CN113924722A - 变换器、充电系统和制造变换器的方法 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施方式提供了直流(DC)变换器、充电系统和制造DC变换器的方法。DC变换器包括：第一开关电路，被配置为从DC源接收第一电压；以及第二开关电路，在第一DC线路和第二DC线路之间与所述第一开关电路并联耦合，其中所述第一开关电路和所述第二开关电路被配置为基于所述第一电压生成具有多个电压电平的组合的第二电压，以使得所述DC变换器基于所述多个组合来以开关频率调整的方式提供目标电压范围内的第三电压。以此方式，可以实现用于宽范围电压的DC变换器，这可以针对各种类型的电池提供更好的兼容性。

Description

变换器、充电系统和制造变换器的方法
技术领域
本公开的实施方式总体上涉及功率转换，并且更具体地，涉及直流(DC)变换器、充电系统和制造DC变换器的方法。
背景技术
电池广泛用于电动汽车、应急电源或补偿波动的可再生能源发电。通常，电池具有宽泛的工作电压范围以便完全充电或完全放电。
对于车载电池而言，由于车辆的功能和类型不同，对车载电池提供的电压范围的要求也不同。例如，现在BWM电动跑车的电池电压高于900V，而普通电动汽车(EV)充电器低于750V。
为了在未来兼容更多的EV车型，EV充电器必须具有更宽的电压范围。因此，DC/DC变换器必须能够在充电和放电模式下在较宽的电压范围内工作。
由于三相整流产生的高直流电压，基于三级(TL)拓扑的LLC谐振DC/DC变换器是用于EV充电器和双向接口变换器的最流行解决方案之一。在TL LLC谐振变换器中，对于所有开关和二极管都可以实现软开关，还可以使用低压MOSFET来进一步提高变换器性能。因此，效率和功率密度可以高于其他拓扑。
通常，电压增益仅通过改变谐振变换器的开关频率来控制。为了实现宽电压范围，变压器的磁化电感必须设计得比通常更小。由此，谐振电流变得更高，这导致巨大的传导损耗。此外，为了实现对于铁氧体磁芯的小磁化电感，必须创建大的气隙，这将导致显着的涡流损耗并增加变压器温度。因此，传统的调制方法不适合宽电压范围的应用。
发明内容
本公开的实施方式提出了用于提供较宽电压范围的方案。。
在第一方面中，提供了一种DC变换器。该DC变换器包括：第一开关电路，被配置为从DC源接收第一电压；以及第二开关电路，在第一DC线路和第二DC线路之间与第一开关电路并联耦合，其中第一开关电路和第二开关电路被配置为基于第一电压生成具有电压电平的多个组合的第二电压，以使得DC变换器基于多个组合、来以开关频率调整的方式提供目标电压范围内的第三电压。
在第二方面中，提供了一种充电系统。该充电系统包括：根据第一方面的变换器，通信单元，被配置以接收来自外围设备的充电请求；以及控制器，被耦合到变换器和通信单元并且被配置以：基于充电请求确定目标充电电平；以及响应于确定充电范围，调整变换器中的第一开关电路的第一多个开关元件和第二开关电路的第二多个开关元件，以使得变换器以目标充电电平提供电力。
在第三方面中，提供了用于制造根据第一方面的DC变换器的方法。
根据本公开的实施方式，DC变换器可以达到宽电压范围，这为各种类型的电池提供了更好的兼容性。
当结合附图阅读时，从下文的具体实施方式的描述中，本公开的实施方式的其他特征和优势将变得明显，该附图仅以示例方式示出本公开的原理。
附图说明
提供这里描述的附图以进一步解释本公开并且构成本公开的一部分。本公开的示例实施方式及其解释用于解释本公开，并不用于对本发明作出不当的限定。
图1示出了根据本公开的实施方式的DC变换器的简化框图；
图2示出了根据本公开实施方式的DC变换器的示意图；
图3示出了根据本公开的实施方式的前向中的DC变换器的示例操作的示意性时序图；
图4示出了根据本公开的实施方式的前向中的DC变换器的示例操作的示意性时序图；
图5示出了根据本公开实施方式的直流变换器在各种操作模式下的输出电压范围的波形示意图。
图6图示了根据本公开的实施方式的充电系统的简化框图；
贯穿附图，相同或相似的附图标记代表相同或相似的元件。
具体实施方式
现在将参考附图中所示的多个示例实施方式来描述本公开的原理。尽管在附图中示出了本公开的示例实施方式，但是应当理解，描述实施方式只是为了便于本领域技术人员更好地理解并由此实现本公开，而不是以任何方式限制本公开的范围。
