CN113098421A - 一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法，属于电力电子控制领域。该方法包括如下步骤：步骤1：在传统并联型有源电力滤波器直流侧并联一个双向Buck‑Boost有源功率解耦电路；步骤2：通过控制双向Buck‑Boost有源功率解耦电路，将有源电力滤波器直流侧低频波动功率转移至辅助电容，从而实现有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制。本发明基于有源功率解耦技术，对并联型有源电力滤波器直流侧电压的6倍频、12倍频、18倍频以及24倍频波动进行抑制，在直流侧电压波动小的情况下就可以利用小容值的薄膜电容替代传统电解电容，提高系统的可靠性。此外，省去有源电力滤波器直流侧电压控制环节的低通滤波器，提高系统的相应速度。

Description

一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法

技术领域

本发明涉及电力电子控制领域，具体涉及一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法。

背景技术

有源电力滤波器兼顾快速谐波补偿和无功补偿功能，是电能质量治理中的重要装置，可以很好地补偿由各种整流器、逆变器等非线性负载引起的谐波，改善电能质量。其中，并联型有源电力滤波器(shunt active power filter，SAPF)在发生故障时很容易与电网断开而不影响其他设备的运行，目前被广泛应用于电力系统中。

三相对称电网中的负载谐波主要包括6k+1(k＝1,2,…(自然数))次正序谐波和6k+5(k＝0,1,…(自然数))次负序谐波，SAPF在对这些谐波进行补偿时会导致其直流侧电压存在6k(k＝1,2,…(自然数))次波动。直流侧电压波动幅值大小极大影响了SAPF输出电流的质量，为了抑制直流侧电压波动，传统的做法是在SAPF直流侧并联一个大容值的电解电容来减缓波动，但是电解电容存在电解液易挥发，寿命短的缺陷，尤其是在波动电压较大的时候，波动电流对电解电容进行反复的充放电，加速电容的老化，需要频繁更换电解电容，影响装置的可靠性，同时，大容值的电解电容极大影响直流侧电压的响应速度。此外，为了避免直流侧波动电压对SAPF输出电流造成影响，需要加入一个截止频率很低的低通滤波器，这又进一步降低了系统的响应速度。

目前，一部分学者通过引入谐振控制器对SAPF直流侧电压进行波动抑制，但是效果甚微，同时还会对SAPF输出电流产生一定的影响。本发明从拓扑结构的角度出发，基于有源功率解耦技术，将SAPF直流侧波动功率转移至辅助电容，从而实现SAPF直流侧电压的波动抑制，SAPF直流侧电压最终只含直流成分和高次谐波成分，这样可以用一个小容值的薄膜电容替代传统的大容值电解电容，增加装置的可靠性；同时在直流侧电压控制环节消除低通滤波器，加快系统的响应速度。

发明内容

本发明的目的就是为了克服现有技术存在的不足，基于有源功率解耦技术，提出一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法。具体技术实施方案如下：

一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法，包括步骤：

步骤1：在传统并联型有源电力滤波器直流侧并联一个双向Buck-Boost有源功率解耦电路；

步骤2：通过控制双向Buck-Boost有源功率解耦电路，将有源电力滤波器直流侧6倍频、12倍频、18倍频和24倍频波动功率转移至辅助电容，从而实现有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制。

进一步的，所述步骤1中并联双向Buck-Boost有源功率解耦电路的具体方法为：

在传统并联型有源电力滤波器直流侧增加两个全控型开关器件T1和T2、一个解耦电感L_r及一个薄膜电容C_r；所述T1和T2串联以后一端接在直流母线正极上，另外一端接在辅助电容C_r上，C_r的另外一端接在直流母线负极上，解耦电感L_r的一端接在T1和T2的中点，另外一端接在直流母线负极上构成双向Buck-Boost电路；所述C_d被用来取代有源电力滤波器直流侧传统的电解电容。

进一步的，所述步骤2中双向Buck-Boost有源功率解耦电路的控制方法为：

对解耦电感电流i_Lr进行反馈闭环控制，用解耦电感电流参考值i_Lr ^*减去i_Lr，差值经过多PR控制器，多PR控制器的输出为解耦电感压降u_Lr；将辅助电容电压u_r叠加到u_Lr上进行前馈补偿，u_r与u_Lr的和即为双向Buck-Boost有源功率解耦电路的参考电压u_of；用u_of除以有源电力滤波器直流侧电压u_dc，得到的结果即为双向Buck-Boost有源功率解耦电路的输出调制波u_f；根据u_f，基于SPWM技术对功率开关管T1和T2进行驱动。

进一步的，所述解耦电流控制环节的多PR控制器具体包括：

一个比例控制器、一个谐振频率为600π的谐振控制器、一个谐振频率为1200π的谐振控制器、一个谐振频率为1800π的谐振控制器和一个谐振频率为2400π的谐振控制器。

