CN1246747A

CN1246747A - 直流－直流软开关功率变换拓扑电路

Info

Publication number: CN1246747A
Application number: CN98117719A
Authority: CN
Inventors: 赵林冲
Original assignee: HUAWEI ELECTRIC CO Ltd SHENZHEN
Current assignee: Vertiv Tech Co Ltd
Priority date: 1998-08-31
Filing date: 1998-08-31
Publication date: 2000-03-08
Anticipated expiration: 2018-08-31
Also published as: CN1074600C

Abstract

一种直流——直流软开关功率变换拓扑电路,包括电压源V_in、储能电感L_f、主MOSFET开关管S、谐振电容C_r、谐振电感L_r、L’_r、辅MOSFET开关管S₁、主超快恢复二极管D、辅超快恢复二极管D₁、输出滤波电容C和负载电阻R_load。本发明的电路拓扑结构,保证了S₁的开通是零电流开通D₁,避免了D₁的硬关断,提高了电路的效率。

Description

直流——直流软开关功率变换拓扑电路

本发明涉及一种功率变换电路，特别涉及一种直流——直流软开关功率变换拓扑电路。

常规的具有零电压转移特性的直流——直流升压变换电路如图1所示，其电路包括电压源V_in、储能电感L_f、主MOSFET开关管S、谐振电容C_r、谐振电感L_r、辅MOSFET开关管S₁、主超快恢复二极管D、辅超快恢复二极管D₁、输出滤波电容C及负载电阻R_load。其工作时序如图2所示，T₀至T₁时段内，在T₀时刻前，S及S₁全部关断，D导通。在T₀时刻，开通S₁，L_r里的电流线性增加，在T₁时刻，L_r里的电流增大到L_f里的电流，也就是流经D的电流减少到零，于是D软关断；T₁至T₂时段内，从T₁时刻开始，C_r开始谐振放电，在T₂时刻，C_r放电到电压为零，这时，S的反并体二极管开始导通续流；T₂至T₃时段内，这期间，S的反并体二极管一直在导通续流，为了实现S的零电压开通，S的开通信号应在S的体二极管导通期间给出；T₃至T₄时段内，在T₃时刻，S₁关断，它的漏源电压被二极管D₁箝位在V₀。在S₁关断的同时，S开通。储存在L_r里的能量开始转移到负载，L_r里的电流开始线性减少，在T₄时刻，L_r里的电流减少到零，D₁软关断；T₄至T₅时段内，S一直处于导通状态，L_f里的电流线性增长；T₅至T₆时段内，在T₅时刻，S关断，C_r被L_f里的电流线性充电，T₆时刻，C_r被充电至电压为V₀，D开始导通，并在S两端的C_r实现了S的零电压关断；T₆至T₀时段内，这期间，由于V₀大于V_in，L_f里的电流线性减少。在T₀时刻，S₁再次导通，进入了下一个开关周期。遗憾的是，图2所示的波形是在没有考虑辅MOSFET开关管S₁的寄生输出结电容C₁时的波形，其电路的实际波形如图3所示。图3所示的波形与图2所示的波形的不同之处在于：在T₄时刻，L_r里的电流减少到零，D₁软关断。而此时，S₁的寄生输出结电容C₁已经贮存了V₀的电压，而此时S已经导通，这样就使得C₁与L_r开始谐振，L_r里的电流反向并谐振增加，当C₁上的电压降为零时，也就是L_r里的电流谐振到最大值时，S₁的反并体二极管D₂开始导通续流，这以后直到T₅时刻，L_r里的电流基本保持不变。在T₅时刻，主MOSFET开关管S关断，C_r被线性充电，随着C_r上的电压线性上升，L_r开始承受C_r上的电压，L_r里的电流逐步趋向于零，L_r里的电流为零时，S₁的反并体二极管D₂截止，这时L_r向C₁谐振充电，L_r里的电流也随着谐振上升，当C₁上电压谐振上升到V₀时，L_r里的电流就通过D₁流向负载，而此时D已经导通，这样L_r上承受的电压降就为零，这样就使得在T₀时刻以前，L_r里的电流就保持不变。鉴于上述原因，在T₀时刻的S₁的开通就是一种非零电流开通，也不可避免地导致了D₁在T₀时刻的关断是一种硬关断，使得S₁的开通损耗和与之相对应的D₁的关断损耗都较大。正是由于上述原因，常规的具有零电压转移特性的直流——直流升压变换拓扑应用于功率因数校正电路中，只能取得96.5％左右的效率。

