CN108566092B - 一种软开关双向dc/dc变换电路以及变换器 - Google Patents

一种软开关双向dc/dc变换电路以及变换器 Download PDF

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Abstract

一种软开关双向DC/DC变换电路以及变换器，包括k个并联的升降压电路，每个升降压电路中的两个桥臂开关轮流切换进入导通状态，且在切换过程中存在死区，k个升降压电路的驱动波形在时间上交错1/(k·fs)，fs代表升降压电路的开关频率，其中，开关频率fs根据实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变，实时改变的fs使电路工作于断续工作模式，且储能电感中存储的能量能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗。本发明导通损耗与开关损耗低，效率高，在宽范围内能够保持高效运行；物料成本降低；电流纹波叠加，峰谷相消的同时纹波频率成倍提高，有效降低高压与低压侧滤波器体积；单元化设计易于扩展。

Description

一种软开关双向DC/DC变换电路以及变换器
技术领域
本发明涉及变换器领域，尤其涉及一种软开关双向DC/DC变换器。
背景技术
作为高压直流单元(直流母线或高压电池等)与低压直流单元(如低压电池或超级电容等)的能量传输的纽带，DC/DC变换器在多种工业应用中得到了广泛运用，如清洁能源、数据中心、电动汽车、航空航天、不间断电源等。通常DC/DC变换器的低压侧电流应力较大，高压侧电压应力较高。传统硬开关模式下的Buck/Boost电路存在严重的开关损耗(开关过程电流大、电压高)，反向恢复也十分严重，效率与频率难以提高；与此同时，散热器及无源器件体积往往较大，功率密度低；此外，硬开关过程中电压变换率与电流变化率大，系统的EMI干扰也更加严重。
相比之下，采用软开关工作模式能有效改善上述问题，提升整机性能。现有的实现软开关的方式主要有：1)利用谐振网络；2)利用有源钳位电路；3)通过耦合电感及辅助开关组成辅助电路。利用谐振网络(如LLC，LCC，CLLC，LCL)实现软开关，在一定的工作范围或频率范围内能够达到很高效率，但宽范围应用时效果不太理想。而利用有源钳位电路或借助辅助电路这种实现方式需要增加额外的器件，一方面电路复杂，导通损耗增加；另一方面多数变换器能量多只能单向传输，当有双向传输需要时并不适用。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种软开关双向DC/DC变换电路以及变换器。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种软开关双向DC/DC变换电路，包括k个并联的升降压电路，k为大于等于2的整数，每个所述升降压电路包括储能电感、桥式连接的两个桥臂开关、与相应的桥臂开关反并联的二极管，储能电感的第一端用于连接第一直流源，储能电感的第二端连接至两个桥臂开关之间，上桥臂的桥臂开关连接第二直流源，下桥臂的桥臂开关分别连接第一直流源和第二直流源的地；
其中，每个升降压电路中的两个桥臂开关轮流切换进入导通状态，且在切换过程中存在死区，k个升降压电路的驱动波形在时间上交错1/(k·fs)，fs代表升降压电路的开关频率，开关频率fs根据所述DC/DC变换电路的实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变，实时改变的fs使所述变换电路工作于断续工作模式，且储能电感中存储的能量能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗。
在本发明所述的软开关双向DC/DC变换电路中，所述的fs根据所述DC/DC变换电路的实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变具体包括：根据计算式
Figure BDA0001559158910000021
计算升降压电路的开关频率fs；
