CN107888106B - 小功率高频双向ac-dc双管变换器及无线充电方法 - Google Patents

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Abstract

小功率高频双向AC‑DC双管变换器及无线充电方法。现有的无线电能供电设备鲜有做到便携设备之间的双向传输。本发明组成包括接滤波电容C3，接滤波电容C3、输入输出滤波电感L3、高频扼流和输入输出滤波电感L2、电路工作状态控制电路K2、第二高频功率开关管S2依次串联形成环路，接滤波电容C3、第二高频功率开关管S2源极接地；电路工作状态控制电路K1、高频扼流和输入输出滤波电感L1、第一高频功率开关管S1依次串联在一起，电路工作状态控制电路K1一端接输入输出滤波电感L3一端，第一高频功率开关管S1源极接地。本发明应用于无线充电。

Description

小功率高频双向AC-DC双管变换器及无线充电方法
技术领域：
本发明涉及一种小功率高频双向AC-DC双管变换器及无线充电方法。
背景技术：
市面上现有的无线电能供电设备主要是将电源组的能量单向传输给便携设备，鲜有做到便携设备之间的双向传输。现有双向AC-DC变换器为PWM控制的全桥变换器，该结构使用的开关器件多，装置体积大，控制繁琐，能量损失较大，同时，在开关器件导通关断时会产生较大的谐波污染。小功率高频双向AC-DC单管变换器，可以实现无线电能双向传输，但是，高频双向AC-DC单管变换器的谐振电路提供的电流小，能量转换效率低，其谐波含量虽低于现有双向AC-DC变换器为PWM控制的全桥变换器，但是还存在减小的空间。
发明内容：
为了克服现有技术存在的上述问题，本发明的目的是提供一种控制简单、高频正弦度好、开关损耗小、输出电流大、能量转换效率高并能够实现能量双向流动的小功率高频双向AC-DC双管变换器及无线充电方法。
上述的目的通过以下的技术方案实现：
一种小功率高频双向AC-DC双管变换器，其组成包括：滤波电容C3，所述的滤波电容C3、输入输出滤波电感L3、高频扼流和输入输出滤波电感L2、电路工作状态控制电路K2、第二高频功率开关管S2依次串联形成环路，所述的滤波电容C3、第二高频功率开关管S2的源极接地；
电路工作状态控制电路K1、高频扼流和输入输出滤波电感L1、第一高频功率开关管S1依次串联在一起，所述的电路工作状态控制电路K1一端接输入输出滤波电感L3一端，第一高频功率开关管S1的源极接地；
第一高频功率开关管S1的漏极和源极之间分别并联有第一旁路电容C1、第一续流二极管D1；第二高频功率开关管S2的漏极和源极之间分别并联有第二旁路电容C2、第二续流二极管D2；
所述的滤波电容C3的两端是外部电路的接入端，所述的第一高频功率开关管S1的漏极和所述的第二高频功率开关管S2的漏极是谐振网络的接入端。
所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器，所述的电路工作状态控制电路K1和电路工作状态控制电路K2均为开关并联二极管结构；或者所述的电路工作状态控制电路K1和电路工作状态控制电路K2均为两个二极管反向并联结构；或者所述的电路工作状态控制电路K1和电路工作状态控制电路K2均为功率开关管并联二极管结构。
一种利用所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器进行电源组向便携设备单向充电的方法，交流电源经过电源适配器连接小功率高频双向AC-DC双管变换器A，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器A与谐振网络A连接，所述的谐振网络A与谐振网络B通过磁耦合无线电能传输方式连接，所述的谐振网络B与小功率高频双向AC-DC双管变换器B连接，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器B与便携设备连接，从而完成对便携设备的充电。
一种利用所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器进行便携设备向便携设备双向充电的方法，供电端的便携设备连接小功率高频双向AC-DC双管变换器A，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器A与谐振网络A连接，所述的谐振网络A与谐振网络B通过磁耦合无线电能传输方式连接，所述的谐振网络B与小功率高频双向AC-DC双管变换器B连接，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器B与充电端的便携设备连接；
