800W/m2，E2＝600W/m2，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值VPV1 *＝35.41V，VPV2 *＝35.59V，VPV3 *＝VPV4 *＝35.1V；在t＝1s，温度保持不变，第1、2个H桥的光照强度保持不变，第3、4个H桥的光照强度分别变为E3＝400W/m2，200W/m2，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值VPV1 *＝35.41V，VPV2 *＝35.59V，VPV3 *＝35.59V，VPV4 *＝35.15V。
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到并网有功电流的指令值Id *，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器比例系数，KVI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为N个H桥单元的直流侧电压指令值之和。电压调节器比例系数KVP和电压调节器积分系数KVI按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，KVP＝5，KVI＝200。
步骤2，网侧电流解耦控制
步骤2.1，将步骤1.1中采样得到的并网电流实际值IS通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq。
步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值Iq *为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，其计算式分别为：
其中，KiP为电流调节器比例系数，KiI为电流调节器积分系数，s为拉普拉斯算子。电流调节器比例系数KiP和电流调节器积分系数KiI按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，KiP＝100，KiI＝400。
步骤2.3，将步骤2.2中得到的d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq通过虚拟同步旋转反坐标变换得到自然坐标系下逆变器总调制波电压Vr，其计算式为：
Vr＝Edsinθ+Eqcosθ
其中，θ为电网电压的相位。
步骤3，单元间功率均衡控制
该单元间功率均衡控制可见图3。
步骤3.1，将步骤1.1中采样得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi与步骤1.2中相对应的N个H桥单元的直流侧电压指令值VPVi *相比较得到N个直流侧电压误差值并记为ΔVi，其中，i＝1,2,3…N。
步骤3.2，先将步骤3.1中得到的N个H桥单元的直流侧电压误差值ΔVi按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3…N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi重新进行排序，得到N个排序后的直流侧电压实际值并记为Vj，j＝1,2,3…N。
步骤3.3，根据步骤3.2中得到的N个排序后的直流侧电压实际值Vj将逆变器总调制波电压Vr分成N个电压区间，判断当前逆变器总调制波电压Vr所处的电压区间K，其中电压区间K定义为K＝1,2,3…N。
步骤3.4，根据当前逆变器总调制波电压Vr的极性，电网电流IS的方向及电压区间K确定N个H桥单元的输出模式：
(1)Vr>0，Is>0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+2,VN–K+3…VN的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为SN–K+2＝SN–K+3＝…SN＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SN-KVN-K)-(SN-K+2VN-K+2+SN-K+3VN-K+3+...+SNVN)
(2)Vr>0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VK–1的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SK–1＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1,VK+2…VN的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝…＝SN＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SK-1VK-1)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...+SNVN)
(3)Vr≤0，Is>0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VK–1的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SK–1＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1,VK+2…VN的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝…＝SN＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SK-1VK-1)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...+SNVN)
(4)Vr≤0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+2,VN–K+3…VN的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为SN–K+2＝SN–K+3＝…SN＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V1+...SN-KVN-K)-(SN-K+2VN-K+2+SN-K+3VN-K+3+...+SNVN)
图4为级联H桥光伏并网逆变器在光照不均匀条件下的各H桥单元直流侧电压波形。从图中可以看出，在轻度不平衡(光照强度分别为E1＝800W/m2，E2＝600W/m2，E3＝1000W/m2，E4＝1000W/m2)和严重不平衡(光照强度分别为E1＝800W/m2，E2＝600W/m2，E3＝400W/m2，E4＝200W/m2)两种工况下，各H桥单元直流侧电压均能够快速跟踪其最大功率点电压。
图5为级联H桥光伏并网逆变器在光照不均匀条件下的电网电压和电流波形。从图中可以看出，在轻度不平衡(光照强度分别为E1＝800W/m2，E2＝600W/m2，E3＝1000W/m2，E4＝1000W/m2)和严重不平衡(光照强度分别为E1＝800W/m2，E2＝600W/m2，E3＝400W/m2，E4＝200W/m2)两种工况下，电网电流与电网电压始终能够同相位且保证了电流的总谐波失真(THD)，实现了各H桥单元之间的功率均衡。

Claims (1)

1.一种基于混合调制策略的级联H桥逆变器功率均衡控制方法，所述的级联H桥逆变器为级联H桥光伏并网逆变器，包括N个相同的H桥单元，其特征在于，本控制方法包括总直流侧电压控制、网侧电流解耦控制和单元间功率均衡控制，主要步骤如下：
步骤1，总直流侧电压控制
步骤1.1，对N个H桥单元的直流侧电压进行采样并经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为VPVi，i＝1,2,3…N；采样电网电压实际值VG和并网电流实际值IS；
步骤1.2，对步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为VPVi *，i＝1,2,3…N；
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到并网有功电流的指令值Id *，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器比例系数，KVI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为N个H桥单元的直流侧电压指令值之和；
步骤2，网侧电流解耦控制
步骤2.1，将步骤1.1中采样得到的并网电流实际值IS通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq；
步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值Iq *为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，其计算式分别为：
其中，KiP为电流调节器比例系数，KiI为电流调节器积分系数，s为拉普拉斯算子；
步骤2.3，将步骤2.2中得到的d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq通过虚拟同步旋转反坐标变换得到自然坐标系下逆变器总调制波电压Vr，其计算式为：
Vr＝Ed sinθ+Eq cosθ
其中，θ为电网电压的相位；
步骤3，单元间功率均衡控制
步骤3.1，将步骤1.1中采样得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi与步骤1.2中相对应的N个H桥单元的直流侧电压指令值VPVi *相比较得到N个直流侧电压误差值并记为ΔVi，其中，i＝1,2,3…N；
步骤3.2，先将步骤3.1中得到的N个H桥单元的直流侧电压误差值ΔVi按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3…N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi重新进行排序，得到N个排序后的直流侧电压实际值并记为Vj，j＝1,2,3…N；
步骤3.3，根据步骤3.2中得到的N个排序后的直流侧电压实际值Vj将逆变器总调制波电压Vr分成N个电压区间，判断当前逆变器总调制波电压Vr所处的电压区间K，其中电压区间K定义为K＝1,2,3…N；
步骤3.4，根据当前逆变器总调制波电压Vr的极性，电网电流IS的方向及电压区间K确定N个H桥单元的输出模式，
(1)Vr>0，Is>0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+2,VN–K+3…VN的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为SN–K+2＝SN–K+3＝…SN＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SN-KVN-K)-(SN-K+2VN-K+2+SN-K+3VN-K+3+...+SNVN)
(2)Vr>0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VK–1的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SK–1＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1,VK+2…VN的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝…＝SN＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SK-1VK-1)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...+SNVN)
(3)Vr≤0，Is>0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VK–1的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SK–1＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1,VK+2…VN的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝…＝SN＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SK-1VK-1)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...+SNVN)
(4)Vr≤0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+2,VN–K+3…VN的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为SN–K+2＝SN–K+3＝…SN＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SN-KVN-K)-(SN-K+2VN-K+2+SN-K+3VN-K+3+...+SNVN)。
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