CN109525102A - 电力转换电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电力转换电路。在电力转换电路中，在实现软开关的同时抑制稳态损耗。该电力转换电路在第二高电位配线与低电位配线之间设置有多个二极管与FET的串联电路。主电抗器与第一高电位配线连接，在主电抗器与第一FET之间连接有第一副电抗器，在主电抗器与第二FET之间连接有第二副电抗器。在第一动作中，第一FET处于接通的第一期间、FET同时处于断开的第二期间、第二FET处于接通的第三期间、以及FET同时处于断开的第四期间反复出现。在第三期间中，流过第一副电抗器的电流减少至零，并于此后使第一FET接通。在第一期间中，流过第二副电抗器的电流减少至零，并于此之后使第二FET接通。

Description

电力转换电路
技术领域
本说明书所公开的技术涉及一种电力转换电路。
背景技术
在专利文献1中，公开了一种将从直流电源被供给的电压升压而进行输出的DC－DC转换器。该DC－DC转换器具备低电位配线、第一高电位配线(输入侧高电位配线)、第二高电位配线(输出侧高电位配线)。此外，该DC－DC转换器具备源极与低电位配线连接的n沟道型的两个FET(field effect transistor：场效应晶体管)。第一FET的漏极经由第一二极管而与第二高电位配线连接。第二FET的漏极经由第二二极管而与第二高电位配线连接。另外，该DC－DC转换器具有主电抗器、第一副电抗器、第二副电抗器。主电抗器具备第一端子和第二端子。主电抗器的第一端子经由第一高电位输入配线而与二极管电桥(直流电源的一种)连接。第一副电抗器的一端与主电抗器的第二端子连接，第一副电抗器的另一端与第一FET的漏极连接。第二副电抗器的一端与主电抗器的第二端子连接，第二副电抗器的另一端与第二FET的漏极连接。
第一FET和第二FET以交替地接通的方式而被控制。当第一FET接通时，电流流过第一副电抗器和第一FET。然后，当第一FET断开时，因第一副电抗器的感应电压而使电流流过第一二极管。由此，使第二高电位配线升压。另外，在第一FET断开之后，第二FET接通。当第二FET接通时，流过第一副电抗器和第一二极管的电流将停止，并且电流流过第二副电抗器和第二FET。然后，当第二FET断开时，因第二副电抗器的感应电压而使电流流过第二二极管。由此，第二高电位配线被升压。在第二FET断开之后，第一FET再次接通。当第一FET接通时，流过第二副电抗器和第二二极管的电流将停止，并且电流将流过第一副电抗器和第一FET。由于以此方式而使第一FET和第二FET交替地接通，因此，使第二高电位配线升压。
另外，在第一FET即将接通之前，电流并未流过第一副电抗器。因此，在第一FET接通之后，在第一FET中流动的电流缓慢地上升。因此，抑制了第一FET接通时的开关损耗。另外，在第二FET即将接通之前，电流未流过第二副电抗器。因此，在第二FET接通之后，在第二FET中流动的电流缓慢地上升。因此，抑制了第二FET接通时的开关损耗。这样，有时会将不易产生开关损耗的状态下的FET的开关称为软开关。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2001-186768号公报
发明内容
发明所要解决的课题
在专利文献1的技术中，当第一FET处于接通时，第二FET处于断开，当第二FET处于接通时，第一FET处于断开。因此，第一FET和第二FET中的电流密度较高，从而在第一FET和第二FET中所产生的稳态损耗较大。另外，虽然在专利文献1中，公开了一种使从直流电源所供给的电压升压的DC－DC转换器，但也能够在将直流电力转换为交流电力的逆变器中采用相同的结构，并产生与上述相同的问题。另外，在逆变器中，主电抗器有时是电机的线圈，并且第一高电位配线有时是向电机供给电力的配线。在本说明书中，提供了如下技术，即，在DC－DC转换器、逆变器等电力转换电路中，能够在实现软开关的同时对在第一FET和第二FET中所产生的稳态损耗进行抑制的技术。
发明内容
本说明书所公开的电力转换电路具有：第一高电位配线，其与电力供给源连接；第二高电位配线；低电位配线；n沟道型的第一FET，其源极与所述低电位配线连接；n沟道型的第二FET，其源极与所述低电位配线连接；第一二极管，其阳极与所述第一FET的漏极连接，且阴极与所述第二高电位配线连接；第二二极管，其阳极与所述第二FET的漏极连接，且阴极与所述第二高电位配线连接；主电抗器；第一副电抗器；第二副电抗器；栅极控制装置。所述主电抗器具备第一端子和第二端子。所述主电抗器的所述第一端子与所述第一高电位配线连接。所述第一副电抗器的一端与所述主电抗器的所述第二端子连接，且另一端与所述第一FET的所述漏极连接。所述第二副电抗器的一端与所述主电抗器的所述第二端子连接，且另一端与所述第二FET的所述漏极连接。所述栅极控制装置与所述第一FET的栅极和所述第二FET的栅极连接。所述栅极控制装置能够执行第一动作。在所述第一动作中，所述栅极控制装置对所述第一FET和所述第二FET进行控制，以满足如下条件。(条件一)所述第一FET处于接通的第一期间、所述第一FET和所述第二FET同时处于断开的第二期间、所述第二FET处于接通的第三期间、以及所述第一FET和所述第二FET同时处于断开的第四期间依次反复出现。(条件二)在所述第三期间中，在所述第二FET接通之后流过所述第一副电抗器的第一电流减少至零，并在所述第一电流减少至零的时间点以后所述第一FET接通。(条件三)在所述第一期间中，在所述第一FET接通之后流过所述第二副电抗器的第二电流减少至零，并在所述第二电流减少至零的时间点以后所述第二FET接通。
另外，在本说明书中，在n沟道型的FET中，包含IGBT(insulated gate bipolartransistor：绝缘栅双极晶体管)。在IGBT中，有时也将漏极称为集电极，将源极称为发射极。
在第一期间中第一FET即将接通之前，电流未流过第一副电抗器。因此，第一FET进行软开关。另外，当在第一期间中第一FET接通时，第二二极管的阳极经由第二副电抗器、第一副电抗器以及第一FET而与低电位配线连接，因此，在第二副电抗器和第二二极管中流动的第二电流减少至零。在第一期间中，在流过第二副电抗器的第二电流减少至零的时间点之后，第二FET接通。因此，第二FET进行软开关。在第一期间中第二FET接通之后，电流以被分支的方式而流过第一FET和第二FET，因此，第一FET的电流密度下降。因此，抑制了在第一FET中所产生的稳态损耗。
在第三期间中第二FET即将接通之前，电流未流过第二副电抗器。因此，第二FET进行软开关。另外，当在第二期间中第二FET接通时，第一二极管的阳极经由第一副电抗器、第二副电抗器以及第二FET而与低电位配线连接，因此，在第一副电抗器和第一二极管中流动的第一电流减少至零。在第三期间中，在流过第一副电抗器的第一电流减少至零的时间点之后，第二FET接通。因此，第一FET进行软开关。在第三期间中第一FET接通之后，电流以被分支的方式而流过第一FET和第二FET，因此，第二FET的电流密度下降。因此，抑制了在第二FET中所产生的稳态损耗。
这样，根据该电力转换电路，能够在使第一FET和第二FET软开关的同时，对在第一FET和第二FET中所产生的稳态损耗进行抑制。
附图说明