供电端的便携设备作为直流侧输入电源为小功率高频双向AC-DC双管变换器A提供能量，小功率高频双向AC-DC双管变换器A的电路工作状态控制电路K1、电路工作状态控制电路K2始终处于关断状态，第一高频功率开关管S1、第二高频功率开关管S2互补导通，且占空比皆为50％，小功率高频双向AC-DC双管变换器A处于逆变工作模式，并通过谐振网络A产生高频正弦波；充电端的小功率高频双向AC-DC双管变换器B的第一高频功率开关管S1、第二高频功率开关管S2始终处于关断状态，电路工作状态控制电路K1、电路工作状态控制电路K2互补导通，且占空比皆为50％，小功率高频双向AC-DC双管变换器B处于整流工作模式，谐振网络B耦合产生的高频正弦波通过小功率高频双向AC-DC双管变换器B整流后输出直流电，给充电端的便携设备充电。
本发明的有益效果：
1.本发明涉及的小功率高频双向AC-DC双管变换器，输出电流大，能量转换效率高。
本发明涉及的小功率高频双向AC-DC双管变换器，控制方式简单，两个开关管同时导通的概率极低，高频安全性好。
本发明涉及的小功率高频双向AC-DC双管变换器，具有开关损耗低，逆变和整流转换效率高，适用于小功率无线充电场合，适合移动设备间互相充电场合。
本发明涉及的小功率高频双向AC-DC双管变换器，在高频工作状态下，正弦度好，谐波含量低。
本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器的工作原理如下所述：
对于逆变模式(作为发射端，即供电端)，向S1、S2施以驱动信号，其中，S1、S2互补导通，且占空比皆为50％，S3、S4始终处于关断状态。直流侧输入电源Udc为AC-DC拓扑电路提供能量，S1和S2交替导通，此时，AC-DC拓扑电路工作于逆变模式，则谐振网络Lr、Cr的两端产生高频正弦波。
对于整流模式(作为接收端，即充电端)，向S3、S4施以驱动信号，其中，S3、S4互补导通，且占空比皆为50％，S1、S2始终处于关断状态。通过磁耦合无线电能传输方式，将高频正弦波通过发射线圈，耦合到接收线圈。Lr、Cr作为谐振元件，在接收端会耦合出频率相同的正弦波，交流侧输入电源来自于谐振网络Lr、Cr，为AC-DC拓扑电路提供能量，S3和S4交替导通，此时，AC-DC拓扑电路工作于整流模式，则电路的输出侧两端产生直流电。
(一)逆变模式
由于逆变模式时，S3、S4处于关断状态，则高频双向AC-DC变换电路工作于逆变模式下的等效电路结构示意图如图7所示，图中已标注电流流向。
在图7中，电感L1、L2的阻抗足够大，因此，流过L1、L2的电流波动非常小。I1为电感L1电流；is1为开关管S1电流；ic1为电容C1电流；I2为电感L2电流；is2为开关管S2电流；ic2为电容C2电流；i0为Lr、Cr谐振电流；I3为电感L3电流，近似等于输入电流；Udc为输入电压(此处Udc可以为便携设备输出端，也可以为电源适配器输出端)。
图7的具体工作过程如下：
(1)S1由关断到开通，S2由开通到关断
t0-t1阶段：开关管S1侧，is1开始上升，由于is1＝I1-i0，所以i0开始下降；开关管S2侧，is2减小，ic2升高，此刻电容C2充电，充电的电流为ic2＝I2-i0，电容C2逐渐充满电。负载电压下降为0V，进入下一阶段。
t1-t2阶段：电流I2分别流入电容C2和Lr、Cr。谐振电流i0换向，这时I2＝ic2+i0，当电容C2充满电时，i0＝I2。
t2-t3阶段：C2开始放电，流入Lr、Cr、R1、S1，电容C2上电压开始减小。
S1由开通到关断，S2由关断到开通
t0-t1阶段：开关管S2侧，is2开始上升，由于is2＝I2-i0，所以i0开始下降；开关管S1侧，is1减小，ic1升高，此刻电容C1充电，充电的电流为ic1＝ic1+i0，电容C1逐渐充满电。负载电压下降为0V，进入下一阶段。
t1-t2阶段：电流I1分别流入电容C1和Lr、Cr。谐振电流i0换向，这时I1＝ic1+i0，当电容C1充满电时，i0＝I1。