其中，V1代表所述实时输入电压，V2代表所述实时输出电压，Po表示所述实时输出功率，Lindctor代表储能电感的感抗；Ith预先设定，且Ith≥Ith_min>0，Ith_min代表储能电感中的方向与整个变换电路的能量传输方向相反的反向电流的阈值，当储能电感中的反向电流的阈值为Ith_min时，储能电感中存储的能量刚好能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗。
在本发明所述的软开关双向DC/DC变换电路中，Ith为一常数，或者为一个范围内变化的数值。
在本发明所述的软开关双向DC/DC变换电路中，桥臂开关为IGBT或Mosfet。
本发明还公开了一种软开关双向DC/DC变换器，包括用于接入第一直流源的第一滤波电路、DC/DC变换电路、用于接入第二直流源的第二滤波电路，所述第一滤波电路、DC/DC变换电路、第二滤波电路依次连接；
其中，所述DC/DC变换电路包括k个并联的升降压电路，k为大于等于2的整数，每个所述升降压电路包括储能电感、桥式连接的两个桥臂开关、与相应的桥臂开关反并联的二极管，储能电感的第一端通过第一滤波电路连接第一直流源，储能电感的第二端连接至两个桥臂开关之间，上桥臂的桥臂开关通过第二滤波电路连接第二直流源，下桥臂的桥臂开关分别连接第一直流源和第二直流源的地；
其中，每个升降压电路中的两个桥臂开关轮流切换进入导通状态，且在切换过程中存在死区，k个升降压电路的驱动波形在时间上交错1/(k·fs)，开关频率fs代表升降压电路的开关频率，fs根据所述DC/DC变换电路的实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变，实时改变的fs使所述变换电路工作于断续工作模式，且储能电感中存储的能量能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗。
在本发明所述的软开关双向DC/DC变换器中，所述的fs根据所述DC/DC变换电路的实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变具体包括：根据计算式
Figure BDA0001559158910000041
计算升降压电路的开关频率fs；
其中，V1代表所述实时输入电压，V2代表所述实时输出电压，Po表示所述实时输出功率，Lindctor代表储能电感的感抗；Ith预先设定，且Ith≥Ith_min>0，Ith_min代表储能电感中的方向与整个变换电路的能量传输方向相反的反向电流的阈值，当储能电感中的反向电流的阈值为Ith_min时，储能电感中存储的能量刚好能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗。
在本发明所述的软开关双向DC/DC变换器中，Ith为一常数，或者为一个范围内变化的数值。
在本发明所述的软开关双向DC/DC变换器中，所述第一滤波电路包括第一滤波电感和第一滤波电容，所述第二滤波电路包括第二滤波电感和第二滤波电容，第一滤波电感的第一端用于连接第一直流源，第一滤波电感的第二端连接储能电感的第一端以及第一滤波电容的第一端，第一滤波电容的第二端连接第一直流源的地，第二滤波电感的第一端用于连接第二直流源，第二滤波电感的第二端连接上桥臂的桥臂开关的输入端以及第二滤波电容的第一端，第二滤波电容的第二端连接第二直流源的地。
在本发明所述的软开关双向DC/DC变换器中，桥臂开关为IGBT或Mosfet。
实施本发明的软开关双向DC/DC变换电路以及变换器，具有以下有益效果：
1)本发明根据实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变升降压电路的开关频率fs，使系统工作在断续模式，并且储能电感中存储的能量能够在死区时间内完成桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗，使所有开关均为零电压开通的软开关状态，系统不存在反向恢复损耗,开关损耗低，且电流每次只流经一个桥臂开关，导通损耗低，系统效率高；由于在工作过程中处于动态变频且动态移相的软开关工作状态，在宽范围运行时，系统始终处于最优工作频率，在宽范围内能够保持高效运行；
2)不对任何开关进行电压或电流采样，传感器使用数目减少，且无需不增加额外器件构成辅助电路即可实现全软开关运行，系统物料成本降低。