进一步的，所述得到解耦电感电流参考值i_Lr ^*的具体方法为：

将有源电力滤波器直流侧电容C_d上的电流i_dc输入带通滤波器后得到i_d ^*；对辅助电容电压u_r进行PI控制后得到i_r ^*；将i_d ^*和i_r ^*相加，得到的和即为解耦电感电流的给定值i_Lr ^*。

进一步的，所述解耦电流参考值计算环节的带通滤波器具体包括：

一个谐振频率为600π的带通滤波器、一个谐振频率为1200π的带通滤波器、一个谐振频率为1800π的带通滤波器和一个谐振频率为2400π的带通滤波器。

与现有技术相比，本发明具有如下优势：

1)本发明可很好地抑制有源电力滤波器直流侧电压低频纹波，从而用小容值的薄膜电容替代传统大容值的电解电容，提高系统的响应速度，增加装置的可靠性；

2)本发明基于有源功率解耦技术对有源电力滤波器直流侧电压进行波动抑制，消除直流侧电压控制环节的低通滤波器，提升系统的响应速度。此外，采用的是独立型有源功率解耦电路，其控制与有源电力滤波器的控制是分开的，具有控制简单，实现容易的特点。

附图说明

图1为本发明的有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制电路及控制原理图。

图2为有源功率解耦控制投入前后有源电力滤波器直流侧电压变化情况。

图3为有源功率解耦控制投入前后电网电流变化情况。

图4为有源功率解耦投入前后辅助电容电压变化情况。

图5为未投入有源功率解耦控制时直流侧电压FFT分析。

图6为投入有源功率解耦控制时直流侧电压FFT分析。

图7为未投入有源功率解耦控制时电网电流FFT分析。

图8为投入有源功率解耦控制时电网电流FFT分析。

具体实施方式

下面将结合附图和具体实施例对本发明作更进一步的说明。但应当理解的是，本发明可以以各种形式实施，以下在附图中出示并且在下文中描述的一些示例性和非限制性实施例，并不意图将本发明限制于所说明的具体实施例。

图1所示为本发明的具有直流侧电压低频纹波抑制功能的SAPF系统及控制原理图，包括三相电网、谐波负载、三相滤波电感、三相逆变器和双向Buck-Boost有源功率解耦电路。双向Buck-Boost有源功率解耦电路具体包括两个全控型开关器件T1和T2、一个解耦电感L_r及一个薄膜电容C_r；所述T1和T2串联以后一端接在直流母线正极上，另外一端接在辅助电容C_r上，C_r的另外一端接在直流母线负极上，解耦电感L_r的一端接在T1和T2的中点，另外一端接在直流母线负极上构成双向Buck-Boost电路；所述C_d被用来取代有源电力滤波器直流侧传统的电解电容。双向Buck-Boost有源功率解耦电路并联在SAPF直流侧，其控制和SAPF的控制相独立，不会影响SAPF的运行。

本发明的工作原理如下：

本发明基于独立型双向Buck-Boost有源功率解耦技术，通过控制双向Buck-Boost有源功率解耦电路，将SAPF直流侧6倍频、12倍频、18倍频及24倍频波动功率转移至辅助电容C_r上，从而消除SAPF直流侧电压中相应次数的波动电压，使得SAPF直流侧电压中只包含直流成分和幅值较小的高次谐波成分。基于此，可利用小容值的薄膜电容替代传统的大容值电解电容，增加装置的可靠性，同时，在直流侧电压控制环节中消去低通滤波器，提升系统的响应速度。

理想情况下，并网点电压只包含正序基波成分，假设A相电网电压初相角为0，则并网点三相电压可表示为：

其中，U_s为的u_sx(x＝a,b,c)的幅值。只考虑负载电流中的谐波幅值较大的5、7、11、13、17、19、23、25次谐波，则SAPF输出三相电流表达式可设为：

根据瞬时功率理论，SAPF输出三相瞬时功率为：

E3：p_ac＝p_a+p_b+p_c＝u_sai_oa+u_sbi_ob+u_sci_oc

结合E1、E2和E3可计算得SAPF交流侧的瞬时功率为：

由E4可以看到在SAPF交流侧瞬时功率中包含着6次、12次、18次和24次的波动功率，根据能量守恒定律，在SAPF直流侧也会有相应次数的波动功率，导致直流侧电压存在相应次数的低频纹波。为了抑制直流侧电压波动，需要通过控制双向Buck-Boost有源功率解耦电路把这些波动功率转移至辅助电容上。

以抑制幅值最大的6倍频波动电压为为例，辅助解耦电容C_r上电压被调制成：

E5：u_r＝U_r0+U_csin(6ωt+δ₆)