t2-t3阶段：C1开始放电，流入Lr、Cr、R1、S2，电容C1上电压开始减小。
(二)整流模式
通过磁耦合无线电能传输方式，将高频正弦波通过发射线圈，耦合到接收线圈。Lr、Cr作为谐振元件，在接收端会耦合出频率相同的正弦波，此时S1、S2关断，S3、S4交替导通。由于图1中的D3和D4处于截止状态，S1、S2处于关断状态，则高频双向AC-DC双管变换器工作于整流模式下的等效电路结构示意图如图8、9所示，在一个完整的正弦周期内实现全波整流。
由图8、9可知，具体工作过程如下：
(1)S3由关断到开通，S4由开通到关断。
规定谐振线圈电感Lr电流向左为正方向，则正半周电流流经Lr、Cr、R1、L1、S3、L3、便携设备、D2，最终回到Lr。
S4由关断到开通，S3由开通到关断。
规定谐振线圈电感Lr电流向右为负方向，则负半周电流流经Lr、S4、L2、L3、便携设备、D1、R1、Cr，最终回到Lr。
因此，在一个完整的正弦周期内，便携设备上端始终为正极、下端始终为负极，通过两个支路进行整流滤波，最终为便携设备供电。
附图说明：
附图1是本发明的结构示意图。
附图2是本发明电源组向便携设备单向充电的工作流程图。图中，1为小功率高频双向AC-DC双管变换器，2为谐振网络，3为便携设备，6为220V交流电源，7为电源适配器。
附图3是本发明便携设备之间双向充电的工作流程图。图中，4为便携设备4，5为便携设备5，①是便携设备4向便携设备5进行充电，②是便携设备5向便携设备4进行充电。
附图4是本发明的两组工作状态控制电路K1和K2为普通开关并联二极管的结构示意图。
附图5是本发明的两组工作状态控制电路K1和K2为两个二极管反向并联的结构示意图。
附图6是本发明的两组工作状态控制电路K1和K2为功率开关管并联二极管的结构示意图。
附图7是本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器处于逆变模式下的等效电路结构示意图。
附图8是本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器处于整流模式下的等效电路结构示意图。
附图9是本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器处于整流模式下的另一个等效电路结构示意图。
附图10是本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器外接电源组时逆变器-整流器的等效结构示意图。
附图11是本发明新型小功率高频双向AC-DC双管变换器便携设备双向充电的等效结构示意图。
附图12是本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器在外接电源组时逆变器发射端电压波形图。
附图13是本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器在外接电源组时整流器接收端电压波形图。
附图14是本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器在外接电源组时整流器输出端电流波形图。
附图15是本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器便携设备双向充电时逆变器发射端电压波形图。
附图16是本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器便携设备双向充电时整流器接收端电压波形图。
附图17是本发明小功率高频双向AC-DC双管变换器便携设备双向充电时整流器输出端电流波形图。
具体实施方式：
实施例1：
一种小功率高频双向AC-DC双管变换器，其组成包括：滤波电容C3，所述的滤波电容C3、输入输出滤波电感L3、高频扼流和输入输出滤波电感L2、电路工作状态控制电路K2、第二高频功率开关管S2依次串联形成环路，所述的滤波电容C3、第二高频功率开关管S2的源极接地；
电路工作状态控制电路K1、高频扼流和输入输出滤波电感L1、第一高频功率开关管S1依次串联在一起，所述的电路工作状态控制电路K1一端接输入输出滤波电感L3一端，第一高频功率开关管S1的源极接地；
