CN102522749A - H桥级联型有源滤波器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种H桥级联型有源滤波器的控制方法，为解决现有方法在电压不对称时精度低的问题而设计。该方法的步骤包括：检测非线性负载电流，得到期望的补偿电流值；获取有源滤波器的参考电流值；有源滤波器输出电流跟踪参考电流；通过载波移相脉宽调制得到级联H桥功率器件的触发信号，驱动主电路功率器件。检测非线性负载电流的方法是基于基波正序电压相位锁定的改进同步参考坐标系检测法。本发明公开一种三相星形连接的H桥级联型有源滤波器，其中的滤波器单元的电容电压通过电压控制器控制，通过脉冲宽度调制策略控制功率开关的导通和关断，以调节等效电阻值。本发明在电网电压不对称且畸变的情况下，能够准确检测出负载所需的补偿电流。

Description

H桥级联型有源滤波器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种H桥级联型有源滤波器及其控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，供电系统中增加了大量的非线性负载，特别是以开关方式工作的静止变流器，不可避免地会产生非正弦波形，向电网注入谐波，使得电网中电压和电流波形畸变越来越严重，电网中的谐波污染日益严重。为了克服传统无源滤波器的不足，谐波抑制装置一个重要的趋势是采用有源滤波器(APF)。并联型APF是最基本，也是目前应用最广泛的一种。其通过产生与负载电流中的谐波和无功分量大小相等、相位互差180的补偿电流注入电网，使网侧电流成为与电网电压同相的正弦波，从而达到净化电网的目的。

H桥级联型有源滤波器的补偿电流检测常采用基于同步旋转坐标系的谐波和无功检测方法，这种检测方法在电网电压对称的情况下能够准确检测补偿电流，当电网电压不对称时，这种检测方法不能对基波正序有功和无功电流的准确分离，造成补偿电流检测的较大误差。

H桥级联型有源滤波器中各H桥模块的直流电容相互独立，由于各H桥的开关损耗、参数的分散性和开关器件的触发脉冲延迟等的不同会引起电容电压的不平衡，这些不平衡现象会导致H桥功率开关承受的电压不一致，威胁有源滤波器的安全运行，各H桥电容电压的均衡控制成为一个难点。

发明内容

为了克服上述的缺陷，本发明提供一种在电网电压不对称时能准确检测补偿电流的H桥级联型有源滤波器的控制方法。

为达到上述目的，本发明H桥级联型有源滤波器的控制方法的步骤包括：

检测非线性负载电流，得到期望的补偿电流值；

依据所述补偿电流值获取有源滤波器的参考电流值；

有源滤波器输出电流跟踪参考电流值；

通过载波移相脉宽调制得到级联H桥功率器件的触发信号，驱动主电路功率器件。

特别是，检测非线性负载电流所使用的方法是基于基波正序电压相位锁定的改进同步参考坐标系检测法，所述检测法是在基于同步旋转坐标系的谐波和无功检测的基础上增加基波正序电压相位锁相环节。

特别是，获取有源滤波器参考电流值的步骤：

有源滤波器所处电网的基波正序电压相位锁定；

由所述电网基波正序电压相位锁定计算得到三相负载电流的Park变换；

由所述三相负载电流Park变换的输出量经低通滤波得到d轴的直流分量；

根据所述电容电压控制器得到有源滤波器从电网吸收的基波正序有功电流；

将所述负载电流的d轴直流分量与所述基波正序有功电流相加，所得结果进行Park反变换；

根据所述Park反变换结果和三相负载电流计算得到有源滤波器的参考电流。

特别是，所述载波移相脉宽调制的步骤为：

计算得到有源滤波器参考电流与有源滤波器输出电流信号的偏差；

所得偏差经PI控制器处理后与一设定频率三角载波信号相比得到调制结果。

本发明H桥级联型有源滤波器采用H桥级联的三相星形连接方式，每相电路都由多个H桥功率单元级联而成；所述H桥功率单元的电容电压通过电压控制器控制，其输出作为有源滤波器损耗的正序有功电流；所述每个H桥的电容电压通过各自的功率管和放电电阻进行放电控制，均衡控制电容电压。