3)可以通过高频全软开关断续工作，实现储能电感体积有效减小，而且利用动态改变相位的多单元交错并联的方式，电流纹波叠加，峰谷相消的同时纹波频率成倍提高，有效降低两直流源侧滤波器体积；系统体积小；
4)单元化设计易于扩展，适用于多种双向DC/DC的应用，在高增益、大电流或宽范围的非隔离应用中尤为适用。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图：
图1是本发明较佳实施例提供的DC/DC变换器的结构示意图；
图2是几种情形下的储能电感电流波形对比图；
图3是开关Sk_n开通、Sk_p关断时的电流流向图；
图4是开关Sk_n、Sk_p均关断时的电流流向图；
图5是开关Sk_n关断、Sk_p开通时的电流流向图；
图6是储能电感的电流i_Lk持续下降并发生反向流动的电流流向图
图7是开关Sk_n、Sk_p均关断时的电流流向图；
图8是开关Sk_n开通、Sk_p关断时的电流流向图；
图9是为各状态下的各种电流、电压波形对比图；
图10是电流纹波叠加示意图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的典型实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。
需要说明的是，当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。
本说明书中使用的“第一”、“第二”等包含序数的术语可用于说明各种构成要素，但是这些构成要素不受这些术语的限定。使用这些术语的目的仅在于将一个构成要素区别于其他构成要素。例如，在不脱离本发明的权利范围的前提下，第一构成要素可被命名为第二构成要素，类似地，第二构成要素也可以被命名为第一构成要素。
本发明总的思路是：控制k个升降压电路的驱动波形在时间上交错1/(k·fs)，fs代表升降压电路的开关频率，其中的fs根据所述DC/DC变换电路的实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变，实时改变的fs使所述变换电路工作于断续工作模式，且储能电感中存储的能量能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗。
为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明，应当理解本发明实施例以及实施例中的具体特征是对本申请技术方案的详细的说明，而不是对本申请技术方案的限定，在不冲突的情况下，本发明实施例以及实施例中的技术特征可以相互组合。
参考图1，较佳实施例提供的DC/DC变换器，包括用于接入低压直流源的第一滤波电路100、DC/DC变换电路、用于接入高压直流源的第二滤波电路300，所述第一滤波电路100、DC/DC变换电路、第二滤波电路300依次连接。其中，所述第一滤波电路100包括滤波电感LL和滤波电容CL，所述第二滤波电路300包括滤波电感LH和滤波电容CH。所述DC/DC变换电路包括k个并联的升降压电路200-1～200-k，k为大于等于2的整数，每个升降压电路为传统的Buck-Boost电路。
具体的，每个所述升降压电路包括储能电感、桥式连接的两个桥臂开关、与相应的桥臂开关反并联的二极管。如图1中，L1～Lk分别表示升降压电路200-1～200-k的储能电感，S1-p～Sk-p分别表示升降压电路200-1～200-k的上桥臂中的桥臂开关，S1-n～Sk-n分别表示升降压电路200-1～200-k的下桥臂中的桥臂开关，D1-p～Dk-p分别表示升降压电路200-1～200-k的上桥臂中的二极管，D1-n～Dk-n分别表示升降压电路200-1～200-k的下桥臂中的二极管。其中，桥臂开关可以为IGBT或Mosfet，二极管可以为普通二极管，也可以为体二极管。
滤波电感LL的第一端用于连接低压直流源，滤波电感LL的第二端连接储能电感L1～Lk的第一端以及滤波电容CL的第一端，滤波电容CL的第二端连接低压直流源的地，储能电感L1～Lk的第二端分别对应的连接至桥臂开关S1-p～Sk-p的源极以及桥臂开关S1-n～Sk-n的漏极，桥臂开关S1-n～Sk-n的源极分别连接低压直流源和高压直流源的地，桥臂开关S1-p～Sk-p的漏极连接滤波电感LH的第二端，滤波电感LH的第二端还连接滤波电容CH的第一端，滤波电容CH的第二端连接高压直流源的地，滤波电感LH的第一端连接高压直流源。