图1是DC－DC转换器的电路图。
图2是表示电流IL的变化的曲线图。
图3是表示第一动作中的各值的变化的曲线图。
图4是表示第一动作中的DC－DC转换器的状态的变化的图。
图5是表示第二动作中的各值的变化的曲线图。
图6是表示第二动作中的DC－DC转换器的状态的变化的图。
图7是表示MOSFET开启时的电流和电压的变化的曲线图。
图8是表示损耗E与电流IL的关系的曲线图。
图9是表示通过实施例1的转移方法从第一动作向第二动作转移时的各值的变化的曲线图。
图10是表示通过比较例的转移方法从第一动作向第二动作转移时的各值的变化的曲线图。
图11是实施例2的DC－DC转换器的电路图。
图12是表示实施例2的第一动作中的各值的变化的曲线图。
图13是逆变器的电路图。
图14是切换电路的电路图。
图15是表示第一动作中的切换电路的状态的变化的图。
图16是表示第二动作中的切换电路的状态的变化的图。
具体实施方式
实施例1
图1示出了实施例1的DC－DC转换器10的电路图。DC－DC转换器10被搭载于车辆上。DC－DC转换器10具有高电位输入配线12、高电位输出配线14、低电位配线16。高电位输入配线12与直流电源90(例如蓄电池)的正极连接。低电位配线16与直流电源90的负极连接。DC－DC转换器10使直流电源90的施加电压(即，高电位输入配线12与低电位配线16之间的电压)升压，并将升压后的电压施加于高电位输出配线14与低电位配线16之间。虽然未进行图示，但在高电位输出配线14与低电位配线16之间连接有负载(例如逆变器、行驶用电机)。因此，升压后的电压被供给至负载。
DC－DC转换器10具有输入侧平滑化电容器20、主电抗器22、第一副电抗器24、第二副电抗器26、MOSFET31～34、二极管41～44、输出侧平滑化电容器50、电流传感器52、以及栅极控制装置54。
输入侧平滑化电容器20被连接在高电位输入配线12与低电位配线16之间。
MOSFET31、32、33、34是n沟道型的MOSFET。MOSFET31和MOSFET32被串联地连接在高电位输出配线16与低电位配线16之间。MOSFET31的源极与低电位配线16连接。MOSFET31的漏极与MOSFET32的源极连接。MOSFET32的漏极与高电位输出配线14连接。二极管41相对于MOSFET31而被并联地连接。二极管41的阳极与MOSFET31的源极连接。二极管41的阴极与MOSFET31的漏极连接。二极管42相对于MOSFET32而被并联地连接。二极管42的阳极与MOSFET32的源极连接。二极管42的阴极与MOSFET32的漏极连接。
MOSFET33和MOSFET34被串联地连接在高电位输出配线14与低电位配线16之间。MOSFET33的源极与低电位配线16连接。MOSFET33的漏极与MOSFET34的源极连接。MOSFET34的漏极与高电位输出配线14连接。二极管43相对于MOSFET33而被并联地连接。二极管43的阳极与MOSFET33的源极连接。二极管43的阴极与MOSFET33的漏极连接。二极管44相对于MOSFET34而被并联地连接。二极管44的阳极与MOSFET34的源极连接。二极管44的阴极与MOSFET34的漏极连接。
另外，以下，将源极与低电位配线16连接的MOSFET(即，MOSFET31、33)称为下侧MOSFET，并将漏极与高电位输出配线14连接的MOSFET(即，MOSFET32、34)称为上侧MOSFET。
主电抗器22具有第一端子22a和第二端子22b。第一端子22a与高电位输入配线12连接。主电抗器22具备在由高透磁率材料构成的磁芯上卷绕有多次绕组的结构。
第一副电抗器24的一端与主电抗器22的第二端子22b连接。第一副电抗器24的另一端与下侧MOSFET31的漏极以及上侧MOSFET32的源极连接。第一副电抗器24的电感与主电抗器22的电感相比而较小。
第二副电抗器26的一端与主电抗器22的第二端子22b连接。第二副电抗器26的另一端与下侧MOSFET33的漏极以及上侧MOSFET34的源极连接。第二副电抗器26的电感与主电抗器22的电感相比而较小。
另外，第一副电抗器24和第二副电抗器26既可以是在芯的周围卷绕有配线的结构，也可以是利用高透磁率材料来覆盖配线的周围的结构。
输出侧平滑化电容器50被连接在高电位输出配线14与低电位配线16之间。
电流传感器52对在主电抗器22中流动的电流进行检测。电流传感器52将检测出的电流值向栅极控制装置54进行发送。
栅极控制装置54与MOSFET31～34的各自的栅极连接。栅极控制装置54针对每个MOSFET而具备实施各栅极的充放电的驱动电路。另外，栅极控制装置54具备控制电路，所述控制电路相对于各驱动电路而发送指令MOSFET的接通或者断开的信号。栅极控制装置54能够单独地控制MOSFET31～34。
接着，对DC－DC转换器10的动作进行说明。图2示出了在主电抗器22中流动的电流IL相对于时间的变化。电流IL因MOSFET31～34的开关而周期性地发生变动。另外，电流IL因负载(即，行驶用电机等)中的消耗电力等而长期地发生变动。图2示出了电流IL在周期性地发生变动的同时逐渐增加的情况。另外，虽然在图2中图示了较长的电流IL的变动周期T，但实际的变动周期T远短于图2。栅极控制装置54根据电流IL而执行第一动作和第二动作。栅极控制装置54在电流IL的变动周期T的至少一部分中电流IL小于阈值Ith的状态下(在图2的期间TL中)执行第一动作，并在变动周期中电流IL始终为阈值Ith以上的状态下(在图2的期间TH中)执行第二动作。
图3是表示第一动作中的各值的变化的曲线图。另外，图5是表示第二动作中的各值的变化的曲线图。在图3、图5以及其它的附图中，电流IL1是在第一副电抗器24中流动的电流，电流IL2是在第二副电抗器26中流动的电流。另外，在图5中，电流IL1与电流IL2一致(即，曲线重叠)。另外，电流IL是电流IL1与电流IL2的合计值。另外，在图3、图5以及其它的附图中，电位Vg31是下侧MOSFET31的栅极电位，电位Vg32是上侧MOSFET32的栅极电位，电位Vg33是下侧MOSFET33的栅极电位，电位Vg34是上侧MOSFET34的栅极电位。栅极电位Vg31～Vg34通过栅极控制装置54而被控制。栅极电位Vg31～Vg34在高电位与低电位之间进行变化。当栅极电位为高电位时，MOSFET为接通状态，当栅极电位为低电位时，MOSFET为断开状态。另外，图4示出了第一动作中的DC－DC转换器10的状态的变化。图6示出了第二动作中的DC－DC转换器10的状态的变化。另外，在图4、图6中，与图1相比，简化地示出了DC－DC转换器10的电路结构。
首先，对第一动作进行说明。如图3所示，在第一动作中，栅极控制装置54以如下方式实施控制，即，使DC－DC转换器10的状态依次向状态T1、状态T2、状态T3、状态T4、状态T5变化，并在状态T4之后返回至状态T1。即，栅极控制装置54以状态T1～T6的循环反复的方式而实施控制。在图4中，分别示出了状态T1～T6。
如图3、图4所示，在第一动作中，上侧MOSFET32和上侧MOSFET34始终被控制为断开状态。