术语“包含”或“包括”及其变体应被理解为意指“包括但不限于”的开放术语。除非上下文另有明确说明，术语“或”应理解为“和/或”。术语“基于”应理解为“至少部分基于”。术语“可操作”是指可以通过用户或外部机制触发的操作来实现的功能、动作、运动或状态。术语“一种实施方式”和“一个实施方式”应理解为“至少一个实施方式”。术语“另一实施方式”应理解为“至少一个其他实施方式”。术语“第一”、“第二”等可以指不同或相同的对象。下文可以包括明确的和隐含的其他定义。除非上下文另有明确指示，否则术语的定义在整个描述中是一致的。
除非另有说明或限制，否则术语“安装的”、“连接的”、“支持的”和“耦合的”及其变体被广泛使用并且包括直接和间接安装、连接、支持和耦合。此外，“连接”和“耦合”不限于物理或机械连接或耦合。在以下描述中，相同的附图标记和标记用于描述附图中的相同、相似或对应的部分。下文可以包括明确的和隐含的其他定义。
如上所述，传统的LLC谐振DC/DC变换器在充电和放电模式下可能无法在宽电压范围内工作，因此未来可能无法与更多EV模型兼容。
为了增加LLC变换器的输出电压范围，本公开提出了一种基于TL拓扑的DC变换器。DC变换器可以利用三级拓扑结构的第二控制自由度，即谐振回路的输入电压幅度，生成向谐振回路馈送的四个幅度电压，器将整个输出电压范围划分为四个大致相等的区域。
图1示出了根据本公开的实施方式的DC变换器的简化框图。DC变换器100可以包括：DC源110，第一开关电路120(耦合到DC源110并被配置为接收DC源110的输入电压Vin)、第二DC线112(耦合到第一DC线路111和第二DC线路112之间的第一开关电路120)。第一开关电路120和第二开关电路130可以基于输入电压Vin生成中间电压Vab。
DC变换器100还可以包括分别耦合到第一开关电路120和第二开关电路130的谐振回路140。中间电压Vab可以作为谐振回路140的输入电压馈送到谐振回路140。谐振回路140可以被配置为基于Vab生成谐振电流。
DC变换器100还可以包括具有初级侧和次级侧的变压器150。变压器150的初级侧可耦合到谐振回路140，并将谐振电流转换为脉冲电流。整流器和滤波器电路160可以被耦合到变压器150的次级侧，并且基于脉冲电流生成输出电压。输出电压可以被提供给直流输出170，该直流输出170被耦合到整流器和滤波器电路160，并且提供输出电压至其他外围设备，例如将被充电的EV的车载电池。
尽管示出了DC变换器100，但这仅用于说明而不暗示对这里描述的主题的范围的任何限制。在一些实施方式中，DC输出170也可以用作DC源，例如，如果EV的车载电池需要放电。相应地，DC电源110也可以用作DC输出。
将参考图2详细说明根据本公开的双向TL LLC拓扑中的DC变换器的示例电路200。图2图示了根据本公开的实施方式的DC变换器的示意图。
如图2所示，电路200可以包括第一端子210。并联连接的第一开关电路120和第二开关电路130可以被耦合到第一端子210。电路200还可以包括第二端子270。由于如图2所示的示例是示例性双向DC变换器，第一端子210和第二端子可以是DC源或DC输入。也就是说，如果第一端子210为DC源，第二端子270相应地是DC输入，反之亦然。
为了说明电路200的基本原理，以下假设DC变换器处于正向转换模式，即第一端子210为DC源并且第二端270为Dc输入。
第一开关电路120可以包括第一多个开关元件，即第一开关元件121、第二开关元件122、第三开关元件123和第四开关元件124。第一多个开关元件可以相互串联。
第二开关电路130还可以包括第二多个开关元件，即第五开关元件131、第六开关元件132、第七开关元件133和第八开关元件134。第二多个开关元件可以相互串联。
如图2所示，第一多个开关元件和第二多个开关元件是晶体管。这仅用于说明，并不暗示对此处描述的主题的范围的任何限制。
谐振回路140包括串联连接的谐振电感Lr 141和谐振电容Cr 142。谐振回路140的谐振电感141被耦接第一开关电路120的节点201，而谐振回路140的谐振电容Cr 142被耦接第二开关电路130的节点202。即，节点201和节点202之间的电压Vab可以是第一和第二开关电路的输出电压，并且可以作为输入电压被馈送到谐振槽140。