第一高频功率开关管S1的漏极和源极之间分别并联有第一旁路电容C1、第一续流二极管D1；第二高频功率开关管S2的漏极和源极之间分别并联有第二旁路电容C2、第二续流二极管D2；
所述的滤波电容C3的两端是外部电路的接入端，所述的第一高频功率开关管S1的漏极和所述的第二高频功率开关管S2的漏极是谐振网络的接入端。
实施例2：
根据实施例1所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器，所述的电路工作状态控制电路K1和电路工作状态控制电路K2均为开关并联二极管结构；或者所述的电路工作状态控制电路K1和电路工作状态控制电路K2均为两个二极管反向并联结构；或者所述的电路工作状态控制电路K1和电路工作状态控制电路K2均为功率开关管并联二极管结构。
实施例3：
利用实施例1或2所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器进行电源组向便携设备单向充电的方法，交流电源经过电源适配器连接小功率高频双向AC-DC双管变换器A，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器A与谐振网络A连接，所述的谐振网络A与谐振网络B通过磁耦合无线电能传输方式连接，所述的谐振网络B与小功率高频双向AC-DC双管变换器B连接，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器B与便携设备连接，从而完成对便携设备的充电。
实施例4：
利用实施例1或2所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器进行便携设备向便携设备双向充电的方法，供电端的便携设备连接小功率高频双向AC-DC双管变换器A，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器A与谐振网络A连接，所述的谐振网络A与谐振网络B通过磁耦合无线电能传输方式连接，所述的谐振网络B与小功率高频双向AC-DC双管变换器B连接，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器B与充电端的便携设备连接；
供电端的便携设备作为直流侧输入电源为小功率高频双向AC-DC双管变换器A提供能量，小功率高频双向AC-DC双管变换器A的电路工作状态控制电路K1、电路工作状态控制电路K2始终处于关断状态，第一高频功率开关管S1、第二高频功率开关管S2互补导通，且占空比皆为50％，小功率高频双向AC-DC双管变换器A处于逆变工作模式，并通过谐振网络A产生高频正弦波；充电端的小功率高频双向AC-DC双管变换器B的第一高频功率开关管S1、第二高频功率开关管S2始终处于关断状态，电路工作状态控制电路K1、电路工作状态控制电路K2互补导通，且占空比皆为50％，小功率高频双向AC-DC双管变换器B处于整流工作模式，谐振网络B耦合产生的高频正弦波通过小功率高频双向AC-DC双管变换器B整流后输出直流电，给充电端的便携设备充电。
实施例5：
根据实施例1或2所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器，电源组向便携设备充电时，如图2，220V 50Hz的交流电经过电源适配器连接高频双向AC-DC双管变换电路为逆变电路供电，经过高频双向AC-DC双管变换电路后，与高频双向AC-DC双管变换电路连接的谐振网络产生交流电。谐振网络通过磁场耦合为整流电路供电，谐振网络连接高频双向AC-DC双管变换电路，高频双向AC-DC双管变换电路连接便携设备，完成对便携设备的充电过程。
便携设备双向充电时，如图3，当便携设备4为便携设备5充电时，便携设备4作为直流源为逆变电路供电，便携设备4经过高频双向AC-DC双管变换电路后，与高频双向AC-DC双管变换电路连接的谐振网络产生交流电。谐振网络通过磁场耦合为整流电路供电，谐振网络连接高频双向AC-DC双管变换电路，高频双向AC-DC双管变换电路连接便携设备5，完成对便携设备5的充电过程，如图3①；当便携设备5为便携设备4充电时，便携设备5接入高频双向AC-DC双管变换电路为逆变电路供电，经过高频双向AC-DC双管变换电路后，与高频双向AC-DC双管变换电路连接的谐振网络产生交流电。谐振网络通过磁场耦合为整流电路供电，谐振网络连接高频双向AC-DC双管变换电路，高频双向AC-DC双管变换电路连接便携设备4，完成对便携设备4的充电过程，如图3②。其中，谐振网络可以选择串联谐振电路和并联谐振电路，本发明将结合串联谐振电路来说明。