在状态T1中，下侧MOSFET31处于接通(ON)，下侧MOSFET33处于断开(OFF)。由于在状态T1中下侧MOSFET31处于接通，因此，电流IL1从高电位输入配线12经由主电抗器22、第一副电抗器24、以及下侧MOSFET31而向低电位配线16流动。由于在状态T1的期间中第一副电抗器24的感应电压(在阻止电流IL1的方向上起作用的感应电压)下降，因此，在状态T1的期间中，电流IL1急速地增加。另外，虽然详细内容将在后面中叙述，但在状态T1中，通过第二副电抗器26的感应电压而使电流IL2从高电位输入配线12经由主电抗器22、第二副电抗器26、以及二极管44而向高电位输出配线14流动。其中，在状态T1的期间中，电流IL2急速地减少。因此，在状态T1的期间中，电流IL几乎未发生变化。当在状态T1中电流IL2减少至零时，成为状态T2。
在状态T2中，下侧MOSFET31被维持为接通状态，从而电流IL1继续流动。由于在状态T2的期间中主电抗器22的感应电压和第一副电抗器24的感应电压(在阻止电流IL1的方向上起作用的感应电压)下降，因此，在状态T2的期间中，电流IL1逐渐增加。
另外，与在状态T1中电流IL2减少至零的时间点(即，状态T2的期间的最初的时间点)同时、或者与其相比靠后的时间点，使下侧MOSFET33接通。因此，在状态T2中，电流IL2从高电位输入配线12经由主电抗器22、第二副电抗器26、以及下侧MOSFET33而向低电位配线16开始流动。由于在下侧MOSFET33即将接通的时间点之前，在第二副电抗器26中流动的电流IL2为零，因此，当下侧MOSFET33接通时，流动至下侧MOSFET33的电流(即，电流IL2)的急速的增加不会产生。因此，当下侧MOSFET33接通时产生的开关损耗较小。即，此处，下侧MOSFET33进行软开关。由于在状态T2的期间中、主电抗器22的感应电压和第二副电抗器26的感应电压(在阻止电流IL2的方向上起作用的感应电压)下降，因此，在状态T2的期间中，电流IL2逐渐增加。由于在状态T2中电流IL2从零开始上升，因此，在状态T2的期间中，电流IL2与电流IL1相比而较小。
如以上所说明的那样，由于在状态T2的期间中电流IL1和电流IL2同时增加，因此，在状态T2的期间中，电流IL1也会增加。在状态T2的期间中，电流IL以被分支的方式而流过下侧MOSFET31和下侧MOSFET33。因此，与只有下侧MOSFET31接通的情况(即，电流IL仅流过下侧MOSFET31的情况)相比，能够减少在下侧MOSFET31、33中所产生的稳态损耗。在状态T2的期间的最后，下侧MOSFET31和下侧MOSFET33从接通状态被切换为断开状态。由此，DC－DC转换器10从状态T2向状态T3转移。
当在状态T3的期间的最初下侧MOSFET31断开时，由于主电抗器22和第一副电抗器24会在使电流IL1持续流动的方向上产生感应电压，因此，二极管42的阳极的电位将上升。因此，电流IL1从高电位输入配线12经由主电抗器22、第一副电抗器24、以及二极管42而向高电位输出配线14流动。由于在状态T3的期间中、主电抗器22以及第一副电抗器24的感应电压(在使电流IL1流动的方向上起作用的感应电压)降低，因此，在状态T3的期间中，电流IL1逐渐减少。
另外，当在状态T3的期间的最初下侧MOSFET33断开时，主电抗器22和第二副电抗器26会在使电流IL2持续流动的方向上产生感应电压，因此，二极管44的阳极的电位将上升。因此，电流IL2从高电位输入配线12经由主电抗器22、第二副电抗器26、以及二极管44而向高电位输出配线14流动。由于在状态T3的期间中主电抗器22以及第二副电抗器26的感应电压(在使电流IL2流动的方向上起作用的感应电压)下降，因此，在状态T3的期间中，电流IL2逐渐减少。
如上文所说明的那样，由于在状态T3的期间中电流IL1和电流IL2同时减少，因此，在状态T3的期间中，电流IL也会减少。通过以此方式而使电流IL1、IL2在状态T3的期间中向高电位输出配线14流动，从而对输出侧平滑化电容器50(参照图1)进行充电，由此使高电位输出配线14的电位上升。在状态T3中，电流IL以被分支的方式而流过二极管42和二极管44。因此，与电流IL仅流过二极管42的情况相比，能够减少在二极管42、44中所产生的稳态损耗。在状态T3的期间中，电流IL2减少至零。在电流IL2减少至零的时间点处，电流IL1仍为较高的值。在状态T3的期间的最后(即，与电流IL2减少至零的时间点同时、或者在与之相比靠后的时间点)，下侧MOSFET33从断开状态被切换至接通状态。由此，DC－DC转换器10从状态T3向状态T4转移。
由于在状态T4中，下侧MOSFET33处于接通，因此，电流IL2从高电位输入配线12经由主电抗器22、第二副电抗器26、以及下侧MOSFET33而向低电位配线16流动。由于在状态T4的期间中由第二副电抗器26产生的感应电压(在阻止电流IL2的方向上起作用的感应电压)下降，因此，在状态T4的期间中，电流IL2会增加。在状态T4的期间的最初下侧MOSFET33即将接通的时间点之前，在第二副电抗器26中流动的电流IL2为零。因此，当下侧MOSFET33接通时，流过下侧MOSFET33的电流(即，电流IL2)并未过度增加。电流IL2以不会过度的程度而急速地增加。由于电流IL2的增加速度并不过度，因此，当下侧MOSFET33接通时所产生的开关损耗较小。即，此处，下侧MOSFET33进行软开关。另外，在状态T4的期间中，从状态T3的期间起继续使电流IL1经由二极管42而流动。其中，在状态T4的期间中，通过使下侧MOSFET33接通而使主电抗器22的第二端子22b的电位急速地降低，因此，电流IL1急速地减少。因此，在状态T4中，电流IL几乎未发生变化。当电流IL1减少至零时，成为状态T5。
在状态T5中，下侧MOSFET33被维持为接通状态，电流IL2继续流动。由于在状态T2的期间中主电抗器22的感应电压和第二副电抗器26的感应电压(在阻止电流IL2的方向上起作用的感应电压)下降，因此，在状态T5的期间中，电流IL2逐渐增加。
另外，与在状态T4中电流IL1减少至零的时间点(即，状态T5的期间的最初的时间点)同时、或者在与其相比靠后的时间点，使下侧MOSFET31接通。因此，在状态T5中，电流IL1从高电位输入配线12经由主电抗器22、第一副电抗器24、以及下侧MOSFET31而向低电位配线16开始流动。由于在下侧MOSFET31刚要接通的时间点之前，流动至第一副电抗器24的电流IL1为零，因此，当下侧MOSFET31接通时，流过下侧MOSFET31的电流(即，电流IL1)不会急速地增加。因此，当下侧MOSFET31接通时产生的开关损耗较小。即，此处，下侧MOSFET31进行软开关。由于在状态T5的期间中、主电抗器22的感应电压和第一副电抗器24的感应电压(在阻止电流IL1的方向上起作用的感应电压)下降，因此，在状态T5的期间中，电流IL1逐渐增加。由于在状态T5中电流IL1从零开始上升，因此，在状态T5的期间中，电流IL1与电流IL2相比而较小。
如以上所说明的那样，由于在状态T5的期间中，电流IL1和电流IL2同时增加，因此，在状态T5的期间中，电流IL会增加。在状态T5的期间中，电流IL以被分支的方式而流过下侧MOSFET31和下侧MOSFET33。因此，与只有下侧MOSFET33接通的情况(即，电流IL仅流过下侧MOSFET33的情况)相比，能够减少在下侧MOSFET31、33中所产生的稳态损耗。在状态T5的期间的最后，下侧MOSFET31和下侧MOSFET33从接通状态被切换为断开状态。由此，DC－DC转换器10从状态T5向状态T6转移。