图2中所示的示例DC变换器还可以包括耦合在第一端子210和第一开关电路120之间的分压电路180。分压电路180可以包括串联连接的第一电容181和第二电容182。
分压电路180可以对第一端子210的输入电压Vl进行分压，并在第一电容181和第二电容182之间的节点207处生成中点电压。即，该节点207处的电压值可以等于第一端子210的输入电压的一半。
第一开关电路120还可以包括连接在第一开关电路120的节点203和节点204之间的第一钳位电路。第一钳位电路可以包括串联连接的第一二极管125和第二二极管126。
类似地，第二开关电路130还可以包括连接在第二开关电路130的节点205和节点206之间的第二钳位电路。第二钳位电路可以包括串联连接在节点205和节点206之间的第二钳位电路。
分压电路180可以经由分压电路180的节点207与第一钳位电路和第二钳位电路连接，在该节点207处生成中点电压。第一钳位电路可以包括在第一二极管125和第二二极管126之间的节点208，另外并且第二钳位电路可以包括在第三二极管135和第四二极管136之间的节点209。分压电路180的节点207可以分别耦合到第一钳位电路的节点208和第二钳位电路的节点209。
第一钳位电路还可以包括与第一二极管125和第二二极管126并联的电容127。第二钳位电路还可以包括与第一二极管135和第二二极管136并联的电容137。
第一钳位电路和第二钳位电路可以被配置为分别针对第一开关电路和第二开关电路钳位中点电压。
第一多个开关元件和第二多个开关元件可用于生成中间电压，即如上所述的谐振回路的输入电压。谐振回路140可以将中间电压转换为谐振电流，并将谐振电流提供给耦合到谐振回路140的变压器150的初级侧。
通常，变压器150可具有预定比率，其也可称为电压比率。变压器150可以基于变压器比将来自谐振回路140的谐振电流转换为脉冲电流。
整流器和滤波器电路160可以被耦合到变压器150的次级侧，并且可以从变压器接收脉冲电流。整流器和滤波器电路160可以对脉冲电流进行整流和滤波，以提供DC电压V2给第二端170。
整流器和滤波器电路160的整流器可以包括第一支路和第二支路。第一支路和第二支路中的每个支路可以包括串联连接的两个开关元件，即开关元件171和172，以及开关元件173和174。变压器150的次级侧可以被分别耦合到开关元件171和172之间的节点175以及开关元件173和174之间的节点176。
如上所述，第一和第二开关电路可以基于DC源的输入电压生成中间电压。通过第一多个开关元件和第二多个开关元件的各种开关操作模式，可以将中间电压划分为不同的电压电平。
正向工作的DC变换器中的第一开关电路和第二开关电路的各种开关工作方式可以进一步详细描述如下。图3图示了根据本公开的实施方式的根据DC变换器的示例操作的示意性时序图。
在图3中，V121～V124和V131～V134分别为图2所示的开关元件121-124和开关元件131-134(以下简称S121-S124和S131-S134)的门控信号。在初级侧。iprm和im是初级侧的谐振电流和磁化电流。i171～i174是流经次级侧开关元件171～174(以下简称为S171～S174)的体二极管的电流，如图2所示。如果变换器正向工作，则次级侧开关不会导通。
在间隔Tswa的阶段1[t0，tl]，S122、S133、和S134在该阶段以ZVS导通，Vab＝Vl。S121在时间点t0之前导通。次级侧电流流经体二极管S171和S174。在谐振电感Lr 141、谐振电容Cr 142和磁化电感Lm 143之间开始谐振。iprm在谐振频率fr下以正弦方式增加。电力通过变压器传输到第二端子170。
在间隔Tswa的第2阶段[t1，t2]，当iprm减小到零时，S171和S174的体二极管以零电流开关(ZCS)关断，不会产生反向恢复问题。谐振电感Lr 141、谐振电容Cr 142和磁化电感Lm 143之间的谐振开始。因为磁化电感Lm 143通常比谐振电感Lr 141大得多，iprm和im在此阶段几乎没有变化。
在间隔Tswa的阶段3a[t2，t3]，在该阶段的开始，S121、S122和S133关闭，而S132保持开启。iprm流经S123、S124和S133的体二极管，使Vab＝-0.5V1。Sp123、Sp124和Sp132使用ZVS导通，不会产生导通损耗。
