CN114142453B - 一种基于有源大电容的二次电流纹波抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于有源大电容的二次电流纹波抑制方法，它包括纹波抑制电路，该纹波抑制电路包括能相串联工作的有源大电容C_eq1和有源大电容C_eq2，串联后的有源大电容C_eq1和有源大电容C_eq2的两端并联在直流母线两端；所述抑制纹波电路利用纹波抑制电路的瞬时功率与直流母线上的二次脉动功率大小相等，相位互补，从而实现二次纹波电流的吸收。它具有如下优点：吸收二次电流纹波，减小纹波抑制电路中所需储能元件的体积，避免电解电容的使用，提高系统功率密度的同时增加系统寿命。

Description

一种基于有源大电容的二次电流纹波抑制方法

技术领域

本发明涉及电能质量技术领域，尤其涉及一种基于有源大电容的二次电流纹波抑制方法。

背景技术

随着全控功率开关半导体器件技术的发展，电力电子变流技术也随之发展，出现了以脉宽调制(PWM)控制为基础的变换器，最常见的是PWM整流变换器。这种既可以工作在整流状态，也可以工作在逆变状态。在含单相PWM整流变换器的交直流微电网系统中，无论变换器工作于何种状态，交流侧正弦波动的电流和电压都会产生两倍频于基波频率的二次脉动功率，该脉动功率会同时影响直流侧。以逆变状态为例，分布式电源大多为电压源输出模式，即直流母线电压一般保持恒定，因此，直流母线电流中必将包含大量二次电流纹波。该二次纹波会对直流侧与交流侧均造成不利，降低变换器的输出功率和转换效率，影响其电能质量，并给缩短电源及设备的寿命。

目前针对直流母线有效的二次纹波抑制方法大体可分为无源滤波方法和有源滤波(APF)方法两大类。

第一类传统的无源滤波方法是直接在直流母线两端并联大电容或LC谐振电路来抑制直流电压脉动。该方法中，直流侧所并联的电容值非常大，使得整台设备体积很大，功率密度小，造价高，且通常使用电解电容，系统寿命短。并且该方法只能减小直流侧的二次脉动，且无法完全滤除，随着直流侧纹波要求的提高，所需的电容量也将大大增加。因此，当直流侧纹波要求较高时，一般采用在直流侧并联LC谐振电路的方法来抑制二次脉动。但因为脉动功率频率较低，所以该方法中的电感和电容取值均比较大。并且LC谐振电路对电感与电容参数偏移和基波频率漂移十分敏感，当LC谐振频率与谐波源频率严重失配时，电路中会产生二次谐波环流，对系统造成损害。无源滤波方法中的电容和电感均直接与直流母线相连，电容电压或电感电流均无法实现大范围脉动。

第二类APF(有源滤波器)方法是利用电力电子电路，将二次脉动功率转移到允许脉动范围更大的电容电感上，实现功率平衡。这种方法所需储能元件较少，系统体积与造价也相对降低。由于系统所需电容值大大降低，可以采用性能更优的薄膜电容来代替电解电容，增加了系统的寿命，提高了系统的稳定性和功率密度。目前APF方法已被广泛应用于二次纹波的抑制。在不改变纹波抑制电路基本拓扑结构的条件下，根据电容功率、电容容值与电压三者关系式，若需要进一步提升纹波抑制电路可吸收的二次脉动功率，则有两种途径。第一种是增大电容，但这种方式势必会增加成本和系统体积，降低功率密度。第二种是提高电容电压，采用这种方法不会增加系统体积，并且根据电压升高的倍数，可进一步减小容值。而且由于关系式中电压为二次项，使提高电压的收益高于增大电容。而提高电压最简单的方式便是采用直流-直流(DC-DC)变换器。

发明内容

本发明提供了一种基于有源大电容的二次电流纹波抑制方法，其克服了背景技术中所述的现有纹波抑制方法中所需电容体积大、整台设备体积很大、功率密度小、造价高，且通常使用电解电容，系统寿命短的缺点。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种基于有源大电容的二次电流纹波抑制方法，它包括纹波抑制电路，该纹波抑制电路包括能相串联工作的有源大电容C_eq1和有源大电容C_eq2，串联后的有源大电容C_eq1和有源大电容C_eq2的两端并联在直流母线两端；