其中，该变换器在工作过程中处于动态变频且动态移相的软开关工作状态。具体的，每个升降压电路中的两个桥臂开关轮流切换进入导通状态，且在切换
过程中存在死区，k个升降压电路的驱动波形在时间上交错1/(k·fs)，例如对于第i个升降压电路，其驱动波形分别为f(t+(i-1)/kfs)，1≤i≤k。
其中，fs代表升降压电路的开关频率，fs根据所述DC/DC变换电路的实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变，具体的，根据计算式1)计算升降压电路的开关频率fs：
Figure BDA0001559158910000081
其中，VL代表所述实时输入电压，VH代表所述实时输出电压，Po表示所述实时输出功率，Lindctor代表储能电感的感抗；Ith预先设定，Ith为一常数，或者为一个范围内变化的数值，且Ith≥Ith_min>0，Ith_min代表储能电感中的方向与整个变换电路的能量传输方向相反的反向电流的阈值，当储能电感中的反向电流的阈值为Ith_min时，储能电感中存储的能量
Figure BDA0001559158910000091
刚好能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗。
本实施例变换器通过动态改变开关频率fs，使储能电感L1～Lk中的反向电流(即流动方向与能量传输方向相反的电流)的幅值(即反向电流的峰值的绝对值)大小为设定的阈值Ith，无需增加额外的传感器对开关电流或电压进行采样，可确保系统工作在软开关状态。变换器支持双向运行，拟定系统能量由低压向高压传输为正向传输，能量由高压向低压传输为反向传输，在正向和反向运行时变换器所有开关管均可工作在软开关模式，工作过程的储能电感的电流波形如图2所示，图2中左上角的图表示正向传输、重载情形下的储能电感的电流波形，图2中右上角的图表示正向传输、轻载情形下的储能电感的电流波形，图2中左下角的图表示反向传输、重载情形下的储能电感的电流波形，图2中右下角的图表示反向传输、轻载情形下的储能电感的电流波形，可见电感的反向电流的幅值始终保持在阈值Ith，其原理如下：
根据伏秒平衡可知，储能电感电流纹波峰峰值：
对于单个升降压电路，由于输入电压恒定，储能电感中电流平均值ILk_avg满足：
Figure BDA0001559158910000093
根据式1)～3)，可以推出：
ILk_p_p＝2(|ILk_avg|+Ith)＞2|ILk_avg| 式4)
可见通过式2)的变频方式，可保证储能电感的电流肯定过零，且始终存在一定阈值Ith，变换器将工作在断续模式(DCM)，所有桥臂开关将处于零电压开通(ZVS)的软开关状态。下面以能量正向传输为例对该状态下系统软开关过程进行说明。
参考图3-8，储能电感中电流的参考方向与开关两端电压与电流参考方向从左向右流动i_Lk为正，高侧电压vh_side与低侧vl_side电压参考方向为由上到下为正，高侧电流ih_side与低侧il_side电流的参考方向为由上向下为正。
参考图3，结合图9，t1～t2，里Sk_n导通、Sk_p关断，电感Lk电流上升，vl_side大小为0，il_side电流与电流i_Lk相等；vh_side大小为VH，ih_side为0；
参考图4，结合图9，t2～t3，Sk_n与Sk_p均处于关断状态，为死区时间。t2时刻Sk_n关断。关断后，电流i_Lk迅速对Sk_p的寄生电容放电，Sk_p电压迅速下降到-VF(二极管Dk_p的压降，约等于0V)，Dk_p导通续流，ih_side大小为i_Lk。此时vl_side大小为VH+VF，vh_side保持为-VF。
参考图5，结合图9，t3～t4，Sk_n关断、Sk_p开通。t3时刻Sk_p开通，由于在开启前其两端电降到-VF(二极管Dk_p的压降，约等于0V)，因此在t3时刻Sk_p开通为零电压开通(ZVS)，开通时Dk_p无正向电流，因此Sk_p开通时Dk_p不存在反向恢复损耗；此阶段电感电流i_Lk持续下降，并发生反向流动，如图6所示，以式1)中的开关频率fs运行时，电感电流i_Lk在t4时刻将下降到-Ith；