在间隔Tswa的阶段4a[t3，t4]，iprm的方向与该阶段相反，并且谐振回路由C2供电。Vab＝-0.5V1。Lr和Cr之间开始共振。iprm在谐振频率fr处以正弦方式增加，通过Ss2和Ss3的体二极管将电力传输到输出。由于Cr上的直流偏置电压为0.25Vdc1，除了方向相反以外，第1和第4阶段的iprm和im相同。
在间隔Tswa的阶段5a[t4,t5]，与阶段2类似，当iprm减小到零时，S172和S170的体二极管由ZCS关闭，不产生反向恢复问题。谐振电感Lr 141、谐振电容Cr 142和磁化电感Lm 143之间的谐振开始。
在间隔Tswa的第6阶段[t5，t6]，S123、S124和S132在开始处关断，将iprm分流到S121、S122和S133的体二极管，实现三个开关的ZVS导通。
以此方式，可以在节点201和节点202之间生成具有Vab＝Vl和Vab＝-0.5Vl的电压电平组合的中间电压。在此开关操作模式下，Vab的AC组件的幅度是3/4V1。变换器的输出电压可以基于生成的Vab和变压器150的预配置变压比来确定。
在如上所述的阶段4a和5a期间，电流imid流出第一电容181和第二电容182的中间电压点207，这降低了中间电压点207处的电压。为了平衡第一电容181和第二电容182的电压，引入了阶段3b、4b和5b(如图3中的间隔Tswb中示出)。如图3所示阶段3a～5a和阶段3b～5b交替分布，用Tswa和Tswb表示。imid流入第一电容181和第二电容182的公共点。因为阶段3b、4b和5b期间的Vab与阶段3a、4a和5a期间的相同，谐振回路和次级侧的操作也相同，因此imid的幅度与阶段4a和5a的幅度相同。因此，无论使用3a、4a、5a集合还是3b、4b、5b集合，谐振回路都不会受到影响。根据中间电压点207处的电压，通过从两个集合中选择一个合适集合，可以容易地实现电压平衡。
除了通过感测第一电容181和第二电容182的电压进行反馈控制之外，变换器还具有自动平衡机制的能力，这归因于飞跨电容127和137。在阶段4a，第二电容182与飞跨电容137并联，以便一起向谐振回路供电。因此，谐振电流将首先从具有较高电压的电容中被提取。因为第二电容182远大于飞跨电容137，如果V137在开始时较高，则V137在阶段4a结束时将等于V182。类似地，在阶段4b结束时V127将等于V181。假设有时V182低于V181，则在阶段4a结束时V137将低于V181。当变换器在3b和4b阶段工作时，第一电容181会通过S131和S174向飞跨电容137充电到V181，这导致额外的电流流入节点207，这增加V182。此外，当变换器在阶段4a开始工作时，较小的电流将流出节点207，因为在阶段开始时V137高于V182。结果，在一个完整的开关周期中，净电流流入节点207，并且V182增加。如果V182>V181，则变换器以相反方式工作。
电压自动平衡能力取决于在开关周期中从第一电容181转移到第二电容182的电荷量。理论上，自动平衡机制很强，因为iprm在阶段4a可以单独从飞跨电容137中被提取，并在阶段4b完全充电到V181。在开关周期中，通过飞跨电容137从第一电容181转移到第二电容182的电荷量可以非常大。然而，在阶段4b期间，S131两端的电压必须完全放电才能开启ZVS。因此，充入飞跨电容137的总电荷量是时间和阶段4b期间(死区时间)的iprm的积分。因此，如果必须保证ZVS，则转移的电荷量受死区时间和那时iprm的限制。由于普通变换器的不平衡非常有限，因此在保持输入电压自动平衡的同时仍可实现ZVS。
图4图示了根据本公开的实施方式的DC变换器的另一示例操作的示意性时序图。
类似于图3、V121～V124和V121～V124为初级侧S121-S124和S131-S134的门控信号。iprm和im是初级侧的谐振电流和磁化电流。i171～i174是通过次级侧S171-S174的体二极管的电流。
如图4所示，间隔在Tswa的第1阶段[t0，t1]，S121、S122和Sp133在此阶段由ZVS导通，并且Vab＝0.5V1。次级侧电流流经S171和S174的体二极管。在谐振电感Lr 141、谐振电容Cr 142和磁化电感Lm 143之间开始谐振。iprm在谐振频率fr下以正弦方式增加。电力通过变压器传输到第二端子170。