所述抑制纹波电路利用纹波抑制电路的瞬时功率与直流母线上的二次脉动功率大小相等，相位互补，从而实现二次纹波电流的吸收。

一实施例之中：包括开关管S₁、开关管S₂、电感L_r、电感L₁、电容C₁、电容C₂、开关管S_a、开关管S_b、电感L₂、电容C₃、电容C₄、开关管S_c和开关管S_d，开关管S₁和S₂组成半桥电路结构且两端分别连接直流母线的正负极，中点连接电感L_r的一端；电感L_r的另一端连接电容C₁的负极板和电容C₃正极板；开关管S_a和S_b组成一双向半桥变换器且一端连接电容C₂正极板，另一端连接电容C₁与电容C₂的负极板，中点连接电感L₁的一端；电感L₁的另一端连接电容C₁的正极板；开关管S_c和S_d组成一双向半桥变换器且一端连接电容C₄正极板，另一端连接电容C₃与电容C₄的负极板，中点连接电感L₂的一端；电感L₂的另一端连接在电容C₁的负极板与电容C₃的正极板之间。

所述有源大电容C_eq1为电容C₁两端的等效电容，所述有源大电容C_eq2为电容C₃两端的等效电容。

一实施例之中：电容C₂、电容C₃和电容C₄端电压u₂、u₃与u₄分别采用电容电压单闭环控制；通过采集直流母线电流i_bus，根据该纹波抑制电路的瞬时功率和直流母线的二次脉动功率大小相等，相位相反的功率匹配原理，计算得到有源大电容C_eq2端口以及电容C₂和C₄两端的参考电压u_eq2-ref、u_2-ref和u_4-ref；所述有源大电容C_eq2端口的电压u_eq2即为电容C₃两端电压u₃；

通过采集电容C₂两端电压u₂，与参考电压u_2-ref的差值输入电压环PI补偿器，结合SPWM法控制开关管S_a和开关管S_b的通断，来控制电容C₂两端的电压u₂；

通过采集有源大电容C_eq2端口电压u_eq2与参考电压u_eq2-ref的差值输入电压环PI补偿器，结合SPWM法控制开关管S₁和开关管S₂的通断，来控制电容C₃两端的电压u₃；

通过采集电容C₄两端电压u₄，与参考电压u_4-ref的差值输入电压环PI补偿器，结合SPWM法控制开关管S_c和开关管S_d的通断，来控制电容C₄两端的电压u₄。

一实施例之中：所述直流母线两端并接单相逆变器或单相整流器。

一实施例之中：电感L₂的最小取值为电感L₁的最小取值为其中，f_s开关频率。

一实施例之中：电感L_r的最大值为其中，f_w为工作频率，C_eq为有源大电容等效容值。

本技术方案与背景技术相比，它具有如下优点：

1)本案提出了一种有源大电容的构建方式，实现与直流母线上二次电流纹波的功率匹配，吸收二次电流纹波，减小纹波抑制电路中所需储能元件的体积，避免电解电容的使用，提高系统功率密度的同时增加系统寿命。

2)无需改变原来负载的连接方式，将该纹波抑制电路直接并联在直流母线即能工作，实现可热拔插式运行。纹波抑制电路对负载无影响，二次脉动功率仅在直流母线和该纹波抑制电路之间传递，提升直流供电电源的使用寿命，增加了系统的稳定性。

3)该纹波抑制电路所需器件成本低，控制简单。且纹波抑制电路可实现软开关，对系统效率影响小。

4)可实现对单相逆变器或单相整流器引起的二次脉动功率抑制。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

图1是含有源大电容的二次纹波抑制电路原理图；

图2是含有源大电容的纹波抑制电路的前级电路模态分析图；

图3是含有源大电容的纹波抑制电路中前级电路开关管驱动波形及电感电流与电容电压波形；

图4是含有源大电容的纹波抑制电路中有源大电容C_eq2后级电路模态分析图；

图5是含有源大电容的纹波抑制电路中有源大电容C_eq2后级电路开关管驱动波形及电感电流与电容电压波形；

图6是含有源大电容的纹波抑制电路中有源大电容C_eq2控制框图；

图7是含有源大电容的纹波抑制电路进行二次纹波抑制时输入电流及其傅里叶分析图。

具体实施方式

一种基于有源大电容的二次电流纹波抑制方法，它包括纹波抑制电路，该纹波抑制电路包括能相串联工作的有源大电容C_eq1和有源大电容C_eq2，串联后的有源大电容C_eq1和有源大电容C_eq2的两端并联在直流母线两端；