参考图7，结合图9，t4～t5，Sk_n与Sk_p均处于关断状态，为死区时间。t4时刻上管关断，关断后，电感电流i_Lk迅速对Sk_n寄生电容放电，vl_side迅速下降到-VF(二极管Dk_n的压降，约等于0V)，二极管Dk_n导通续流，电流大小为i_Lk。此时vh_side大小为VH+VF，vl_side保持为-VF。t5时刻Sk_n开通，如图8所示，由于在开通前其两端电压始终等于二极管Dk_n导通压降，因此在t5时刻Sk_n开通为零电压开通(ZVS)，Sk_n开通时Dk_p无正向电流，因此Sk_n开通时Dk_p不存在反向恢复损耗。
根据式1)-3)有：
Figure BDA0001559158910000111
由于系统处于软开关，系统可以工作在很高的开关频率，fs很大，且断续模式ILk_p_p较大，根据式5)，系统储能电感感量减小，储能电感体积与重量得以有效降低。
根据不同的电压VL、VH以及Po实时改变开关频率fs，可以灵活控制阈值电流Ith大小，使系统在不同的电压VL、VH以及Po效率最大化，适合有宽范围需求的应用。
Figure BDA0001559158910000112
根据式6)可知，当开关频率fs升高时，Ith将减小，开关损耗将升高，导通损耗将降低(Ith减小，电流有效值减小)。而当开关频率fs降低时，开关损耗将降低，导通损耗将升高。因此在一定电压VL、VH以及Po时，存在一个最优开关频率。在宽范围的应用中，系统根据VL、VH以及Po实时改变频率可将系统总损耗降低，效率最大化。
电流Ith的大小可以是一个常数，也可以为一个范围内变化的数值。最小阈值Ith_min需确保了电感Lk中储存的能量
Figure BDA0001559158910000113
能够在死区时间内完成Sk_p与Sk_n寄生电容的充放电，并维持死区时间里体二级管续流过程中的能量消耗。因此Sk_p与Sk_n两端不需要并联任何电容，以避免储能电感额外的能量需求增大Ith_min。Ith太小或者Ith_min太大均将使系统更易进入硬开关。系统软硬开关的由开关频率fs与Ith_min共同决定。
该变换器采用k个升降压电路并联使用，每个升降压电路交错1/(k·fs)发送驱动波形，由于频率fs动态变化，该系统交错的相位的大小也发生变化，因此，整个变换器处于同时变频与移相的工作模式。断续运行状态下各升降压电路中储能电感电流i_Lk的纹波较大，但并联后储能电感内电流发生叠加，峰谷相消，一方面有效降低了流入高压侧与低压侧滤波电容电流有效值，另一方面纹波频率提高到开关频率的k倍，低压与高压侧滤波器需要的无源器件LL、CL、LH以及CH均大大减小。以2个(即k＝2)升压单元并联为例，如图10虽然升降压电路中储能电感电流i_L1与i_L2纹波较大，但是交错并联运行，电流相互叠加后，电流纹波大大降低，频率变为2倍开关频率，低压与高压侧无源器件的体积可成倍降低。
需要说的是，该变换器可灵活扩展以满足更高效率或更高功率等应用需求。与其他DC/DC变换器类似，升降压电路中开关Sk_p与Sk_n可以为单个开关管，也可以为多个开关管或功率模块并联使用，以满足不同功率或效率需求。此外，本变换器一方面还可以通过灵活调整所并联的升降压电路个数。另一方面，也可将多个DC/DC变换器可作为整体并联使用。另外，该变换器电流每次只流经一个桥臂开关，有效降低了导通损耗，非常适用于高增益大电流的应用。
该变换器所用开关器件Sk_p和Sk_n均为可控器件(如IGBT或Mosfet)，可以实现能量的双向传输；当只需要单向传输的应用时，Sk_p或Sk_n二者之一可替换为二极管，断续运行时虽非ZVS开通，但开启电流为零且同样不存在反向恢复损耗，开关损耗低，仍然能够保持高效率、高频率运行。
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (7)

1.一种软开关双向DC/DC变换电路，其特征在于，包括k个并联的升降压电路，k为大于等于2的整数，每个所述升降压电路包括储能电感、桥式连接的两个桥臂开关、与相应的桥臂开关反并联的二极管，储能电感的第一端用于连接第一直流源，储能电感的第二端连接至两个桥臂开关之间，上桥臂的桥臂开关连接第二直流源，下桥臂的桥臂开关分别连接第一直流源和第二直流源的地；