当在状态T6的期间的最初下侧MOSFET33断开时，由于主电抗器22和第二副电抗器26会在使电流IL2持续流动的方向上产生感应电压，因此，二极管44的阳极的电位将上升。因此，电流IL2从高电位输入配线12经由主电抗器22、第二副电抗器26、以及二极管44而向高电位输出配线14流动。由于在状态T6的期间中主电抗器22以及第二副电抗器26的感应电压(在使电流IL2流动的方向上起作用的感应电压)下降，因此，在状态T6的期间中，电流IL2逐渐减少。
另外，当在状态T6的期间的最初下侧MOSFET31断开时，主电抗器22和第一副电抗器24会在使电流IL1持续流动的方向上产生感应电压，因此，二极管42的阳极的电位将上升。因此，电流IL1从高电位输入配线12经由主电抗器22、第一副电抗器24、以及二极管42而向高电位输出配线14流动。由于在状态T6的期间中主电抗器22以及第一副电抗器24的感应电压(在使电流IL1流动的方向上起作用的感应电压)下降，因此，在状态T6的期间中，电流IL1逐渐减少。
如以上所说明的那样，由于在状态T6的期间中，电流IL1和电流IL2同时减少，因此，在状态T6的期间中，电流IL会减少。通过以此方式而使电流IL1、IL2在状态T6的期间中向高电位输出配线14流动，从而对输出侧平滑化电容器50(参照图1)进行充电，由此使高电位输出配线14的电位上升。在状态T6中，电流IL以被分支的方式而流过二极管42和二极管44。因此，与电流IL仅流过二极管44的情况相比，能够减少在二极管42、44中所产生的稳态损耗。在状态T6的期间中，电流IL1减少至零。在电流IL1减少至零的时间点处，电流IL2仍为较高的值。在状态T6的期间的最后(即，与电流IL1减少至零的时间点同时、或者在与其相比靠后的时间点)，下侧MOSFET31从断开状态被切换至接通状态。由此，DC－DC转换器10从状态T6向状态T1转移。
由于在状态T1中，下侧MOSFET31接通，因此，如上文所述，电流IL1从高电位输入配线12经由主电抗器22、第一副电抗器24、以及下侧MOSFET31而向低电位配线16流动。由于在状态T1的期间中第一副电抗器24的感应电压(在阻止电流IL1的方向上起作用的感应电压)下降，因此，在状态T1的期间中，电流IL1急速地增加。在状态T1的期间的最初下侧MOSFET31即将接通的时间点之前，流过第一副电抗器24的电流IL1为零。因此，当下侧MOSFET31接通时，流过下侧MOSFET31的电流(即，电流IL1)并未过度地增加。电流IL1以不会过度的程度而急速地增加。由于电流IL1的增加速度并不过度，因此，下侧MOSFET31接通时所产生的开关损耗较小。即，此处，下侧MOSFET31进行软开关。另外，在状态T1的期间中，从状态T6的期间起继续地使电流IL2经由二极管44而流动。其中，在状态T1的期间中，通过使下侧MOSFET31接通而使主电抗器22的第二端子22b的电位急速地下降，因此，电流IL2急速地减少。因此，在状态T1中，电流IL几乎未发生变化。
如以上所说明的那样，在第一动作中，反复进行多次状态T1～T6的循环。由此，电流IL周期性地发生变动，并且高电位输出配线14的电位上升。
另外，在上述的第一动作中，上侧MOSFET32、34始终断开。然而，也可以在电流IL1流过二极管42的期间的一部分中使上侧MOSFET32接通。另外，也可以在电流IL2流过二极管44的期间的一部分中使上侧MOSFET34接通。这样，通过使与二极管42、44并联连接的上侧MOSFET32、34接通，从而能够使在二极管42、44中流动的电流进一步分散。由此，能够进一步抑制在二极管42、44中所产生的稳态损耗。
接着，对第二动作进行说明。如图5所示，在第二动作中，栅极控制装置54以如下方式实施控制，即，使DC－DC转换器10的状态依次向状态S1、状态S2、状态S3、状态S4发生变化，并在状态S4之后返回至状态S1。即，栅极控制装置54以状态S1～S4的循环反复的方式而实施控制。在图4中分别示出了状态S1～S4。
在状态S1中，下侧MOSFET31和下侧MOSFET33同时接通，上侧MOSFET32和上侧MOSFET34同时断开。因此，电流IL1从高电位输入配线12经由主电抗器22、第一副电抗器24、以及下侧MOSFET31向低电位配线16流动，并且电流IL2从高电位输入配线12经由主电抗器22、第二副电抗器26、以及下侧MOSFET33向低电位配线16流动。由于在状态S1的期间中，各电抗器的感应电压(在阻止电流IL1、IL2的方向上起作用的感应电压)逐渐降低，因此，电流IL1、IL2逐渐增加。因此，电流IL逐渐增加。在状态S1的期间的最后，下侧MOSFET31和下侧MOSFET33从接通状态被切换为断开状态。由此，DC－DC转换器10从状态S1转移至状态S2。
在状态S2的期间的最初下侧MOSFET31和下侧MOSFET33接通时，主电抗器22和第一副电抗器24会在使电流IL1持续流动的方向上产生感应电压，并且主电抗器22和第二副电抗器26会在使电流IL2持续流动的方向上产生感应电压。由于二极管42的阳极的电位因主电抗器22和第一副电抗器24的感应电压而上升，因此，电流IL1流过二极管42。即，电流IL1从高电位输入配线12经由主电抗器22、第一副电抗器24、以及二极管42而向高电位输出配线14流动。另外，由于二极管44的阳极的电位因主电抗器22和第二副电抗器26的感应电压而上升，因此，电流IL2流过二极管44。即，电流IL2从高电位输入配线12经由主电抗器22、第二副电抗器26、以及二极管44而向高电位输出配线14流动。通过以此方式而使电流IL1、IL2流动，从而对输出侧平滑化电容器50(参照图1)进行充电，由此使高电位输出配线14的电位上升。在状态S2的期间的最后，上侧MOSFET32和上侧MOSFET34从断开状态被切换为接通状态。由此，DC－DC转换器10从状态S2转移至状态S3。
在状态S3中，电流IL1经由二极管42而流动的同时，电流IL2经由二极管44而流动。另外，由于上侧MOSFET32接通，因此，电流IL1以被分支的方式而流过上侧MOSFET32和二极管42。由此，减少了因电流IL1流动而产生的稳态损耗。另外，由于上侧MOSFET34接通，因此，电流IL2以被分支的方式而流过上侧MOSFET34和二极管44。由此，减少了因电流IL2流动而产生的稳态损耗。在状态S3的期间的最后，上侧MOSFET32和上侧MOSFET34从接通状态被切换为断开状态。由此，DC－DC转换器10从状态S3转移至状态S4。
在状态S4中，与状态S2相同，电流IL1经由二极管42而流动的同时，电流IL2经由二极管44而流动。在状态S4的期间的最后，下侧MOSFET31和下侧MOSFET33从断开状态被切换为接通状态。由此，DC－DC转换器10从状态S4转移至状态S1。
另外，由于在状态S2、S3、s4的期间中，各电抗器的感应电压(在使电流IL1、IL2流动的方向上起作用的感应电压)逐渐下降，因此，电流IL1、IL2逐渐减少。即，电流IL逐渐减少。由于状态S1～S4反复进行，因此，电流IL周期性地发生变动。