所述抑制纹波电路利用纹波抑制电路的瞬时功率与直流母线上的二次脉动功率大小相等，相位互补，从而实现二次纹波电流的吸收。

所述直流母线两端可并接单相逆变器或单相整流器。

请查阅图1，该纹波抑制电路包括开关管S₁、开关管S₂、电感L_r、电感L₁、电容C₁、电容C₂、开关管S_a、开关管S_b、电感L₂、电容C₃、电容C₄、开关管S_c和开关管S_d，开关管S₁和S₂组成半桥电路结构且两端分别连接直流母线的正负极，中点连接电感L_r的一端；电感L_r的另一端连接电容C₁的负极板和电容C₃正极板；开关管S_a和S_b组成一双向半桥变换器且一端连接电容C₂正极板，另一端连接电容C₁与电容C₂的负极板，中点连接电感L₁的一端；电感L₁的另一端连接电容C₁的正极板；开关管S_c和S_d组成一双向半桥变换器且一端连接电容C₄正极板，另一端连接电容C₃与电容C₄的负极板，中点连接电感L₂的一端；电感L₂的另一端连接在电容C₁的负极板与电容C₃的正极板之间。

所述有源大电容C_eq1为电容C₁两端的等效电容，所述有源大电容C_eq2为电容C₃两端的等效电容。有源大电容C_eq1的正极板连接直流母线正极，有源大电容C_eq2正极板连接有源大电容C_eq1的负极板，C_eq2的负极板连接直流母线负极。对于有源大电容C_eq1，通过控制开关管S_a和S_b，可实现当能量由电容C₁向电容C₂流动时，变换器工作在升压模式，当能量由电容C₂向C₁流动时，双向半桥变换器工作在降压模式。对于有源大电容C_eq2，通过控制开关管S_c和开关管S_d，可实现当能量由电容C₃向电容C₄流动时，变换器工作在升压模式，当能量由电容C₄向C₃流动时，双向半桥变换器工作在降压模式。

有源大电容C_eq1可吸收的二次脉动功率为电容C₁和电容C₂吸收脉动功率之和,有源大电容C_eq2可吸收的二次脉动功率为电容C₃和电容C₄吸收脉动功率之和。

电容C₂、电容C₃和电容C₄端电压u₂、u₃与u₄分别采用电容电压单闭环控制；通过采集直流母线电流i_bus，根据该纹波抑制电路的瞬时功率和直流母线的二次脉动功率大小相等，相位相反的功率匹配原理，计算得到有源大电容C_eq2端口以及电容C₂和C₄两端的参考电压u_eq2-ref、u_2-ref和u_4-ref；所述有源大电容C_eq2端口的电压u_eq2即为电容C₃两端电压u₃；通过采集电容C₂两端电压u₂，与参考电压u_2-ref的差值输入电压环PI补偿器，结合SPWM(正弦脉冲宽度调制)法控制开关管S_a和开关管S_b的通断，来控制电容C₂两端的电压u₂；通过采集有源大电容C_eq2端口电压u_eq2与参考电压u_eq2-ref的差值输入电压环PI补偿器，结合SPWM法控制开关管S₁和开关管S₂的通断，来控制电容C₃两端的电压u₃；通过采集电容C₄两端电压u₄，与参考电压u_4-ref的差值输入电压环PI补偿器，结合SPWM法控制开关管S_c和开关管S_d的通断，来控制电容C₄两端的电压u₄。

有源大电容C_eq1和有源大电容C_eq2的交流分量瞬时功率表现为与负载反馈到直流母线上的二次脉动功率大小相等，相位相反时，可实现对二次纹波电流的吸收，且满足直流母线电压总约束。直流母线中的二次电流纹波仅在负载与纹波抑制电路间传递，减少了对电源的伤害。纹波抑制电路可通过升高电容电压的方式增加对二次脉动功率的吸收，大大减小了电容值，从而可避免电解电容的使用，减小了直流侧储能元件的体积，提高了系统的功率密度，增加了系统的寿命。

本发明的控制过程具体如下：

开关管S₁的栅极和源极间所加的驱动信号与开关管S₂的栅极和源极间所加的驱动信号互补。当电容C₂两端电压u₂下降时，开关管S_a始终关断，仅在开关管S_b的栅极和源级间加入驱动信号来控制有源大电容的工作状态。当电容C₂两端电压u₂上升时，开关管S_b始终关断，仅在开关管S_a的栅极和源级间加入驱动信号来控制有源大电容的工作状态。有源大电容C_eq2与有源大电容C_eq1结构相同，仅电容电压波形互补，开关管通断情况分析与C_eq1具有对称性。