在间隔Tswa的第2阶段[t1,t2]，当iprm减小到零时，S171和S174的体二极管由ZCS关断，不产生反向恢复问题。谐振电感Lr 141、谐振电容Cr 142和磁化电感Lm 143之间开始谐振。因为磁化电感Lm 143通常比谐振电感Lr 141大得多，所以iprm和im在此阶段几乎没有变化。
在间隔Tswa的阶段3[t2，t3]，在此阶段的开始处，S122和S133关断。iprm流经S123、S131和S132的体二极管。
在间隔Tswa的阶段4[t3，t4]，S123和S132由ZVS导通，不产生导通损耗。Vab＝0V。操作与阶段1类似。
在间隔Tswa的第5阶段[t4，t5]，当iprm减小到零时，S172和S173的体二极管由ZCS关断，不产生反向恢复问题。谐振电感Lr 141、谐振电容Cr 142和磁化电感Lm 143之间开始谐振。因为磁化电感Lm 143通常比谐振电感Lr 141大得多，iprm和im在此阶段几乎没有变化。
在间隔Tswa的第6阶段[t5，t6]，在此阶段开始处，S123和S132关断。iprm流经S121、S122、S133和S134的体二极管。因此，S121、S122和S133将在下一个周期的第1阶段由ZVS导通。
在这种模式下，可以在节点201和节点202之间生成具有Vab＝0.5Vl和Vab＝0的电压电平组合的中间电压。在这种开关操作模式下，Vab的AC分量的幅度是1/4V1。变换器的输出电压可以基于生成的Vab和变压器150的预配置变压比来确定。
考虑到电压平衡而引入阶段1b-5b。如图4所示，阶段1a～1a和阶段1b～5b交替分布，用Tswa和Tswb表示。阶段1b～5b反映的电压平衡原理可以与图3所示的方式类似，不再赘述。
此外，在另一开关操作模式中，DC变换器中的第一开关电路和第二开关电路正向工作。在节点201和节点202之间可以生成具有Vab＝V1和Vab＝-V1的电压电平组合的中间电压。
在这种模式下，DC变换器可以工作在以下阶段。第一阶段，S121、S122、Sp133、S134在此阶段由ZVS导通，Vab＝V1。次级侧电流流经S171和S174的体二极管。在谐振电感Lr 141、谐振电容Cr 142和磁化电感Lm 143之间开始谐振。iprm在谐振频率fr下以正弦方式增加。电力通过变压器传输到第二端子170。在阶段2，当iprm减小到零时，S171和S174的体二极管由ZCS关断，不产生反向恢复问题。谐振电感Lr 141、谐振电容Cr 142和磁化电感Lm 143之间的谐振开始。因为磁化电感Lm 143通常比谐振电感Lr 141大得多，iprm和im在此阶段几乎没有变化。在阶段3，在此阶段开始处，S121、S122、S133、S134关断。iprm流经S123、S124、S131和S132的体二极管。S123、S124、S132由ZVS导通，没有导通损耗。在阶段4，S123、S124、S131、S132由ZVS导通，不产生导通损耗。操作类似于阶段1。
在此开关操作模式下，Vab的AC分量的幅度为1V1。变换器的输出电压可以基于生成的Vab和变压器150的预配置变压比来确定。
此外，在另一开关操作模式下，DC变换器中的第一开关电路和第二开关电路正向工作。可以在节点201和节点202之间生成具有Vab＝0.5V1和Vab＝-0.5V1的电压电平组合的中间电压。
在此模式下，DC变换器可以工作在以下阶段。在阶段1，S121、S122、和S133在此阶段由ZVS导通，Vab＝0.5V1。次级侧电流流经Ss1和Ss4的体二极管。在谐振电感Lr 141、谐振电容Cr142和磁化电感Lm 143之间开始谐振。iprm在谐振频率fr下以正弦方式增加。电力通过变压器传输到第二端子170。在阶段2，当iprm减小到零时，S171和S174的体二极管由ZCS关断，不产生反向恢复问题。谐振电感Lr 141、谐振电容Cr 142和磁化电感Lm 143之间开始谐振。因为磁化电感Lm143通常比谐振电感Lr 141大得多，iprm和im在此阶段几乎没有变化。在阶段3，在此阶段开始处，S121、S122、和S133关断。iprm流经S123、S124、S131和S132的体二极管。在阶段4，S123、S131和S132由ZVS导通，没有导通损耗。操作类似于阶段1。
在此开关操作模式下，Vab的AC分量的幅度为1/2V1。变换器的输出电压可以基于生成的Vab和变压器150的预配置变压比来确定。