其中，U_r0为辅助电容电压u_r的直流成分，U_c为u_r的交流成分幅值，δ为u_r的交流成分相对于A相电网电压的初相角。

基于此，解耦电容电流可表示为：

E6：i_cr＝6ωC_rU_ccos(6ωt+δ₆)

此外，SAPF直流测电流可表示为：

E7：i_dc＝I_dc0+i_dc-h

其中，I_dc0是i_dc中的直流成分，i_dc-h是i_dc中的谐波成分，稳定时可认为i_dc中的谐波成分都被抑制，即i_dc-h＝0，则有i_dc＝I_dc0，这样根据基尔霍夫电流定律有：

E8：i_Lr＝i_cr-i_dc＝6ωC_rU_ccos(6ωt+δ₆)-I_dc0

忽略开关器件的损耗，根据E5～E8可求得有源功率解耦电路上的瞬时功率为：

由E9可以看到此时解耦电路上也有一个6倍频波动功率，这个6倍频波动功率就可以用于平衡E4中的6倍频波动功率，从而抑制SAPF直流侧电压的6倍频波动。同理，控制双向Buck-Boost电路使辅助电容电压中含有12倍频、18倍频和24倍频波动成分时，就会在有源功率解耦电路中产生相应次数的波动功率，这些波动功率就可以用于平衡E4中12倍频、18倍频和24倍频波动功率，从而抑制SAPF直流侧电压中的12倍频、18倍频和24倍频波动。

图1为本发明的SAPF直流侧电压低频纹波抑制电路及控制原理图，其低频纹波抑制方法具体实现包括：

对解耦电感电流i_Lr进行反馈闭环控制，用解耦电感电流参考值i_Lr ^*减去i_Lr，差值经过多PR控制器，多PR控制器的输出为解耦电感压降u_Lr；将辅助电容电压u_r叠加到u_Lr上进行前馈补偿，u_r与u_Lr的和即为双向Buck-Boost有源功率解耦电路的参考电压u_of；用u_of除以有源电力滤波器直流侧电压u_dc，得到的结果即为双向Buck-Boost有源功率解耦电路的输出调制波u_f；根据u_f，基于SPWM技术对功率开关管T1和T2进行驱动。

进一步的，所述解耦电流控制环节的多PR控制器具体包括：

一个比例控制器、一个谐振频率为600π的谐振控制器、一个谐振频率为1200π的谐振控制器、一个谐振频率为1800π的谐振控制器和一个谐振频率为2400π的谐振控制器。

进一步的，所述得到解耦电感电流参考值i_Lr ^*的具体方法为：

将有源电力滤波器直流侧电容C_d上的电流i_dc输入带通滤波器后得到i_d ^*；对辅助电容电压u_r进行PI控制后得到i_r ^*；将i_d ^*和i_r ^*相加，得到的和即为解耦电感电流的给定值i_Lr ^*。

进一步的，所述解耦电流参考值计算环节的带通滤波器具体包括：

一个谐振频率为600π的带通滤波器、一个谐振频率为1200π的带通滤波器、一个谐振频率为1800π的带通滤波器和一个谐振频率为2400π的带通滤波器。

表1仿真参数

依据上述流程进行控制方法设计，利用Matlab/Simulink进行仿真实验，验证本发明的有效性，仿真参数如表1所示。

图2展示了SAPF直流侧电压u_dc变化情况，0.1s之前没有投入有源功率解耦电路，在0.1s的时候投入有源功率解耦电路，且0.1s～0.2s只投入6倍频波动控制器，0.2s～0.3s投入6倍频和12倍频波动控制器，0.3s以后投入所有波动控制器。可以看到，在未投入有源功率解耦电路时，直流侧电压有较大的波动，波动幅值约为20V；0.1s～0.2s电压波动减小，波动幅值约为8V；0.2s～0.3s直流侧电压波动进一步减小，此时波动约为3V；0.3s～0.4s直流侧电压几乎是一条直线，只含一些高次谐波，波动幅值约为1V。可见，本发明的SAPF直流侧电压波动抑制方法可以很好地抑制SAPF直流侧电压波动，同时加快直流侧电压响应速度。此外按传统传统的SAPF电容取值，直流侧电容值约为5000μF，本发明的SAPF系统中直流侧电容值只有150μF，约为传统SAPF电容值的3％。

图3展示了电网电流的变化情况，直流侧电压控制环节没有加入低通滤波器，在0.1s之前，由于直流侧电压存在较大波动，导致SAPF向电网注入了新的谐波电流，此时电网电流畸变严重；0.1s～0.2s，随着直流侧电压波动的减小，电网电流畸变度也减小；0.2s～0.3s，直流侧电压波动进一步减小，电网电流畸变度也进一步减小；0.3s～0.4s，电网电流几乎接近正弦波。可见，SAPF直流侧电压波动程度极大地影响着电网电流质量，本发明的SAPF直流侧电压波动抑制方法，可以消去直流侧电压控制环节的低通滤波器，同时保证电网电流质量。