所述开关管S₁、开关管S₂、开关管S_a、开关管S_b和开关管S_c、开关管S_d的开通和关断均采用SPWM法进行控制，纹波抑制电路的开关频率综合考虑系统容量、开关管电压电流应力和系统效率优化等因素合理选取。

当直流母线中的电流包含二次电流纹波时，该电流可表示为

利用功率匹配，当该纹波抑制电路的瞬时功率和负载带来的直流母线上的二次脉动功率大小相等，相位相反，则可实现二次电流纹波的抑制，即

由直流母线电压约束条件，电容C₁两端电压u₁与电容C₃两端电压u₃应满足

u₁+u₃＝U_i

其中，U_i为直流母线电压。

再由电容C₂两端电压u₂与电容C₁两端电压u₁以及电容C₄两端电压u₄与电容C₃两端电压u₃之间的调制关系，得

联立上述三式可得

因此，要实现功率平衡则需要对应频率项系数相等，即

化简得

其中，U₁、U₃分别表示电容C₁、C₃电压的直流分量，V为电容电压正弦分量幅值，为电容电压正弦分量相位，U_o、I_o分别表示输出电压和输出电流幅值，ω为基波角频率，θ为输出电流相位，m、n为调制比的倒数。由上述结果可知，当有源大电容C_eq1两端电压直流分量U₁与有源大电容C_eq2两端电压直流分量U₃满足其等效容值反比关系，且交流分量幅值及相位满足以上关系时，可实现功率平衡，达到抑制二次脉动功率的效果。

因此电容C₂两端电压u₂参考值u_2-ref应调制为

电容C₃两端电压u₃参考值u_3-ref应调制为

电容C₄两端电压u₄参考值u_4-ref应调制为

图1所示的含有源大电容的纹波抑制电路的模态分析如图2至图5所示。在一个开关周期中，前级电路根据电感L_r的电流i_Lr方向变化，有2种工作模态。有源大电容C_eq1与有源大电容C_eq2结构相同，电容电压相位互补，二者模态分析具有对称性，以下均以有源大电容C_eq2为例进行分析。在S_c和S_d各自的开关周期中，后级电路根据能量流动的方向，可以分为升压和降压两种工作模式。

对前级电路的分析，C₁与C₃的状态具有对称性，这里以C₃为例分析，具体描述如下：

区域D₂&D₄，如图3(a)：i_Lr在一个开关周期内变向，如图3(b)，在此工作区域，开关S₁和S₂均实现零电压开通。

模态I：开关管S₁导通，开关管S₂关断。当电流i_Lr正向时，直流母线通过开关管S₁给电感L_r和电容C₃充电，电流i_Lr正向增大，电压u₃增大，如图2(a)。当i_Lr反向时，电感L_r和电容C₃通过开关管S₁的体二极管将能量反馈回直流母线。电流i_Lr反向减小，u₃减小，如图2(c)。

模态II：开关管S₁关断，开关管S₂导通。当i_Lr正向时，电感L_r通过开关管S₂的体二极管给电容C₃充电。电流i_Lr正向减小，电压u₃增大，如图2(b)。当i_Lr反向时，电容C₃通过开关管S₂给电感L_r充电。电流i_Lr反向增大，u₃减小，如图2(d)。

区域D₁，如图3(a)：电流i_Lr>0，电压u₃增大，如图3(c)。

模态I：开关管S₁导通，开关管S₂关断。直流母线通过开关管S₁给电感L_r和电容C₃充电。电流i_Lr正向增大，电压u₃增大，如图2(a)。

模态II：开关管S₁关断，开关管S₂导通。电感L_r通过开关管S₂的体二极管给电容C₃充电。电流i_Lr正向减小，电压u₃增大，如图2(b)。

区域D₃：电流i_Lr<0，电压u₃减小，如图3(d)。

模态I：开关管S₁导通，开关管S₂关断。电感L_r和电容C₃通过开关管S₁的体二极管将能量反馈给直流母线。电流i_Lr反向减小，电压u₃减小，如图2(c)。

模态II：开关管S₁关断，开关管S₁导通。电容C₁通过开关管S₂给电感L_r充电。电流i_Lr反向增大，电压u₃减小，如图2(d)。

对后级电路的分析，根据能量流动的方向，可分为升压和降压两种工作模式。当能量由电容C₃向电容C₄流动时，双向半桥变换器工作在升压模式，当能量由电容C₄向电容C₃流动时，双向半桥变换器工作在降压模式，具体描述如下：