特别是，所述电容电压均衡控制采用的是调节各H桥单元等效损耗方法，所述方法是在电容两端并联一个由放电功率开关和放电电阻串联组成的电路，通过脉冲宽度调制策略控制功率开关的导通和关断，以调节并联于电容两端的等效电阻值。

本发明H桥级联型有源滤波器的控制方法采用基于基波正序电压相位锁定的改进同步参考坐标系检测法，即使在电网电压不对称和畸变时也能准确检测出负载系统所需补偿的谐波电流和无功电流等，满足系统无功补偿和谐波抑制等需要。载波移相脉宽调制使有源滤波器在较低的器件开关频率下实现较高等效开关频率的效果。

附图说明

图1为H桥级联型有源滤波器应用原理示意图。

图2为H桥级联型有源滤波器结构示意图。

图3为本发明电流检测和系统控制原理示意图。

图4为H桥单元逆变器电路图。

图5为电流的跟踪控制和载波移相脉冲调制原理示意图。

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明做详细描述。

本发明H桥级联型有源滤波器的控制方法的步骤包括：检测非线性负载电流；计算得到期望的补偿电流值；获取有源滤波器的参考电流值；令有源滤波器输出电流跟踪参考电流；通过载波移相脉宽调制得到级联H桥功率器件的触发信号，驱动主电路功率器件。实现补偿后的网侧电流中只含有基波正序有功电流。H桥级联单元的电容电压通过电压控制器，其输出作为有源滤波器损耗的正序有功电流，每个H桥的电容电压通过各自的功率管和放电电阻进行放电控制，进而实现电容电压的均衡控制。

当电网电压不对称时，dq坐标系和基波正序电压之间将存在不同相的情况，采用基于同步旋转坐标系的谐波和无功检测方法将造成基波正序有功和无功电流的检测存在误差。为了使得同步变换能够正确反应基波正序电压的相位信息，在基于同步旋转坐标系的谐波和无功检测的基础上增加基波正序电压相位锁相环节，即是基于基波正序电压相位锁定的改进同步参考坐标系检测法。经过相位修正后的同步坐标变换矩阵，能够实现dq旋转坐标系和电网电压基波正序分量的同相位，如此便能够保证对基波正序有功和无功电流的准确检测。

检测非线性负载电流所使用的方法是基于基波正序电压相位锁定的改进同步参考坐标系检测法，该检测法是在基于同步旋转坐标系的谐波和无功检测的基础上增加基波正序电压相位锁相环节。

附图1是H桥级联型有源滤波器应用原理示意图，图中的u_a、u_b、u_c分别为a、b、c三相电网电压，i_La、i_Lb、i_Lc分别为a、b、c三相负载电流，i_ca、i_cb、i_cc分别为H桥级联型有源滤波器的a、b、c三相输出电流。控制方法采用的是网侧正弦电流补偿策略，实现补偿后的网侧电流中只含有基波正序有功电流，其它基波无功电流、负序电流和谐波电流均由H桥级联型有源滤波器装置提供，不会导致电压畸变和不对称状况的恶性循环。

H桥级联型有源滤波器的基本内部结构如图2所示。有源滤波器主电路拓扑是采用H桥级联的三相星形连接结构，这种结构可通过H桥的直接串联实现高压大容量化滤波补偿，与其它类型的多电平相比，具有主电路简单，装置损耗小，占地面积小，成本低。H桥级联便于模块化设计，对于有源滤波器装置的设计、生产、维护都带来了便利。此外，H桥级联易于实现冗余，这将大大提高H桥级联型有源滤波器装置的可靠性。

附图3是基于基波正序电压相位锁定的改进同步参考坐标系的电流检测和系统控制原理图，由附图3所示可知H桥级联型有源滤波器的控制方法包括如下步骤：

1.通过检测三相负载电流，得到所需补偿的谐波电流、无功电流等电流分量作为APF期望的补偿电流。有源滤波器由于损耗从电网吸收的正序有功电流与期望的补偿电流之和作为APF的参考电流，附图3所示为APF参考电流获取方法步骤：