如上文所述，在第二动作中，交替地反复进行下侧MOSFET31、33同时接通的状态(状态S1)和下侧MOSFET31、33同时断开的状态(状态S2、S3以及S4)。由此，能够使高电位输出配线14的电位上升。
另外，在上述第二动作中，在电流流过二极管42、44的期间的一部分中，上侧MOSFET32、34接通。然而，也可以在第二动作中，始终使上侧MOSFET32、34断开。其中，由于在电流流过二极管42、44的期间的一部分中，上侧MOSFET32、34接通能够获得由电流分散实现的稳态损耗抑制效果，因此更为优选。
接着，更为详细地对软开关进行说明。图7示出了下侧MOSFET31、33接通时的漏极－源极间电压Vds和漏极－源极间电流Ids的变化。另外，图7的电流Ids的实线的曲线示出了在第一动作的状态T1的期间的最初下侧MOSFET31接通时、以及在第一动作的状态T4的期间的最初下侧MOSFET33接通时的电流Ids的变化。图7的电流Ids的虚线的曲线示出了在第二动作中下侧MOSFET31、33接通时的电流Ids的变化。在第一动作和第二动作中的任意一个动作中，当下侧MOSFET31、33接通时，电压Vds降低，且电流Ids增加。
如图5所示，在第二动作中，在下侧MOSFET31即将接通之前的状态(状态S4)中，电流IL1流过主电抗器22和第一副电抗器24。因此，与下侧MOSFET31接通大致同时地，电流IL1从电抗器22、24流入下侧MOSFET31。因此，在第二动作中，如图7的电流Ids的虚线的曲线所示，当下侧MOSFET31接通时，电流Ids增加的速度较快。因此，在第二动作中，在下侧MOSFET31接通时所产生的损耗(开关损耗)较大。同样地，在第二动作中，在下侧MOSFET33接通时所产生的开关损耗较大。
另一方面，如图3所示，在第一动作中，在状态T1的期间的最初下侧MOSFET31刚要接通之前的状态(状态T6的期间的最后)中，电流IL1未在第一副电抗器24中流动。因此，虽然电流IL1与下侧MOSFET31接通同时地开始流向下侧MOSFET31，但电流IL1的增加速度并不会那么快。因此，如图7的电流Ids的实线的曲线所示，在第一动作中，当下侧MOSFET31接通时，电流Ids增加的速度与第二动作相比而较慢。因此，在第一动作中，在下侧MOSFET31接通时所产生的开关损耗较小。同样地，在第一动作中，在状态T4的期间的最初下侧MOSFET33接通时产生的开关损耗较小。
另外，在第一动作中，即便在状态T5的期间的最初，下侧MOSFET31也为接通，并且即便在状态T2的期间的最初，下侧MOSFET33也为接通。在状态T5的期间的最初下侧MOSFET31即将刚要接通的时间点之前，电流IL1未在第一副电抗器24中流动。另外，此时，较高的电流IL2流过下侧MOSFET33。因此，此时的下侧MOSFET31的电流Ids(即，电流IL1)的增加速度成为与电流IL2的增加速度相同的程度，从而与图7的实线的曲线相比而更慢。因此，此时所产生的开关损耗较小。同样地，在状态T2的期间的最初下侧MOSFET33接通时的电流Ids(即，电流IL2)的增加速度成与图7的实线的曲线相比而更慢。因此，此时所产生的开关损耗较小。
如以上所说明的那样，在第一动作中，在下侧MOSFET31、33接通的所有时间点实现软开关。因此，在第一动作中，与第二动作相比能够进一步抑制开关损耗。
另外，在第一动作和第二动作中的任意一个动作中，当下侧MOSFET31、33接通时，二极管42、44的阳极的电位也会降低，并向二极管42、44施加反方向电压。当朝向二极管42、44的施加电压从正方向电压被切换为反方向电压时，恢复电流(recovery current)(在短时间内流动的反方向电流)会流过二极管42、44。当恢复电流流过时，会在二极管42、44中产生恢复损耗(开关损耗的一种)。
如图6所示，在第二动作中，当从状态S4转移至状态S1时，二极管42、44的阳极的电位从高电位(与高电位输出配线14相比较高的电位)拉低至低电位(低电位配线16的电位)。即，向二极管42、44施加的施加电压从正方向电压被切换至反方向电压。因此，在二极管42、44中会产生恢复损耗。
另一方面，如上文所述，由于在第一动作中，在状态T1的期间的最初下侧MOSFET31接通时，电流未流过二极管42，因此，此时，在二极管42中未产生恢复损耗。另外，虽然通过在状态T1的期间的最初使下侧MOSFET31接通，二极管44的阳极的电位经由第一副电抗器24和第二副电抗器26而被拉低，但因第一副电抗器24和第二副电抗器26的感应电压的影响而使二极管44的阳极的电位的下降速度较为缓慢。因此，即便在二极管44中，也几乎未产生恢复损耗。同样地，在状态T4的期间的最初下侧MOSFET33接通时，电流未流过二极管44，因此，此时，在二极管44中未产生恢复损耗。另外，当在状态T4的期间的最初下侧MOSFET33接通时，二极管42的阳极的电位因第一副电抗器24和第二电抗器26的感应电压的影响而缓慢地下降，因此，即便在二极管42中也几乎不会产生恢复损耗。
如以上说明的那样，在第一动作中，与第二动作相比，能够进一步抑制在二极管42、44中所产生的恢复损耗(开关损耗的一种)。
另外，参照图3，并且如上文所述，在第一动作中，在状态T1中，下侧MOSFET31单独地成为接通状态，并且在状态T4中，下侧MOSFET33单独地成为接通状态。当将下侧MOSFET31(或者33)的接通电阻设为Ron时，在下侧MOSFET31(或者33)单独地接通时所产生的稳态损耗Eon1满足Eon1≈RonIL2的关系。与此相对，参照图5，并且如上文所示，在第二动作中，在状态S1中下侧MOSFET31、33同时成为接通状态，并且下侧MOSFET31、33的一方不会单独地成为接通状态。因此，电流IL必须以被分支的方式而流过下侧MOSFET31和下侧MOSFET33。因此，此时所产生的稳态损耗Eon2满足Eon2≈Ron(IL/2)2+Ron(IL/2)2＝RonIL2/2的关系。即，满足Eon2≈Eon1/2的关系。即，在第二动作中，与第一动作相比，更不易产生稳态损耗。
图8示出了损耗E与电流IL的关系。另外，图8所示的损耗E表示在DC－DC转换器10中所产生的损耗整体。损耗E包括稳态损耗和开关损耗。图8的曲线E1表示在第一动作中所产生的损耗，图8的曲线图E2表示在第二动作中所产生的损耗。如上文所述，第一动作的开关损耗的抑制效果较高。由于在电流IL较小的电流区域R1中，开关损耗相对于全部损耗的比例较大，因此，开关损耗抑制效果较高的第一动作的损耗E1与第二动作的损耗E2相比而较小。另外，由于在电流IL较大的电流区域R2中，开关损耗相对于全部损耗的比例较大，因此，开关损耗抑制效果较高的第二动作的损耗E2与第一动作的损耗E1相比而较小。如上文所述，栅极控制装置54在电流IL小于阈值Ith时执行第一动作，并且在电流IL为阈值Ith以上时执行第二动作。阈值Ith相对于电流区域R1与电流区域R2的分界值Ib被设定为满足0.9×Ib＜Ith＜1.1×Ib的关系。即，阈值Ith被设定为与分界值Ib大致一致的值。因此，实施例1的DC－Dc转换器10能够在电流区域R1中执行第一动作，并在电流区域R2中执行第二动作。因此，有效地抑制了在DC－DC转换器10中所产生的损耗。另外，在通常的车辆行驶时，电流IL是电流区域R1内的值，在车辆急剧加速等的情况下，电流IL是电流区域R2内的值。因此，在通常的车辆行驶时，DC－DC转换器10执行第一动作，且在车辆急剧加速等的情况下，DC－DC转换器10执行第二动作。