进一步，小功率高频双向AC-DC双管变换器，由输入输出滤波电容C3、输入输出滤波电感L3、高频扼流和输入输出滤波电感L1和L2、高频功率开关管S1和S2、高频功率开关管S1和S2的旁路电容C1和C2、高频功率开关管S1和S2的续流二极管D1和D2、两组电路工作状态控制电路K3和电路工作状态控制电路K4构成的高频双向AC-DC双管变换电路1和谐振网络2构成。
其中，所述的两组工作状态控制电路K1和K2为普通开关并联二极管结构。
其中，所述的两组工作状态控制电路K1和K2为两个二极管反向并联结构。
其中，所述的两组工作状态控制电路K1和K2为功率开关管并联二极管结构。
本文中将结合本发明中的第三种控制电路工作状态来说明。
进一步，所述小功率高频双向AC-DC双管变换器的连接方式：外部电路(电源组或者负载电路)一端接滤波电容C3，另一端接地；输入输出滤波电感L3一端接滤波电容C3，另一端接电路工作状态控制电路K1一端；电路工作状态控制电路K1另一端接高频扼流和输入输出滤波电感L1；高频扼流和输入输出滤波电感L2一端接输入输出滤波电感L3，另一端接电路工作状态控制电路K2；第一高频功率开关管S1的漏极接高频扼流和输入输出滤波电感L1，第一高频功率开关管S1的源极接地；第二高频功率开关管S2的漏极接电路工作状态控制电路K2，第二高频功率开关管S2的源极接地；第一旁路电容C1一端接第一高频功率开关管S1的源极，另一端接第一高频功率开关管S1的漏极；第二旁路电容C2一端接第二高频功率开关管S2的源极，另一端接第二高频功率开关管S2的漏极；第一续流二极管D1一端接第一高频功率开关管S1的源极，另一端接第一高频功率开关管S1的漏极；第二续流二极管D2一端接第一高频功率开关管S2的源极，另一端接第二高频功率开关管S2的漏极；谐振网络接在第一高频功率开关管S1的漏极和第二高频功率开关管S2的漏极之间。
实施例6：
根据实施例1或2或5所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器，
下面将结合本发明实施例中的附图11，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
所述小功率高频双向AC-DC双管变换器，工作于逆变器状态时：便携设备4作为直流侧输入电源，一端接输入输出滤波电容C13，另一端接地；输入输出滤波电感L13一端接输入输出滤波电容C13一端，另一端接电路工作状态控制电路K1；电路工作状态控制电路K1另一端接高频扼流和输入输出滤波电感L11，高频扼流和输入输出滤波电感L12另一端接电路工作状态控制开关电路K2。其中电路工作状态控制电路可以采用普通开关并联二极管的方式，如图4，该结构可以实现电路中电流双向流动。也可采用二极管反并联的方式，如图5，其具有控制简单的特点。还可采用功率开关管并联二极管的连接方式，如图6，功率开关管具有开关动作快，能量损失小的特点。第一高频功率开关管S11的漏极接高频扼流和输入输出电感L11，第一高频功率开关管S11的源极接地；第二高频功率开关管S12的漏极接电路工作状态控制电路K2，第二高频功率开关管S12的源极接地；第一旁路电容C11一端接第一高频功率开关管S11的源极，另一端接第一高频功率开关管S11的漏极；第二旁路电容C12一端接第二高频功率开关管S12的源极，另一端接第二高频功率开关管S12的漏极；第一续流二极管D11一端接第一高频功率开关管S11的源极，另一端接第一高频功率开关管S11的漏极；第二续流二极管D12一端接第一高频功率开关管S12的源极，另一端接第二高频功率开关管S12的漏极；谐振网络接在第一高频功率开关管S11的漏极和第二高频功率开关管S12的漏极之间。