升压模式：开关管S_c一直处于关断。当开关管S_d导通，电容C₃通过开关管S_d给电感L₂充电，电感电流i_L2正向增大，如图4(a)。当开关管S_d关断，电容C₃和电感L₂通过开关管S_c的体二极管给电容C₄充电，电感电流i_L2正向减小，电容C₄电压u₄升高，如图4(b)。电感电流i_L2和电容C₄电压u₄变化如图5(a)。

降压模式：开关管S_d一直处于关断。当开关管S_c导通，电容C₄通过开关管S_c给电感L₂和电容C₃充电，电感电流i_L2反向增大，电容C₄电压u₄降低，如图4(c)。当开关管S_c关断，电感L₂通过开关管S_d的体二极管给电容C₃充电，电感电流i_L2反向减小，如图4(d)。电感电流i_L2和电容C₄电压u₄变化如图5(b)。

有源大电容C_eq2中的电容C₃和电容C₄端电压u₃与u₄分别采用电容电压单闭环控制。通过采集直流母线电流i_bus，经过计算得到有源大电容C_eq2端口以及电容C₄两端的参考电压u_eq2-ref和u_4-ref。上述有源大电容C_eq2端口的电压u_eq2即为电容C₃两端电压u₃。对于电容C₃，通过采集有源大电容端口电压u_eq2与参考电压u_eq2-ref的差值输入电压环PI补偿器，通过SPWM法控制开关管S₁和S₂的通断，来控制电容C₃两端的电压u₃。对于电容C₄，通过采集电容C₄两端电压u₄，与参考电压u_4-ref的差值输入电压环PI补偿器，通过SPWM法控制开关管S_c和S_d的通断，来控制电容C₄两端的电压u₄。如图6所示。

由以上分析可知，含有源大电容的纹波抑制电路中的电容取值大小与直流母线电压以及二次脉动功率大小有关，若要使二次脉动功率被完全吸收，电容C₁，C₂，C₃，C₄取值应满足如下关系

其中，P_{har_2}为二次脉动功率。

设控制电容C₁和电容C₃电压直流分量相等，则有源大电容C_eq1等效容值与有源大电容C_eq2等效容值相等。对于有源大电容C_eq2，加入双向半桥变换器之后与加入双向半桥变换器之前实际所需电容之比为

其中，C为加入半桥变换器后的电容，为电容C₃、C₄之和；C’为加入半桥变换器前的电容，为电容C₃、n²C₄之和。由上式可知，电容C₄与电容C₃电压比值n越大，有源大电容C_eq2等效容值越大，加入半桥变换器后实际电容使用量减小越多。有源大电容C_eq1与有源大电容C_eq2结构相同，加入半桥变换器前后实际电容使用量与有源大电容C_eq2类似。

为减少开关频率纹波，双向半桥变换器中电感L₂的取值应按照电容C₃与电感L₂谐振频率在开关频率附近来选取，则电感L₂的最小值为

其中，f_s开关频率。

有源大电容C_eq1与有源大电容C_eq2结构相同，则半桥变换器中电感L₁的最小值为

其中，f_s为开关频率。

根据GB/T 14549 93的纹波指标规定，为减少L_r与C_eq1、C_eq2谐振次纹波对系统造成的影响，要使电感L_r与C_eq1、C_eq2谐振频率大于电路工作频率的21倍。设工作频率为f_w(即逆变器输出电压频率)，则电感L_r的最大值为

其中，f_w为工作频率，C_eq为有源大电容等效容值。

根据上述参数选取方式进行仿真，综合考量系统效率，有源大电容电路设计参数如表1所示，直流母线电压U_dc为250V，半桥变换器调制比0.5，即m＝n＝2，电容C₁、C₂和电容C₃、C₄均为30μF，电感L_r为120μH，电感L₁和电感L₁为33μH，开关频率f_s为10kHz。

表1：

仿真利用一个单相逆变器引入二次谐波，逆变器输出电压幅值为100V，频率为50Hz,输出滤波电感为2.5mH，滤波电容为1uF,开关频率为10kHz,负载为50Ω。根据上述分析，逆变器在直流母线会产生二次电流纹波，将含有源大电容的纹波抑制电路并联在直流母线两端并结合相应的控制策略，进行二次纹波抑制。