另外，如上文所述，在实施例1的第一动作中，在下侧MOSFET31成为接通状态的期间(状态T1、T2的期间)的一部分(状态T2的期间)中，下侧MOSFET33成为接通状态。因此，与在状态T1、T2的期间的整体中下侧MOSFET31单独地成为接通状态的情况相比，在实施例1的第一动作中抑制了稳态损耗。同样地，在实施例1的第一动作中，在下侧MOSFET31成为接通状态的期间(状态T4、T5的期间)的一部分(状态T5的期间)中，下侧MOSFET31成为接通状态。因此，与在状态T4、T5的期间的整体中下侧MOSFET33单独地成为接通状态的情况相比，在实施例1的第一动作中，抑制了稳态损耗。即，在实施例1中，在实现软开关的第一动作中，与现有的软开关技术相比，能够进一步抑制稳态损耗。
接着，对从第一动作向第二动作的转移方法进行说明。在实施例1中，当电流IL超过了阈值Ith时，从第一动作的状态T6向第二动作的状态S1转移。图9示出了实施例1的转移方法，图10示出了比较例的转移方法。
在图10所示的比较例的转移方法中，当从第一动作的状态T6向第二动作的状态S1进行转移时，下侧MOSFET31和下侧MOSFET33同时接通。如上文所述，在第一动作的状态T6的最后的时间点处，电流IL1为零，电流IL2为较高的值。在比较例中，在该时间点，将下侧MOSFET31、33同时接通并向第二动作的状态S1转移。于是，如图6的状态S1所示，电流IL1、IL2流动。由于在状态S1的期间的最初，状态T6的最后的时间点处的电流IL1、IL2的值被维持，因此，电流IL2较高，且电流IL1为零。之后，在反复实施多次状态S1～S4的循环的期间，电流IL1在变动的同时增加，且电流IL2在变动的同时减少。在执行了多次状态S1～S4的循环的阶段中，电流IL1和电流IL2大致相等。由于因第一副电抗器24和第二副电抗器26而妨碍了电流IL1、IL2的急剧的变化，因此，直至电流IL1和电流IL2达到平衡为止需要较长的时间。在发生了电流的非平衡的期间内，在较高的电流IL2流过的下侧MOSFET33中会产生较高的稳态损耗。因此，作为DC－DC转换器10整体的损耗也较高。
与此相对，在图9所示的实施例1的转移方法中，当从第一动作的状态T6向第二动作的状态S1转移时，先将下侧MOSFET31接通，然后，将下侧MOSFET33接通。即，如图9所示，在实施例1的转移方法中，在第一动作的状态T6的期间与第二动作的状态S1的期间之间设置有较短的转移期间U1。此外，在转移期间U1之间，将下侧MOSFET31设为接通状态，并将下侧MOSFET33设为断开状态。在转移期间U1中，与图4的状态T1同样地，电流IL1经由下侧MOSFET31而流向低电位配线16。另外，由于下侧MOSFET33断开，因此，电流IL2经由二极管44而向高电位输出配线14流动。在转移期间U1的期间内，电流IL2急速地减少，且电流IL1急速地增加。在电流IL1与电流IL2大致相等的时间点处，下侧MOSFET33接通，从而成为第二动作的状态S1。如以上所说明的那样，根据该转移方法，在电流IL1、IL2达到了平衡的状态下，能够开始进行第二动作。因此，与比较例的转移方法相比，能够抑制稳态损耗。另外，在第二动作的开始时，既可以对电流IL1和电流IL2进行检测并在它们变得相同时使下侧MOSFET33接通，也可以在被预先确定的时间点(例如从使下侧MOSFET31接通起经过了预定时间之后)使下侧MOSFET33接通。
另外，在上述实施例1中，电流传感器52对流过主电抗器22的电流IL进行了测量。然而，也可以设置对流过其他位置(例如高电位输入配线12、第一副电抗器24、第二副电抗器26、MOSFET31～34、以及二极管41～44中的至少一个)的电流进行检测的电流传感器，并根据该电流传感器的检测值而对电流IL进行预测，从而对第一动作和第二动作进行切换。
另外，也可以将实施例1的第一动作以及第二动作应用于DC－DC转换器的再生动作(利用高电位输出配线14的剩余电力而对直流电源90进行充电的动作)中。在该情况下，能够通过第一动作而使上侧MOSFET32、34软开关。
实施例2
接着，对实施例二进行说明。在实施例2中，如图11所示，追加了下侧MOSFET35、二极管45、上侧MOSFET36、二极管46、以及第三副电抗器28。MOSFET35、36为n沟道型。下侧MOSFET35的源极与低电位配线16连接，上侧MOSFET36的源极与下侧MOSFET35的漏极连接，上侧MOSFET36的漏极与高电位输出配线14连接。第三副电抗器28的一端与主电抗器22的第二端子22b连接，第三副电抗器28的另一端与下侧MOSFET35的漏极以及上侧MOSFET36的源极连接。二极管45的阳极与下侧MOSFET35的源极连接，二极管45的阴极与下侧MOSFET35的漏极连接。二极管46的阳极与上侧MOSFET36的源极连接，二极管46的阴极与上侧MOSFET36的漏极连接。在该情况下，在第一动作中，如图12所示，以如下方式而实施控制，即，使DC－DC转换器10的状态依次向状态T1～T9发生变化，并在状态T9之后返回至状态T1。即，也可以反复地执行状态T1～T9的循环。另外，也可以与图11相比而进一步增加上侧MOSFET和下侧MOSFET的串联电路的数量。
实施例3
在实施例1、2中，对DC－DC转换器进行了说明。与此相对，在实施例3中，对将本说明书所公开的技术应用于转换器的示例进行说明。图13所示的转换器100具备高电位配线102和低电位配线104。高电位配线102与直流电源的正侧(例如蓄电池的正极、DC－DC转换器的高电位输出配线等)连接。低电位配线104与直流电源的负侧(例如蓄电池的负极、DC－DC转换器的低电位配线等)连接。在高电位配线102与低电位配线104之间并联地连接有三个切换电路110a、110b、110c。在切换电路110a、110b、110c的各自上，分别连接有所对应的电机配线120a、120b、120c。电机配线120a、120b、120c的另一端与行驶用电机(三相电机)130连接。行驶用电机130具有三个线圈222a、222b、222c。电机配线120a与线圈222a连接，电机配线120b与线圈222b连接，电机配线120c与线圈222c连接。逆变器100将被施加于高电位配线102与低电位配线104之间的直流电力转换为三相交流电力，并将三相交流电力供给至行驶用电机130。
接着，对切换电路110a、110b、110c进行说明。另外，由于切换电路110a、110b、110c的结构彼此相同，因此，以下对切换电路110c进行说明。
图14示出了切换电路110c。另外，在下文中，对切换电路110c的结构要素中的、与实施例1、2的DC－DC转换器的结构要素相对应的结构要素标注与实施例1、2相同的参考符号来进行说明。切换电路110c具有MOSFET31～34。在高电位配线102与低电位配线104之间串联地连接有上侧MOSFET32和下侧MOSFET31，并且串联地连接有上侧MOSFET34和下侧MOSFET33。相对于各MOSFET3131～34而并联地连接有二极管41～44。在各二极管41～44中，阳极与所对应的MOSFET的源极连接，阴极与所对应的MOSFET的漏极连接。另外，切换回路110c具有第一副电抗器24和第二副电抗器26。第一副电抗器24的一端与下侧MOSFET31的漏极连接，第一副电抗器24的另一端与电机配线120c。第二副电抗器26的一端与下侧MOSFET33的漏极连接，第二副电抗器26的另一端与电机配线120c连接。在电机配线120c上设置有电流传感器52。另外，切换电路110c具有与MOSFET31～34的栅极连接的栅极控制装置54。