1)电网基波正序电压相位锁定：

将a相电压u_a通过锁相环PLL，可以得到与u_a同步的信号ωt，从而可以得到sinωt和cosωt，求出变换矩阵C为：

$C=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ωt}& -\cos \mathrm{\ωt}\\ -\cos \mathrm{\ωt}& -\sin \mathrm{\ωt}\end{array}\right]$

Park变换矩阵T为：

T＝CC₃₂

其中 $C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$

可得到 $T=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin \mathrm{\ωt}& \sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\cos \mathrm{\ωt}& -\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]$

对三相电网电压u_a、u_b、u_c进行Park变换，求出u_d，u_q。

$\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin \mathrm{\ωt}& \sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\cos \mathrm{\ωt}& -\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right]$

设置低通滤波器LPF来提取u_d，u_q的直流量

和

对应于基波正序有功电压，

对应于基波正序无功电压。由电压基波正序分量在dq坐标系中的数值关系，其初相位θ₁可以由下式求取：

$\mathrm{tg}{\mathrm{\θ}}_1=\frac{\stackrel{\‾}{u_q}}{\stackrel{\‾}{u_d}}$

在三相电网电压对称无畸变的情况下，

为零，则θ₁＝0，电网电压基波正序分量的初相角为零，当三相电网电压不对称且有畸变时，

不为零，则电网电压基波正序分量的初相角不为零，这时电网电压基波正序分量为sin(ωt+θ₁)，实现电网基波正序电压相位锁定，图3中虚线内部的结构为基波正序电压相位锁定单元10。

2)三相负载电流i_La、i_Lb、i_Lc的Park变换：

由电网基波正序电压相位锁定可求出其对应的变换矩阵C₁为：

$C_1=\left[\begin{array}{cc}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)\\ -\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)\end{array}\right]$

由C₁可求出三相负载电流的Park变换矩阵D为：

D＝C₁C₃₂

可得到 $D=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)& \sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)& \sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)\\ -\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)\end{array}\right]$

三相负载电流i_La、i_Lb、i_Lc的Park变换

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=D\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{La}}\\ i_{\mathrm{Lb}}\\ i_{\mathrm{Lc}}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)& \sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)& \sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)\\ -\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{La}}\\ i_{\mathrm{Lb}}\\ i_{\mathrm{Lc}}\end{array}\right]$

3)求负载电流i_d的直流分量：

设置低通滤波器LPF来提取i_d的直流量

对应于负载电流基波正序有功电流，

的值设置为零。

4)电容电压的控制：

直流电压的给定值，u_di为某一个H桥的直流侧电容电压，将直流电压的给定值

与APF三相直流侧电容电压之和的平均值

相减，其差值进行比例积分(PI)调节控制，输出量Δi_d作为APF从电网吸收的基波正序有功电流，维持各电容电压之和为定值。

5)

的Park反变换：

将负载电流i_d的直流分量

与电容电压控制的输出量Δi_d相加，对其和进行Park反变换，Park反变换矩阵为D^-1。

$D^{-1}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)\\ \sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)\\ \sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)\end{array}\right]$

的Park反变换对应值为i_fa、i_fb和i_fc。

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{fa}}\\ i_{\mathrm{fb}}\\ i_{\mathrm{fc}}\end{array}\right]=D^{-1}\left[\begin{array}{c}\stackrel{\‾}{i_d}+\mathrm{\Δ}{i}_d\\ \stackrel{\‾}{i_q}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{fa}}\\ i_{\mathrm{fb}}\\ i_{\mathrm{fc}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)\\ \sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)\\ \sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)& -\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\θ}}_1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\stackrel{\‾}{i_d}+\mathrm{\Δ}{i}_d\\ 0\\ \end{array}\right]$