进一步，所述小功率高频双向AC-DC双管变换器，工作于整流器状态时：便携设备5作为直流输出侧负载一端接滤波电容C23，另一端接地；滤波电感L23一端接滤波电容C23，另一端接电路工作状态控制电路K1一端；电路工作状态控制电路K1另一端接高频扼流和输入输出电感L21；高频扼流和输出电感L22另一端接电路工作状态控制电路K2。其中电路工作状态控制电路可以采用普通开关并联二极管的方式，如图4，该结构可以实现电路中电流双向流动。也可采用二极管反并联的方式，如图5，其具有控制简单的特点。还可采用功率开关管并联二极管的连接方式，如图6，功率开关管具有开关动作快，能量损失小的特点。第一高频功率开关管S21的漏极接高频扼流和输入输出电感L21，第一高频功率开关管S21的源极接地；第二高频功率开关管S22的漏极接电路工作状态控制电路K2，第二高频功率开关管S22的源极接地；第一旁路电容C21一端接第一高频功率开关管S21的源极，另一端接第一高频功率开关管S21的漏极；第二旁路电容C22一端接第二高频功率开关管S22的源极，另一端接第二高频功率开关管S22的漏极；第一续流二极管D21一端接第一高频功率开关管S21的源极，另一端接第一高频功率开关管S21的漏极；第二续流二极管D22一端接第一高频功率开关管S22的源极，另一端接第二高频功率开关管S22的漏极；谐振网络接在第一高频功率开关管S11的漏极和第二高频功率开关管S12的漏极之间。
具体使用方式：向第一高频功率开关管S11、第一高频功率开关管S12施以驱动信号，其中S11、S12互补导通，且占空比皆为50％，S13、S14处于关断状态。直流侧输入电源VDC，为所述电路提供能量，第一高频功率开关管S11和第二高频功率开关管S12交替导通。
当第一高频功率开关管S11由关断转向开通状态，第二高频功率开关管S12由开通转向关断时，高频扼流和输入输出滤波电感L11的电流流向第一高频功率开关管S11和谐振网络，旁路电容C11通过第一高频功率开关管S11放电。由于高频扼流和输入输出滤波电感L11提供的电流恒定，流过第一高频功率开关管S11的电流上升，流过谐振网络的电流减小。由于第二高频功率开关管S12由开通转向关断，流入第二高频功率开关管S12的高频扼流和输入输出滤波电感L12电流和谐振网络电流转入流向旁路C12，即旁路电容C12处于充电状态，旁路电容C12电压升高。此时，流过谐振网络的电流减小直至0，流过谐振网络的电流反向，高频扼流和输入输出滤波电感L12的电流一部分流入谐振网络，一部分向旁路电容C12充电。流过谐振网络的电流开始反向增加，流过旁路电容C12的电流不断减小，直至为0。此时，旁路电容C12的电压达到最大值。旁路电容C12开始放电，流经谐振网络、第一高频功率开关管S11，第一高频功率开关管S11上的电流上升。
当第一高频功率开关管S11由开通转向关断状态，第二高频功率开关管S12由关断转向开通状态时，流向第一高频功率开关管S11的电流转向旁路电容C11，开始在旁路电容C11建立电压，此时由于第二高频功率开关管S12处于开通状态，高频扼流和输入输出滤波电感L12的电流分别流向高频功率开关管S12和谐振网络，旁路电容通过C12通过第二高频功率开关管S12放电，由于高频扼流和输入输出滤波电感L12提供的电流恒定，流过第二高频功率开关管S12的电流上升，流过谐振网络的电流减小，由于第一高频功率开关管S11由开通转向关断，流入第一高频功率开关管S11的高频扼流和输入输出滤波电感L11电流和谐振网络电流转入流向旁路C11，即旁路电容C11处于充电状态，旁路电容C11电压升高。此时，流过谐振网络的电流减小直至0，流过谐振网络的电流反向，高频扼流和输入输出滤波电感L11的电流一部分流入谐振网络，一部分向旁路电容C11充电。流过谐振网络的电流开始反向增加，流过旁路电容C11的电流不断减小，直至为0。此时，旁路电容C11的电压达到最大值。旁路电容C11开始放电，流经谐振网络、第二高频功率开关管S12，第二高频功率开关管S12上的电流上升，使所述电路工作在逆变模式，所述电路的谐振网络两端产生高频正弦波。
向开关管S23、S24施以驱动信号，其中S23、S24导通，且占空比皆为50％，S21、S22处于关断状态。通过磁耦合无线电能传输方式，将高频正弦波通过发射线圈耦合到谐振网络，为所述电路提供能量。在一个完整的正弦周期内包含正半周和负半周两个半波，电路工作状态控制开关S23和电路工作状态控制开关S24交替导通，规定谐振网络电流向下为正方向，则正半周电流流经高频扼流和输入输出滤波电感L21、第一高频功率开关管S21、负载电路(即，便携设备5)、续流二极管D21，最终回到谐振网络；规定与谐振网络电流向上为负方向，则负半周电流流经高频功率开关管S24、高频扼流和输入输出滤波电感L22、负载电路(即，便携设备5)、续流二极管D22，最终回到谐振网络。因此，在一个完整的正弦周期内，通过两个支路进行整流滤波，最终完成对便携设备5的充电过程。