各切换电路110a～110c通过对其内部的MOSFET进行开关，从而向行驶用电机130供给交流电力。图14的电流IMa、IMb、IMc表示在行驶用电机130中流动的电流。图14示出了电流IMa从电机配线120a流向线圈222a，电流IMb从电机配线120b流向线圈222b，电流IMc从线圈222c流向电机配线120c的情况。电流IMc是将电流IMa与电流IMb相加而得到的电流。在以此方式而使电流IMa、IMb、IMc流动的状态下，栅极控制装置54通过对MOSFET31～34进行开关而对电流IMc进行控制。栅极控制装置54在由电流传感器52检测出的电流Imc小于阈值Ith时执行第一动作，并在电流IMc为阈值Ith以上时执行第二动作。
切换电路110c的第一动作、第二动作与图3、图5的第一动作、第二动作大致相同。另外，关于切换电路110c，图3、图5示出了电流IMc，以代替电流IL。在图15中，示出了切换电路110c的状态T1～T6。另外，在图16中，示出了切换电路110c的状态S1～S4。另外，在图15、图16中，与图14相比，简化地示出了切换电路110c的电路结构。
图15所示的切换电路110c的第一动作与图4所示的DC－DC转换器10的第一动作大致相同。在状态T1中，电流IL1经由处于接通状态的下侧MOSFET31而流动。另外，在状态T1中，电流IL2流过二极管44。其中，电流IL2在状态T1的期间内降低至零。在状态T2中，通过使下侧MOSFET33接通，从而使电流向下侧MOSFET31、33分散。在状态T3中，下侧MOSFET31、33断开，电流IL1、IL2流经二极管42、44。在状态T4中，下侧MOSFET33接通，电流IL2流过下侧MOSFET33。另外，在状态T4中，电流IL1继续地流过二极管42。其中，电流IL1在状态T4的期间之间降低至零。在状态T5中，通过使下侧MOSFET31接通，从而使电流向下侧MOSFET31、31分散。在状态T6中，下侧MOSFET31、33断开，电流IL1、IL2流过二极管42、44。当电流IL1、IL2流过下侧MOSFET31、33时，流过行驶用电机130的电流Imc会增加。当电流IL1、IL2流过二极管42、44时，电流IL1、IL2会回流而使电流IMc减少。因此，通过对在第一动作中下侧MOSFET31、33接通的占空比进行控制，从而能够对流过行驶用电机130的电流IMc进行控制。
如图3、图15明确所示，在切换回路110c的第一动作中，在下侧MOSFET31即将接通的时间点之前，在第一副电抗器24流动的电流IL1为零。因此，下侧MOSFET31能够进行软开关。另外，在切换回路110c的第一动作中，在下侧MOSFET33即将接通的时间点之前，在第二副电抗器26中流动的电流IL2为零。因此，下侧MOSFET33能够进行软开关。因此，降低了开关损耗。另外，由于在下侧MOSFET31接通的期间的一部分(状态T2的期间)中下侧MOSFET33接通，因此，会使电流分散，从而减少了稳态损耗。另外，由于在下侧MOSFET33接通的期间的一部分(状态T5的期间)中下侧MOSFET31接通，因此，会使电流分散，从而减少了稳态损耗。
图16所示的切换电路110c的第二动作与图6所示的DC－DC转换器10的第二动作大致相同。在状态S1中，电流IL1、IL2经由处于接通状态的下侧MOSFET31、33而流动。另外，在状态S2～S4中，电流IL1、IL2经由二极管42、44而流动。当电流IL1、IL2流过下侧MOSFET31、33时，流过行驶用电机130的电流Imc会增加。当电流IL1、IL2流过二极管42、44时，电流IL1、IL2会回流而使电流IMc减少。因此，通过对在第二动作中下侧MOSFET31、33接通的占空比进行控制，从而能够对流过行驶用电机130的电流IMc进行控制。
如图5、图16明确所示，在切换电路110c的第二动作中，电流向下侧MOSFET31、33分散而流动。因此，在第二动作中，与第一动作相比，能够进一步减少稳态损耗。
在实施例3的切换电路110c中，由于在开关损耗的比例较高的低电流时执行第一动作，并在稳态损耗的比例较高的高电流时执行第二动作，因此，能够抑制在切换电路110c中所产生的损耗。
在切换回路110c中，能够通过图9所示的转移方法而实施从第一动作向第二动作的转移。在该转移方法中，当从第一动作的状态T6向第二动作的状态S1转移时，先将下侧MOSFET31接通，然后，将下侧MOSFET33接通。即，在状态T6的期间与状态S1的期间之间设置有转移期间U1，并且在转移期间U1中，下侧MOSFET31成为接通状态，下侧MOSFET33成为断开状态。因此，在转移期间U1内，电流IL1、IL2如图15的状态T1那样而流动。在转移期间U1内，电流IL1增加，且电流IL2减少。因此，在期间U1之间，电流IL1与电流IL2大致相同。因此，能够在电流IL1和电流IL2达到平衡的状态下开始进行第二动作。由此，抑制了因电流IL1和电流IL2的非平衡而产生的损耗。
另外，在实施例3的切换电路110c中，也可以如图11那样增加MOSFET、二极管以及副电抗器的数量。另外，在切换电路110c中，也可以与实施例1、2同样地对结构进行变形、应用。
另外，也可以将实施例3的第一动作、第二动作应用于电流IMc从切换电路110c流向行驶用电机130的线圈222c时的动作中。在该情况下，能够根据第一动作而使上侧MOSFET32、34软开关。
对实施例的结构要素和权利要求的结构要素之间的关系进行说明。实施例1、2的直流电源90是权利要求的电力供给源的一个示例。向实施例3的行驶用电机130供给电流IMa以及IMb的电路(即，与电机配线120a、120b连接的切换电路110a、110b)是权利要求的电力供给源的一个示例。实施例1、2的高电位输入配线12和实施例3的电机配线120、120b是权利要求的第一高电位配线的一个示例。实施例1、2的高电位输出配线14和实施例3的高电位配线102是权利要求的第二高电位配线的一个示例。实施例1～3的下侧MOSFET31是权利要求的第一FET的一个示例。实施例的下侧MOSFET33是权利要求的第二FET的一个示例。实施例的二极管42是权利要求的第一二极管的一个示例。实施例的二极管44是权利要求的第二二极管的一个示例。实施例1、2的主电抗器22和实施例3的线圈222c是权利要求的主电抗器的一个示例。实施例1～3的状态T1、T2是权利要求的第一期间的一个示例。实施例1～3的状态T3是权利要求的第二期间的一个示例。实施例1～3的状态T4、T5是权利要求的第三期间的一个示例。实施例1～3的状态T6是权利要求的第四期间的一个示例。实施例1～3的状态S1是权利要求的第五期间的一个示例。实施例1～3的状态S2～S4是权利要求的第六期间的一个示例。
以下列举出本说明书所公开的技术要素。另外，以下的各技术要素分别是独立且有用的。