其中，每个升降压电路中的两个桥臂开关轮流切换进入导通状态，且在切换过程中存在死区，k个升降压电路的驱动波形在时间上交错1/(k·fs)，fs代表升降压电路的开关频率，开关频率fs根据所述DC/DC变换电路的实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变，实时改变的fs使所述变换电路工作于断续工作模式，且储能电感中存储的能量能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗；
其中，所述的fs根据所述DC/DC变换电路的实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变具体包括：根据计算式
Figure FDA0002430331160000011
计算升降压电路的开关频率fs；
其中，V1代表所述实时输入电压，V2代表所述实时输出电压，Po表示所述实时输出功率，Lindctor代表储能电感的感抗；Ith预先设定，且Ith≥Ith_min>0，Ith_min代表储能电感中的方向与整个变换电路的能量传输方向相反的反向电流的阈值，当储能电感中的反向电流的阈值为Ith_min时，储能电感中存储的能量刚好能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗。
2.根据权利要求1所述的软开关双向DC/DC变换电路，其特征在于，Ith为一常数，或者为一个范围内变化的数值。
3.根据权利要求1所述的软开关双向DC/DC变换电路，桥臂开关为IGBT或Mosfet。
4.一种软开关双向DC/DC变换器，其特征在于，包括用于接入第一直流源的第一滤波电路、DC/DC变换电路、用于接入第二直流源的第二滤波电路，所述第一滤波电路、DC/DC变换电路、第二滤波电路依次连接；
其中，所述DC/DC变换电路包括k个并联的升降压电路，k为大于等于2的整数，每个所述升降压电路包括储能电感、桥式连接的两个桥臂开关、与相应的桥臂开关反并联的二极管，储能电感的第一端通过第一滤波电路连接第一直流源，储能电感的第二端连接至两个桥臂开关之间，上桥臂的桥臂开关通过第二滤波电路连接第二直流源，下桥臂的桥臂开关分别连接第一直流源和第二直流源的地；
其中，每个升降压电路中的两个桥臂开关轮流切换进入导通状态，且在切换过程中存在死区，k个升降压电路的驱动波形在时间上交错1/(k·fs)，开关频率fs代表升降压电路的开关频率，fs根据所述DC/DC变换电路的实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变，实时改变的fs使所述变换电路工作于断续工作模式，且储能电感中存储的能量能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗；
其中，所述的fs根据所述DC/DC变换电路的实时输入电压、实时输出电压以及实时输出功率实时改变具体包括：根据计算式
Figure FDA0002430331160000031
计算升降压电路的开关频率fs；
其中，V1代表所述实时输入电压，V2代表所述实时输出电压，Po表示所述实时输出功率，Lindctor代表储能电感的感抗；Ith预先设定，且Ith≥Ith_min>0，Ith_min代表储能电感中的方向与整个变换电路的能量传输方向相反的反向电流的阈值，当储能电感中的反向电流的阈值为Ith_min时，储能电感中存储的能量刚好能够在死区时间内完成各桥臂开关中的寄生电容的充放电，并维持死区时间内二级管续流过程中的能量消耗。
5.根据权利要求4所述的软开关双向DC/DC变换器，其特征在于，Ith为一常数，或者为一个范围内变化的数值。
6.根据权利要求4所述的软开关双向DC/DC变换器，其特征在于，所述第一滤波电路包括第一滤波电感和第一滤波电容，所述第二滤波电路包括第二滤波电感和第二滤波电容，第一滤波电感的第一端用于连接第一直流源，第一滤波电感的第二端连接储能电感的第一端以及第一滤波电容的第一端，第一滤波电容的第二端连接第一直流源的地，第二滤波电感的第一端用于连接第二直流源，第二滤波电感的第二端连接上桥臂的桥臂开关的输入端以及第二滤波电容的第一端，第二滤波电容的第二端连接第二直流源的地。
7.根据权利要求4所述的软开关双向DC/DC变换器，其特征在于，桥臂开关为IGBT或Mosfet。
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