本发明的目的在于针对常规的具有零电压转移特性的直流——直流升压变换电路中辅MOSFET开关管S₁开通时的非零电流开通和与之相对应的辅超快恢复二极管D₁的硬关断，提出一种能实现辅MOSFET开关管S₁零电流开通和辅超快恢复二极管D₁软关断的新的具有零电压转移特性的直流——直流升压变换电路和降压变换电路，以提高电路的效率。

本发明的技术方案如下：

一种直流——直流软开关功率变换拓扑电路，其控制方式与现有的具有零电压转移特性的直流——直流变换器的控制方式相同，其电路包括电压源V_in、储能电感L_f、主MOSFET开关管S、谐振电容C_r、谐振电感L_r及L′_r、辅MOSFET开关管S₁、主超快恢复二极管D、辅超快恢复二极管D₁、输出滤波电容C和负载电阻R_load，直流——直流软开关升压变换电路：主MOSFET开关管S与谐振电容C_r并联再与谐振电感L′_r串联构成一条支路，辅MOSFET开关管S₁与谐振电感L_r串联构成一条支路，两条支路并联后再与电压源V_in、储能电感L_f串联，主超快恢复二极管D的阳极与主MOSFET开关管S的漏极相连，辅超快恢复二极管D₁的阳极与辅MOSFET开关管S₁的漏极相连，D的阴极与D₁的阴极相连再与输出滤波电容C串联后接到电压源V_in的负极，负载电阻R_load并联在输出滤波电容C的两端，S的体二极管D₃和S₁的体二极管D₂作为续流二极管；直流——直流软开关降压变换电路：主MOSFET开关管S与谐振电容C_r并联再与L′_r串联构成一条支路，辅MOSFET开关管S₁与谐振电感L_r串联构成一条支路，两条支路并联后再与电压源V_in、储能电感L_f、输出滤波电容C串联，主超快恢复二极管D的阴极与主MOSFET开关管S的源极相连，辅超快恢复二极管D₁的阴极与辅MOSFET开关管S₁的源极相连，D的阳极与D₁的阳极相连再与电压源V_in的负极相连，负载电阻R_load并联在输出滤波电容C的两端。

一种直流——直流软开关功率变换拓扑电路应用于桥式电路中，作为桥式电路中一个臂；其电路包括电压源V_in、储能电感L_f、主MOSFET开关管S及S′、辅MOSFET开关管S₁及S₁′、谐振电容C_r及C_r′、谐振电感L_r、L′_r、L_r1及L′_rl、超快恢复二级管D、D′、D₁及D′₁，其中，电压源V_in、主MOSFET开关管S、辅MOSFET开关管S₁、谐振电容C_r、谐振电感L_r及L′_r、超快恢复二极管D及D₁、储能电感L_f构成直流——直流软开关降压变换电路中的拓扑关系；储能电感L_f、主MOSFET开关管S′、辅MOSFET开关管S₁′、谐振电容C_r′、谐振电感L_r1及L′_r1、超快恢复二极管D′及D′₁、电压源V_in构成直流——直流软开关升压变换电路中的拓扑关系。

主MOSFET开关管S及S′、辅MOSFET开关管S₁及S₁′均可用任何形式的可控开关管，如绝缘栅双极型晶体管，加上反并联的二极管代替。

本发明的电路拓扑结构，保证了在辅MOSFET开关管S₁开通时，辅超快恢复二极管D₁一定是截止的，从而保证了S₁的开通是零电流开通，也避免了D₁的硬关断，提高了电路的效率。将本发明的升压变换拓扑应用于2KW的功率因数校正(PFC)电路，其效率可高达97.3％。