图5示出了根据本公开实施方式的DC变换器在各种工作模式下的输出电压范围的波形示意图。
基于如上所述的开关操作模式，可以实现用于整个输出电压范围的4个操作区域510-540。每个区域都有专用调制。V2是当操作区域510中开关频率等于谐振频率fr时的输出电压。在操作区域520-540中，谐振频率处的输出电压分别为3/4V2、1/2V2和1/4V2。
以此方式，基于输入电压可以通过各种开关操作模式生成四种电压电平组合，使得变换器可以基于电压电平的每种组合输出不同范围的电压。因此，所提出的DC变换器可以在宽电压范围内工作，并且未来可能会更好地兼容更多的EV型号，以兼容具有超宽输出电压范围的更多电动汽车型号。
作为选择，DC变换器也可以反向工作，例如，如果车载电池需要放电。在此情况下，图2中所示的第二终端170被认为是DC源，并且图2所示的第一端子110可以被认为是DC输出。
对于反向操作，输入和输出端子被交换。因此，在上述“3/4”模式下，电压增益为4/3而不是3/4。因此，初级侧即现在的整流器，必须以4/3的增益进行升高操作。次级侧开关在全桥模式工作。初级侧开关具有不对称的占空比来泵取电压。与正向操作类似，Vab是在V1和-0.5V1之间步进的不对称方波。但变换器反向工作在LC谐振模式，因为磁化电感直接与谐振回路的输入电压并联，不参与谐振。初级侧电容电压依然均衡，飞跨电容电压依然被维持在0.5Vdc1，保证了开关的安全。
类似地，在如上所述的“1/4”模式中，由于不对称整流器调制，反向操作具有4的升高增益。此区域中仍然保证电容电压平衡和飞跨电容电压支持。
作为选择，DC变换器也可以被设计用于在单向模式下工作。在单向模式中，整流器和滤波器电路160中的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)171-174可以由二极管代替。
本公开还提出了一种充电系统，可以结合图6进一步详细描述。
如图6所示，充电系统600可包括变换器610。变换器610可以指图1中所示的变换器100以及图2所示的变换器200。上述变换器的工作原理也适用于图6所示的充电系统600。
充电系统600还可以包括通信单元630。通信单元630可以与待充电或放电的对象(例如电池300)进行通信。电池300可以通过电池和通信单元630之间的接口，向充电系统600发送充电请求。
充电系统600还可以包括控制器620。控制器可以分别耦合到变换器610和通信单元630。控制器可以被配置为从充电请求确定目标充电电平，并且控制变换器中的第一开关电路和第二开关电路的开关模式，以使得变换器以目标充电电平提供电力。
控制器还可以被配置为基于目标充电电平生成用于调整开关模式的指示，以使得第一开关电路和第二开关电路生成与目标充电电平对应的电压电平组合的中间电压。
以此方式，充电系统可以用于具有各种充电需求的电池。
本公开还提出了一种制造参照图1和图2描述的变换器的方法。
在下文中，将列出在此描述的主题的一些示例实施方式。
条目1：提供了一种DC变换器。该DC变换器包括：第一开关电路，被配置为从DC源接收第一电压；以及第二开关电路，在第一DC线路和第二DC线路之间与第一开关电路并联耦合，其中第一开关电路和第二开关电路被配置为基于第一电压生成具有多个电压电平的组合的第二电压，以使得DC变换器基于多个组合来以开关频率调整的方式提供目标电压范围内的第三电压。
条目2：根据条目1的变换器，第一开关电路包括串联连接的第一多个开关元件，并且第二开关电路包括串联连接的第二多个开关元件，并且其中第二电压在第一开关电路的第一节点和第二开关电路的第二节点之间被生成。
条目3：根据条目2的变换器，多个第一开关元件和第二多个开关元件包括晶体管。
条目4：根据条目2的变换器，第一多个开关元件包括串联连接的第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件和第四开关元件，第二多个开关元件包括串联连接的第五开关元件、第六开关元件、第七开关元件和第八开关元件，第一节点被设置在第二开关元件和第三开关元件之间，以及第二节点被设置在第六开关元件和第七开关元件之间。
条目5：根据条目1的变换器，变换器进一步包括：分压电路，包括串联连接的并耦合到DC源输入的第一电容和第二电容，分压电路被配置为基于第一电压来生成中点电压，并且向第一开关电路和第二开关电路提供中点电压。