图7(a)是单相逆变器的输出电压以及直流母线电流仿真波形，直流母线中含有大量二次电流纹波。

图7(b)是加入含有源大电容的二次纹波抑制支路后，单相逆变器的输出电压及直流母线仿真波形，直流母线中二次电流谐波含量明显降低。

图7(c)是上述两种情况下，对直流母线电流进行傅里叶分析得到的结果。未加入含有源大电容的二次纹波抑制支路的情况下，直流母线中二次电流纹波含量为32.03％，加入含有源大电容的二次纹波抑制支路的情况下，直流母线中二次电流纹波含量为3.25％。直流母线中二次电流纹波被有效抑制。

以上所述，仅为本发明较佳实施例而已，故不能依此限定本发明实施的范围，即依本发明专利范围及说明书内容所作的等效变化与修饰，皆应仍属本发明涵盖的范围内。

Claims (3)

1.一种基于有源大电容的二次电流纹波抑制方法，其特征在于：包括纹波抑制电路，该纹波抑制电路包括能相串联工作的有源大电容C_eq1和有源大电容C_eq2，串联后的有源大电容C_eq1和有源大电容C_eq2的两端并联在直流母线两端；

所述纹波抑制电路利用纹波抑制电路的瞬时功率与直流母线上的二次脉动功率大小相等，相位互补，从而实现二次纹波电流的吸收；

还包括开关管S₁、开关管S₂、电感L_r、电感L₁、电容C₁、电容C₂、开关管S_a、开关管S_b、电感L₂、电容C₃、电容C₄、开关管S_c和开关管S_d；

所述电感L₂的最小取值为电感L₁的最小取值为/>其中，f_s为开关频率；

所述开关管S₁和开关管S₂组成半桥电路结构且两端分别连接直流母线的正负极，中点连接电感L_r的一端；电感L_r的另一端连接电容C₁的负极板和电容C₃正极板；开关管S_a和开关管S_b组成一双向半桥变换器且一端连接电容C₂正极板，另一端连接电容C₁与电容C₂的负极板，中点连接电感L₁的一端；电感L₁的另一端连接电容C₁的正极板；开关管S_c和开关管S_d组成一双向半桥变换器且一端连接电容C₄正极板，另一端连接电容C₃与电容C₄的负极板，中点连接电感L₂的一端；电感L₂的另一端连接在电容C₁的负极板与电容C₃的正极板之间；

所述有源大电容C_eq1为电容C₁两端的等效电容，所述有源大电容C_eq2为电容C₃两端的等效电容；

电容C₂、电容C₃和电容C₄端电压u₂、u₃与u₄分别采用电容电压单闭环控制；通过采集直流母线电流i_bus，根据该纹波抑制电路的瞬时功率和直流母线的二次脉动功率大小相等，相位相反的功率匹配原理，计算得到有源大电容C_eq2端口以及电容C₂和电容C₄两端的参考电压u_eq2-ref、u_2-ref和u_4-ref；所述有源大电容C_eq2端口的电压u_eq2即为电容C₃两端电压u₃；

通过采集电容C₂两端电压u₂，与参考电压u_2-ref的差值输入电压环PI补偿器，结合SPWM法控制开关管S_a和开关管S_b的通断，来控制电容C₂两端的电压u₂；

通过采集有源大电容C_eq2端口电压u_eq2与参考电压u_eq2-ref的差值输入电压环PI补偿器，结合SPWM法控制开关管S₁和开关管S₂的通断，来控制电容C₃两端的电压u₃；

通过采集电容C₄两端电压u₄，与参考电压u_4-ref的差值输入电压环PI补偿器，结合SPWM法控制开关管S_c和开关管S_d的通断，来控制电容C₄两端的电压u₄；

有源大电容C_eq1可吸收的二次脉动功率为电容C₁和电容C₂吸收脉动功率之和,有源大电容C_eq2可吸收的二次脉动功率为电容C₃和电容C₄吸收脉动功率之和。

2.根据权利要求1所述的一种基于有源大电容的二次电流纹波抑制方法，其特征在于：所述直流母线两端并接单相逆变器或单相整流器。

3.根据权利要求1所述的一种基于有源大电容的二次电流纹波抑制方法，其特征在于：电感L_r的最大值为其中，f_w为工作频率，C_eq为有源大电容等效容值。