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明：

图1为常规的具有零电压转移特性的直流——直流升压变换电路的电路图；

图2为常规的具有零电压转移特性的直流——直流升压变换电路在未考虑辅开关管S₁寄生输出结电容时的时序图；

图3为常规的具有零电压转移特性的直流——直流升压变换电路实际的时序图；

图4为本发明升压电路的电路图；

图5为图4的时序图；

图6为本发明降压电路的电路图；

图7为本发明应用于桥式电路的电路图。

一种直流——直流软开关功率变换拓扑电路，其控制方式与现有的具有零电压转移特性的直流——直流变换器的控制方式相同，如图4所示，其电路包括电压源V_in、储能电感L_f、主MOSFET开关管S、谐振电容C_r、谐振电感L_r、L′_r、辅MOSFET开关管S₁、主超快恢复二极管D、辅超快恢复二极管D₁、输出滤波电容C和负载电阻R_load组成；S的体二极管D₃和S₁的体二极管D₂作为续流二极管；主MOSFET开关管S与谐振电容C_r并联再与L′_r串联构成一条支路，辅MOSFET开关管S₁与谐振电感L_r串联构成一条支路，两条支路并联后再与电压源V_in储能电感L_f串联，主超快恢复二极管D的阳极与主MOSFET开关管S的漏极相连，辅超快恢复二极管D₁的阳极与辅MOSFET开关管S₁的漏极相连，D的阴极与D₁的阴极相连再与输出滤波电容C串联后接到电压源V_in的负极，负载电阻R_load并联在输出滤波电容C的两端。

图4所示电路的工作时序如图5所示。T₀至T₁时段内，在T₀时刻前，S及S₁全关断，D导通，在T₀时刻，开通S₁，L_r里的电流线性上升，L′_r里的电流线性减少，在T₁时刻，L′_r里的电流减少到零，L_r里的电流增大到L_f里的电流，此时流经D的电流减少到零，于是D软关断；T₁至T₂时段内，从T₁时刻起，L_r、L′_r与C_r开始谐振，L_r里的电流继续增加，L′_r里的电流向负电流增长，C_r谐振放电，在T₂时刻，C_r放电到电压为零，这时，续流二极管D₃导通续流；T₂至T₃时段内，在这期间，续流二极管D₃一直在导通续流，为了实现S的零电压开通，S的开通信号应在这期间给出；T₃至T₄时段内，在T₃时刻，S₁关断，它的电压被二极管D₁箝位在V₀，在S₁关断的同时，S开通。储存在L_r里的能量通过D₁转移到负载，L_r里的电流开始线性减少，在T₄时刻，L_r里的电流减少到零，D₁软关断；T₄至T₅时段内，S一直处于导通状态，L_f里的电流线性增长。在T₄时刻，D₁软关断，由于辅MOSFET开关管S₁的寄生输出结电容C₁已经贮存了V₀的电压，而此时S已经开通，这样就使得C₁与L_r、L′_r开始谐振，L_r时的电流反向并谐振增加。当C₁上的电压降为零时，也就是L_r里的电流谐振到最大值时，D₂开始导通续流，从此时到T₅时刻，L_r里的电流基本保持不变；T₅至T₆时段内，在T₅时刻，S关断，C_r被L′_r里的电流线性充电，在T₆时刻，C_r被充电至电压为V₀，D开始导通，并在S两端的C_r实现了S的零电压关断。在C_r充电至电压的V₀的过程中，图4中A点(即L_r与L′_r的连接点)的电位也在上升，这就使得L_r开始承受A点的电压，L_r里的电流逐步趋向于零，L_r里的电流为零时，D₂软关断，这时A点的电压就使得L_r向C₁谐振充电，L_r里的电流也随着谐振上升，当C₁上的电压谐振上升到V₀时，L_r里的电流就通过D₁流向负载；T₆至T₇时段内，这期间，由于A点电位V_A大于V_in，L_f里的电流线性减少，在L_r里的电流通过D₁流向负载的同时，D已经导通，这样L_r上就承受了L′_r上的电压降，而在S、S₁全关断的期间，L′_r上就必然产生A点低于B点(即主超快恢复二极管D的阳极)的电压降。由于D、D₁已经导通，这个L′_r上的电压降就是L_r上的电压降，该电压降使得L_r里的电流在T₇时刻下降为零，D₁软关断；T₇至T₀时段内，这期间，由于V₀大于V_in，L′_r里的电流线性减少。在T₀时刻，S₁再次开通，进入了下一个开关周期。从图5中可以看出，本发明实现了S₁的零电流开通，避免了D₁的硬关断。

一种直流——直流软开关降压变换拓扑电路，其控制方式与现有的具有零电压转移特性的直流——直流变换器的控制方式相同，如图6所示，其结构包括电压源V_in、储能电感L_f、主MOSFET开关管S、辅MOSFET开关管S₁、谐振电容C_r、谐振电感L_r及L′_r、主超快恢复二极管D、辅超快恢复二极管D₁、输出滤波电容C和负载电阻R_load；主MOSFET开关管S与谐振电容C_r并联再与串联构成一条支路，辅MOSFET开关管S₁与谐振电感L_r串联构成一条支路，两条支路并联后再与电压源V_in、储能电感L_f、输出滤波电容C串联，主超快恢复二极管D的阴极与主MOSFET开关管S的源极相连，辅超快恢复二极管D₁的阴极与辅MOSFET开关管S₁的源极相连，D的阳极与D₁的阳极相连再与电压源V_in的负极相连，负载电阻R_load并联在输出滤波电容C的两端。