条目6：根据条目5的变换器，第一开关电路包括第一钳位电路，并且第二开关电路包括第二钳位电路，其中第一钳位电路和第二钳位电路分别被耦合到分压电路并且被配置以钳位中点电压。
条目7：根据条目6的变换器，第一钳位电路包括第一二极管和第二二极管，第一二极管和第二二极管被串联连接并且被耦合到第一开关元件和第二开关元件之间的第三节点和第三开关元件和第四开关元件之间的第四节点。
条目8：根据条目6的变换器，第二钳位电路包括第三二极管和第四二极管，第三二极管和第四二极管被串联连接并且被耦合到第五开关元件和第六开关元件之间的第五节点和第七开关元件和第八开关元件之间的第六节点。
条目9：根据条目2的变换器，该变换器进一步包括：谐振回路，包括被串联连接的谐振电感和谐振电容，谐振回路被耦合到第一开关电路的第一节点和第二开关电路的第二节点并且被配置以基于第二电压生成谐振电流。
条目10：根据条目9的变换器，该变换器进一步包括：变压器，包括初级侧和次级侧，初级侧被耦合到谐振回路，并且被配置为基于变压器的比率将谐振电流转换为输出电流。
条目11：根据条目10的变换器，该变换器进一步包括：整流器和滤波器电路，被耦合到变压器的次级侧，并且被配置为将输出电流转换为DC输出的第三电压。
条目12：根据条目11的变换器，整流器和滤波器电路包括并联连接的第一整流支路和第二整流支路，其中第一整流支路包括第一整流开关和串联连接的第二整流开关，并且第二整流支路包括第三整流开关和串联连接的第四整流开关。
条目13：根据条目12的变换器，第一整流开关、第二整流开关、第三整流开关和第四整流开关包括晶体管。
条目14：根据条目12的变换器，第一整流开关、第二整流开关、第三整流开关和第四整流开关包括二极管。
条目15：提供了一种充电系统。该充电系统包括：根据条目1至14中的任一项的变换器；通信单元，被配置以接收来自外围设备的充电请求；以及控制器，被耦合到变换器和通信单元并且被配置以：基于充电请求确定目标充电电平；以及响应于确定充电范围，调整变换器中的第一开关电路的第一多个开关元件和第二开关电路的第二多个开关元件，以使得变换器在目标充电电平提供电力。
条目16：根据条目15的充电系统，控制器进一步被配置为基于目标充电电平生成用于调整开关模式的指示，以使得第一开关电路和第二开关电路生成第二电压，第二电压具有与目标充电电平相关联的多个电压电平的组合之一。
条目17：提供了一种用于制造根据条目1至14中的任一项的变换器的方法。
此外，虽然以特定顺序描述了操作，但这不应被理解为要求以所示出的特定顺序或序列顺序执行此类操作或者执行所有图示的操作以实现期望的结果。在某些情况下，多任务和并行处理可能是有利的。同样，虽然上述讨论中包含若干具体实施细节，但不应将其解释为对本公开范围的限制，而应被解释为对特定实施方式的可能的特定特征的描述。在单独实施方式的上下文中描述的某些特征也可以在单个实施方式中以组合形式实现。另一方面，在单个实施方式的上下文中描述的各种特征也可以单独地或以任何合适的子组合方式，在多个实施方式中实现。
虽然已经以结构特征和/或方法动作特定的语言描述了主题，但是应当理解，所附权利要求书中定义的主题不一定限于上述特定特征或动作。而是，上述特定特征和动作被公开为实施权利要求的示例形式。

Claims (17)

1.一种直流(DC)变换器(100)，包括：
第一开关电路(120)，被配置为从DC源(110)接收第一电压；以及
第二开关电路(130)，在第一DC线路和第二DC线路之间被并联地耦合至所述第一开关电路(120)，
其中所述第一开关电路(120)和所述第二开关电路(130)被配置为基于所述第一电压生成具有电压电平的多个组合的第二电压，以使得所述DC变换器(100)基于所述多个组合、以开关频率调整的方式提供目标电压范围内的第三电压。
2.根据权利要求1所述的变换器，其中所述第一开关电路(120)包括被串联连接的第一多个开关元件，并且所述第二开关电路(130)包括被串联连接的第二多个开关元件，并且其中所述第二电压在所述第一开关电路(120)的第一节点(201)和所述第二开关电路(130)的第二节点(202)之间被生成。
3.根据权利要求2所述的变换器，其中所述多个开关元件和所述第二多个开关元件包括晶体管。