Claims (3)

1.一种小功率高频双向AC-DC双管变换器，其组成包括：滤波电容C3，其特征是：
所述的滤波电容C3的一端与输入输出滤波电感L3的一端连接，输入输出滤波电感L3的另一端与高频扼流和输入输出滤波电感L2的一端连接，高频扼流和输入输出滤波电感L2的另一端与电路工作状态控制电路K2的一端连接，电路工作状态控制电路K2的另一端与第二高频功率开关管S2的漏极连接，第二高频功率开关管S2的源极与滤波电容C3的另一端连接，滤波电容C3的另一端和第二高频功率开关管S2的源极接地；电路工作状态控制电路K1的一端与输入输出滤波电感L3的另一端连接，电路工作状态控制电路K1的另一端与高频扼流和输入输出滤波电感L1的一端连接，高频扼流和输入输出滤波电感L1的另一端与第一高频功率开关管S1的漏极连接，第一高频功率开关管S1的源极接地；
第一高频功率开关管S1的漏极和源极之间分别并联有第一旁路电容C1、第一续流二极管D1；第二高频功率开关管S2的漏极和源极之间分别并联有第二旁路电容C2、第二续流二极管D2；所述的滤波电容C3的两端是外部电路的接入端，所述的第一高频功率开关管S1的漏极和所述的第二高频功率开关管S2的漏极是谐振网络的接入端；
所述的电路工作状态控制电路K1和电路工作状态控制电路K2均为两个二极管反向并联结构；或者所述的电路工作状态控制电路K1和电路工作状态控制电路K2均为功率开关管并联二极管结构；
所述小功率高频双向AC-DC双管变换器工作于逆变工作模式时：外部电路作为直流侧输入电源，外部电路的一端接滤波电容C3的一端，外部电路的另一端接地；所述小功率高频双向AC-DC双管变换器工作于整流工作模式时：外部电路作为直流输出侧负载，外部电路的一端接滤波电容C3的一端，外部电路的另一端接地。
2.一种利用权利要求1所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器进行电源组向便携设备单向充电的方法，其特征是：所述电源组为交流电源，交流电源经过电源适配器连接小功率高频双向AC-DC双管变换器A，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器A与谐振网络A连接，所述的谐振网络A与谐振网络B通过磁耦合无线电能传输方式连接，所述的谐振网络B与小功率高频双向AC-DC双管变换器B连接，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器B与便携设备连接，从而完成对便携设备的充电。
3.一种利用权利要求1所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器进行便携设备向便携设备双向充电的方法，其特征是：供电端的便携设备连接小功率高频双向AC-DC双管变换器A，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器A与谐振网络A连接，所述的谐振网络A与谐振网络B通过磁耦合无线电能传输方式连接，所述的谐振网络B与小功率高频双向AC-DC双管变换器B连接，所述的小功率高频双向AC-DC双管变换器B与充电端的便携设备连接；
供电端的便携设备作为直流侧输入电源为小功率高频双向AC-DC双管变换器A提供能量，小功率高频双向AC-DC双管变换器A的电路工作状态控制电路K1、电路工作状态控制电路K2始终处于关断状态，第一高频功率开关管S1、第二高频功率开关管S2互补导通，且占空比皆为50％，小功率高频双向AC-DC双管变换器A处于逆变工作模式，并通过谐振网络A产生高频正弦波；充电端的小功率高频双向AC-DC双管变换器B的第一高频功率开关管S1、第二高频功率开关管S2始终处于关断状态，电路工作状态控制电路K1、电路工作状态控制电路K2互补导通，且占空比皆为50％，小功率高频双向AC-DC双管变换器B处于整流工作模式，谐振网络B耦合产生的高频正弦波通过小功率高频双向AC-DC双管变换器B整流后输出直流电，给充电端的便携设备充电。
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