6)APF的参考电流

和

的求取：

$i_{\mathrm{ca}}^{*}=i_{\mathrm{fa}}-i_{\mathrm{La}}$

$i_{\mathrm{cb}}^{*}=i_{\mathrm{fb}}-i_{\mathrm{Lb}}$

$i_{\mathrm{cc}}^{*}=i_{\mathrm{fc}}-i_{\mathrm{Lc}}$

2.APF的载波移相脉宽调制：

附图5是电流的跟踪控制和载波移相脉冲调制图，由图5所示，APF的参考电流与APF的输出电流信号的偏差，经PI控制器处理后，再与一个固定频率的三角载波信号相比较。在H桥单元数为N的级联型APF中，APF的载波移相脉宽调制是将各H桥单元采用共同的调制波信号，将各H桥单元的三角载波相位互相错开一定的角度。在本质上，经PI控制器处理后的电流误差信号就是调制信号，而三角波信号就是载波信号。如果APF的参考电流大于APF的输出电流信号，则误差信号为正，经过调制波与三角波调制后，使实际电流增加；反之，则使实际电流减小。APF的载波移相脉宽调制方式是一种典型的固定开关频率型电流跟踪PWM技术，它根据固定频率的三角载波与调制波的交点来确定逆变器功率开关器件的开关时刻。

3.H桥单元电容电压的均衡控制：

附图4是H桥单元逆变器电路图，1为H桥单元的放电电阻R，2为H桥单元的放电功率开关T，3为H桥单元的直流电容C，放电电阻R和放电功率开关T串联构成直流电容C的并联支路。H桥级联型有源滤波器的电容电压通过电压控制器控制，其输出作为有源滤波器损耗的正序有功电流，每个H桥的电容电压通过各自的功率管和放电电阻进行放电控制，均衡控制悬浮电容电压。H桥单元电容电压的均衡控制就是通过脉冲宽度调制(PWM)策略控制放电功率开关T的导通和关断，即调节并联于电容两端的等效电阻值。这种方法等效于调节该H桥单元的并联损耗，实现过程简单。

以上，仅为本发明的较佳实施例，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求所界定的保护范围为准。

Claims (6)

1.一种H桥级联型有源滤波器的控制方法，其特征在于，所述控制方法的步骤包括：

检测非线性负载电流，得到期望的补偿电流值；

依据所述补偿电流值获取有源滤波器的参考电流值；

有源滤波器输出电流跟踪参考电流值；

通过载波移相脉宽调制得到级联H桥功率器件的触发信号，驱动主电路功率器件。

2.根据权利要求1所述的H桥级联型有源滤波器的控制方法，其特征在于：检测非线性负载电流所使用的方法是基于基波正序电压相位锁定的改进同步参考坐标系检测法，所述检测法是在基于同步旋转坐标系的谐波和无功检测的基础上增加基波正序电压相位锁相环节。

3.根据权利要求1所述的H桥级联型有源滤波器的控制方法，其特征在于，获取有源滤波器参考电流值的步骤：

有源滤波器所处电网的基波正序电压相位锁定；

由所述电网基波正序电压相位锁定计算得到三相负载电流的Park变换；

由所述三相负载电流Park变换的输出量经低通滤波得到d轴的直流分量；

根据所述电容电压控制器得到有源滤波器从电网吸收的基波正序有功电流；

将所述负载电流的d轴直流分量与所述基波正序有功电流相加，所得结果进行Park反变换；

根据所述Park反变换结果和三相负载电流计算得到有源滤波器的参考电流。

4.根据权利要求1所述的H桥级联型有源滤波器的控制方法，其特征在于，所述载波移相脉宽调制的步骤为：

计算得到有源滤波器参考电流与有源滤波器输出电流信号的偏差；

所得偏差经PI控制器处理后与一设定频率三角载波信号相比得到调制结果。

5.一种H桥级联型有源滤波器，其特征在于：所述有源滤波器采用H桥级联的三相星形连接方式，每相电路都由多个H桥功率单元级联而成；所述H桥功率单元的电容电压通过电压控制器控制，其输出作为有源滤波器损耗的正序有功电流；所述每个H桥的电容电压通过各自的功率管和放电电阻进行放电控制，均衡控制电容电压。

6.根据权利要求5所述的H桥级联型有源滤波器，其特征在于：所述电容电压均衡控制采用的是调节各H桥单元等效损耗方法，所述方法是在电容两端并联一个由放电功率开关和放电电阻串联组成的电路，通过脉冲宽度调制策略控制功率开关的导通和关断，以调节并联于电容两端的等效电阻值。

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