4.根据权利要求2所述的变换器，其中所述第一多个开关元件包括被串联连接的第一开关元件(121)、第二开关元件(122)、第三开关元件(123)和第四开关元件(124)，并且所述第二多个开关元件包括被串联连接的第五开关元件(131)、第六开关元件(132)、第七开关元件(133)和第八开关元件(134)，所述第一节点被布置在所述第二开关元件(122)和所述第三开关元件(123)之间，以及所述第二节点被布置在所述第六开关元件(132)和所述第七开关元件(133)之间。
5.根据权利要求1所述的变换器，进一步包括：
分压电路(180)，包括被串联连接的第一电容(181)和第二电容(182)，所述第一电容和所述第二电容被耦合至所述DC源输入(110)，所述分压电路(180)被配置为基于所述第一电压来生成中点电压，以及向所述第一开关电路(120)和所述第二开关电路(130)提供所述中点电压。
6.根据权利要求5所述的变换器，其中所述第一开关电路(120)包括第一钳位电路，以及所述第二开关电路(130)包括第二钳位电路，其中所述第一钳位电路和所述第二钳位电路分别被耦合至所述分压电路(180)并且被配置为对所述中点电压进行钳位。
7.根据权利要求6所述的变换器，其中所述第一钳位电路包括被串联连接的第一二极管(125)和第二二极管(126)，所述第一二极管和所述第二二极管被耦合至所述第一开关元件(121)和所述第二开关元件(122)之间的第三节点和所述第三开关元件(123)和所述第四开关元件(124)之间的第四节点。
8.根据权利要求6所述的变换器，其中所述第二钳位电路包括被串联连接的第三二极管(135)和第四二极管(136)，所述第三二极管和所述第四二极管被耦合至所述第五开关元件(131)和所述第六开关元件(132)之间的第五节点和所述第七开关元件(133)和所述第八开关元件(134)之间的第六节点。
9.根据权利要求2所述的变换器，进一步包括：
谐振回路(140)，包括被串联连接的谐振电感和谐振电容，所述谐振回路被耦合至所述第一开关电路(120)的所述第一节点和所述第二开关电路(130)的所述第二节点并且被配置为基于所述第二电压生成谐振电流。
10.根据权利要求9所述的变换器，进一步包括：
变压器(150)，包括初级侧和次级侧，所述初级侧被耦合到所述谐振回路(140)，并且被配置为基于所述变压器的比率将所述谐振电流转换为输出电流。
11.根据权利要求10所述的变换器，进一步包括：
整流器和滤波器电路(160)，被耦合至所述变压器(150)的所述次级侧，并且被配置为将所述输出电流变换为DC输出(161)的第三电压。
12.根据权利要求11所述的变换器，其中所述整流器和滤波器电路(160)包括被并联连接的第一整流支路和第二整流支路，其中所述第一整流支路包括被串联连接的第一整流开关(171)和第二整流开关(172)，并且所述第二整流支路包括被串联连接的第三整流开关(173)和第四整流开关(174)。
13.根据权利要求12所述的变换器，其中所述第一整流开关(171)、所述第二整流开关(172)、所述第三整流开关(173)和所述第四整流开关(174)包括晶体管。
14.根据权利要求12所述的变换器，其中所述第一整流开关(171)、所述第二整流开关(172)、所述第三整流开关(173)和所述第四整流开关(174)包括二极管。
15.一种充电系统，包括：
根据权利要求1至14中的任一项所述的变换器(100)；
通信单元，被配置以接收来自外围设备的充电请求；以及
控制器，被耦合至所述变换器和所述通信单元，并且被配置为：
基于所述充电请求确定目标充电电平；以及
响应于确定所述充电范围，调整所述变换器(100)中的所述第一开关电路(120)的所述第一多个开关元件和所述第二开关电路(130)的所述第二多个开关元件，以使得所述变换器(100)以所述目标充电电平提供电力。
16.根据权利要求15所述的充电系统，其中所述控制器进一步被配置为基于所述目标充电电平生成用于调整开关模式的指示，以使得所述第一开关电路(120)和所述第二开关电路(130)生成所述第二电压，所述第二电压具有与所述目标充电电平相关联的电压电平的所述多个组合之一。
17.一种制造根据权利要求1至14中的任一项所述的变换器的方法。
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