图4展示了有源功率解耦电路投入前后辅助电容电压变化情况，可以看到随着有源功率解耦电路的投入，SAPF直流侧电压波动减小，而辅助电容电压波动增大，实现了SAPF直流侧波动电压的转移，这和之前的理论分析一致。

图5给出了未投入有源功率解耦电路时SAPF直流侧电压的FFT分析，可以看到此时直流侧电压中含有较大的6次，12次，18次和24次谐波，这和理论分析一致。

图6给出了0.3s投入所有波动控制器之后SAPF直流侧电压的FFT分析，可以看到此时直侧电压中的6次、12次、18次和24次波动均被抑制，说明了本发明的SAPF直流侧电压低频纹波抑制方法的有效性。

图7给出了0.1s之前未投入有源功率解耦电路时电网电流的FFT分析，可以看到，此时由于直流侧中存在较大的波动，电网电流中含有大量的5、7、11、13、17、19、23和25次谐波，相当于SAPF失去谐波补偿能力，电网电流的THD＝15.38％。

图8给出了0.3s投入所有波动控制器之后电网电流的FFT分析，可以看到，此时由于直流侧电压波动被抑制，SAPF不会向电网电流注入谐波，同时可以很好的补偿负载谐波，电网电流THD＝0.78％。这也进一步说明了本发明的纹波抑制方法可以很好的抑制SAPF直流侧电压纹波，省去直流侧电压控制环节的低通滤波器。

上述实施例是本发明的优选实施方式，是实施方式的可能示例，仅仅为了清楚地理解本发明的原理而提出。在基本上不脱离本发明描述的技术的精神和原理的情况下，可以对上述实施例做出许多变化和修改，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些变化和修改，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：在传统并联型有源电力滤波器直流侧并联一个双向Buck-Boost有源功率解耦电路；

步骤2：通过控制双向Buck-Boost有源功率解耦电路，将有源电力滤波器直流侧6倍频、12倍频、18倍频和24倍频波动功率转移至辅助电容，从而实现有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制。

2.如权利要求1所述的一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法，其特征在于，所述步骤1中并联双向Buck-Boost有源功率解耦电路的具体方法为：

在传统并联型有源电力滤波器直流侧增加两个全控型开关器件T1和T2、一个解耦电感L_r及一个薄膜电容C_r；所述T1和T2串联以后一端接在直流母线正极上，另外一端接在辅助电容C_r上，C_r的另外一端接在直流母线负极上，解耦电感L_r的一端接在T1和T2的中点，另外一端接在直流母线负极上构成双向Buck-Boost电路；所述C_d被用来取代有源电力滤波器直流侧传统的电解电容。

3.如权利要求1所述的一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法，其特征在于，所述步骤2中双向Buck-Boost有源功率解耦电路的控制方法为：

对解耦电感电流i_Lr进行反馈闭环控制，用解耦电感电流参考值i_Lr ^*减去i_Lr，差值经过多PR控制器，多PR控制器的输出为解耦电感压降u_Lr；将辅助电容电压u_r叠加到u_Lr上进行前馈补偿，u_r与u_Lr的和即为双向Buck-Boost有源功率解耦电路的参考电压u_of；用u_of除以有源电力滤波器直流侧电压u_dc，得到的结果即为双向Buck-Boost有源功率解耦电路的输出调制波u_f；根据u_f，基于SPWM技术对功率开关管T1和T2进行驱动。

4.如权利要求3所述的一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法，其特征在于，所述解耦电流控制环节的多PR控制器具体包括：

一个比例控制器、一个谐振频率为600π的谐振控制器、一个谐振频率为1200π的谐振控制器、一个谐振频率为1800π的谐振控制器和一个谐振频率为2400π的谐振控制器。

5.如权利要求3所述的一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法，其特征在于，所述得到解耦电感电流参考值i_Lr ^*的具体方法为：

将有源电力滤波器直流侧电容C_d上的电流i_dc输入带通滤波器后得到i_d ^*；对辅助电容电压u_r进行PI控制后得到i_r ^*；将i_d ^*和i_r ^*相加，得到的和即为解耦电感电流的给定值i_Lr ^*。

6.如权利要求5所述的一种并联型有源电力滤波器直流侧电压低频纹波抑制方法，其特征在于，所述解耦电流参考值计算环节的带通滤波器具体包括：

一个谐振频率为600π的带通滤波器、一个谐振频率为1200π的带通滤波器、一个谐振频率为1800π的带通滤波器和一个谐振频率为2400π的带通滤波器。

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