一种软开关拓扑电路应用于桥式电路中，如图7所示，作为桥式电路中一个臂，其结构包括电压源V_in、储能电感L_f、主MOSFET开关管S及S′、辅MOSFET开关管S₁及S₁′、谐振电容C_r及C_r′、谐振电感L_r、L′_r、L_r1及L′_r1、超快恢复二级管D及D₁、D′及D′₁，其中，电压源V_in、主MOSFET开关管S、辅MOSFET开关管S₁、谐振电容C_r、谐振电感L_r及L′_r、超快恢复二极管D及D₁、储能电感L_f构成直流——直流软开关降压变换电路中的拓扑关系；储能电感L_f、主MOSFET开关管S′、辅MOSFET开关管S₁′、谐振电容C_r′、谐振电感L_r1及L′_r1、超快恢复二极管D′及D′₁、电压源V_in构成直流——直流软开关升压变换电路中的拓扑关系。

本发明所述的主MOSFET开关管S及S′、辅MOSFET开关管S₁及S₁′均可用任何形式的可控开关管，如绝缘栅双极型晶体管，加上反并联的二极管代替。

Claims

1、一种直流——直流软开关功率变换拓扑电路，其控制方式与现有的具有零电压转移特性的直流——直流变换器的控制方式相同，其电路包括电压源V_in、储能电感L_f、主MOSFET开关管S、谐振电容C_r、谐振电感L_r、辅MOSFET开关管S₁、主超快恢复二极管D、辅超快恢复二极管D₁、输出滤波电容C和负载电阻R_load，其特征在于：其电路还包括谐振电感L′_r；直流——直流软开关升压电路：主MOSFET开关管S与谐振电容C_r并联再与谐振电感L′_r串联构成一条支路，辅MOSFET开关管S₁与谐振电感L_r串联构成一条支路，两条支路并联后再与电压源V_in、储能电感L_f串联，主超快恢复二极管D的阳极与主MOSFET开关管S的漏极相连，辅超快恢复二极管D₁的阳极与辅MOSFET开关管S₁的漏极相连，D的阴极与D₁的阴极相连再与输出滤波电容C串联后接到电压源V_in的负极，负载电阻R_load并联在输出滤波电容C的两端，S的体二极管D₃和S₁的体二极管D₂作为续流二极管；直流——直流软开关降压电路：主MOSFET开关管S与谐振电容C_r并联再与谐振电感L′_r串联构成一条支路，辅MOSFET开关管S₁与谐振电感L_r串联构成一条支路，两条支路并联后再与电压源V_in、储能电感L_f、输出滤波电容C串联，主超快恢复二极管D的阴极与主MOSFET开关管S的源极相连，辅超快恢复二极管D₁的阴极与辅MOSFET开关管S₁的源极相连，D的阳极与D₁的阳极相连再与电压源V_in的负极相连，负载电阻R_load并联在输出滤波电容C的两端。

2、根据权利要求1所述的一种直流——直流软开关功率变换拓扑电路，其特征是所述的直流——直流软开关功率变换拓扑电路的拓扑关系应用于桥式电路中，作为桥式电路中一个臂，其电路包括电压源V_in、储能电感L_f、主MOSFET开关管S及S′、辅MOSFET开关管S₁及S₁′、谐振电容C_r及C_r′、谐振电感L_r、L′_r、L_r1及L′_r1、超快恢复二级管D、D′、D₁及D′₁，其中，电压源V_in、主MOSFET开关管S、辅MOSFET开关管S₁、谐振电容C_r、谐振电感L_r及L′_r、超快恢复二极管D及D₁、储能电感L_f构成直流——直流软开关降压变换电路中的拓扑关系；储能电感L_f、主MOSFET开关管S′、辅MOSFET开关管S₁′、谐振电容C_r′、谐振电感L_r1及L′_r1、超快恢复二极管D′及D′₁、电压源V_in构成直流——直流软开关升压变换电路中的拓扑关系。

3、根据权利要求1至2中任一个权利要求所述的一种软开关直流——直流功率变换拓扑电路，其特征在于所述的主MOSFET开关管S及S′、辅MOSFET开关管S₁及S₁′均可用任何形式的可控开关管，如绝缘栅双极型晶体管，加上反并联的二极管代替。