在本说明书所公开的一个示例的电力转换电路中，栅极控制装置也可以设为能够执行第二动作。栅极控制装置也可以在流过主电抗器的电流小于阈值时执行第一动作，并在流过主电抗器的电流为阈值以上时执行所述第二动作。在第二动作中，栅极控制装置也可以对第一FET和第二FET进行控制，以满足第一FET和第二FET同时处于接通的第五期间与第一FET和第二FET同时处于断开的第六期间交替地出现。从第一动作向第二动作的转移也可以以在第四期间之后成为第五期间的方式而被实施。栅极控制装置也可以在第四期间之后的第五期间开始时，先于第二FET相比而使第一FET接通。
在第四期间中，第一副电抗器中并未流动有电流，而在第二副电抗器中流动有电流。因此，当之后向第二动作转移时，使第一FET和第二FET同时接通，此时，电流偏移地流向第二FET，且电流几乎未流向第一FET。其结果是，电流在第一FET与第二FET之间成为非平衡状态，从而第二FET的稳态损耗升高。相对于此，通过在从第一动作向第二动作转移时(即，第四期间之后的第五期间开始时)先于第二FET而使第一FET接通，从而能够提前消除电流的非平衡。即，当先于第二FET而使第一FET接通时，在第二FET断开的期间内，流过第一FET的电流增加，并且流过第二副电抗器的电流减少。然后，当使第二FET接通时，流过第二副电抗器的电流(即，减少的电流)流向第二FET。由于流过第一FET的电流增加，且所述减少的电流流向第二FET，因此，流过第一FET的电流和流过第二FET的电流易于提前达到平衡。因此，根据该结构，能够抑制第二动作开始时的稳态损耗。
以上，虽然详细地对实施方式进行了说明，但是这些只不过是例示，并未对专利权利要求书进行限定。在专利权利要求书所记载的技术中，也包含有对以上所例示出的具体例实施了各种各样的变形、变更后的技术。本说明书或者附图中所说明的技术要素是单独或者通过各种组合而发挥了技术有用性的技术要素，且并未被限定于申请时的权利要求所记载的组合。另外，本说明书或者附图中所例示的技术同时达成多个目的，并且只要达成其中一个目的本身便具有技术有用性。
符号说明
10：DC－DC转换器
12：高电位输入配线
14：高电位输出配线
16：低电位配线
20：输入侧平滑化电容器
22：主电抗器
24：第一副电抗器
26：第二副电抗器
31：下侧MOSFET
32：上侧MOSFET
33：下侧MOSFET
34：上侧MOSFET
41～44：二极管
50：输出侧平滑化电容器
52：电流传感器
54：栅极控制装置
90：直流电源

Claims (2)

1.一种电力转换电路，具有：
第一高电位配线，其与电力供给源连接；
第二高电位配线；
低电位配线；
n沟道型的第一FET，其源极与所述低电位配线连接；
n沟道型的第二FET，其源极与所述低电位配线连接；
第一二极管，其阳极与所述第一FET的漏极连接，且阴极与所述第二高电位配线连接；
第二二极管，其阳极与所述第二FET的漏极连接，且阴极与所述第二高电位配线连接；
主电抗器，其具有第一端子和第二端子，所述第一端子与所述第一高电位配线连接；
第一副电抗器，其一端与所述主电抗器的所述第二端子连接，且另一端与所述第一FET的所述漏极连接；
第二副电抗器，其一端与所述主电抗器的所述第二端子连接，且另一端与所述第二FET的所述漏极连接；
栅极控制装置，其与所述第一FET的栅极和所述第二FET的栅极连接，
所述栅极控制装置能够执行第一动作，
在所述第一动作中，所述栅极控制装置对所述第一FET和所述第二FET进行控制以满足如下条件，即：
所述第一FET处于接通的第一期间、所述第一FET和所述第二FET同时处于断开的第二期间、所述第二FET处于接通的第三期间、以及所述第一FET和所述第二FET同时处于断开的第四期间依次反复出现；在所述第三期间中，在所述第二FET接通之后流过所述第一副电抗器的第一电流减少至零，并在所述第一电流减少至零的时间点以后所述第一FET接通；以及，在所述第一期间中，在所述第一FET接通之后流过所述第二副电抗器的第二电流减少至零，并在所述第二电流减少至零的时间点以后所述第二FET接通。
2.如权利要求1所述的电力转换电路，其中，
所述栅极控制装置能够执行第二动作，
所述栅极控制装置在流过所述主电抗器的电流小于阈值时执行所述第一动作，并在流过所述主电抗器的电流为所述阈值以上时执行所述第二动作，
在所述第二动作中，所述栅极控制装置对所述第一FET和第二FET进行控制，以满足所述第一FET和所述第二FET同时处于接通的第五期间、与所述第一FET和所述第二FET同时处于断开的第六期间交替地出现这一条件，
从所述第一动作向所述第二动作的转移以后续于所述第四期间而成为所述第五期间的方式被实施，
所述栅极控制装置在后续于所述第四期间的所述第五期间开始时，先于所述第二FET而使所述第一FET接通。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019057993A (ja) * 2017-09-20 2019-04-11 トヨタ自動車株式会社 電力変換回路
JP6888601B2 (ja) * 2018-11-13 2021-06-16 トヨタ自動車株式会社 双方向電力変換器、電気自動車、及び、双方向電力変換器の制御方法
JP7156118B2 (ja) 2019-03-20 2022-10-19 株式会社デンソー モータシステム

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1246747A (zh) * 1998-08-31 2000-03-08 深圳市华为电气股份有限公司 直流－直流软开关功率变换拓扑电路
US6091233A (en) * 1999-01-14 2000-07-18 Micro Linear Corporation Interleaved zero current switching in a power factor correction boost converter
CN103683921A (zh) * 2013-12-11 2014-03-26 华为技术有限公司 一种交错互联升压电路的控制方法和控制装置
US20140169049A1 (en) * 2012-12-13 2014-06-19 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a Power Converter and Method of Operating the Same
CN104901536A (zh) * 2015-06-08 2015-09-09 南车青岛四方机车车辆股份有限公司 双向dc-dc升降压系统及储能系统
CN106936300A (zh) * 2017-03-29 2017-07-07 中国矿业大学 一种非隔离型低输入电流纹波高效高增益dc_dc变换器

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3681596B2 (ja) 1999-12-24 2005-08-10 東芝三菱電機産業システム株式会社 直流電源装置
JP2007159177A (ja) * 2005-11-30 2007-06-21 Tdk Corp スイッチング電源装置
JP4745234B2 (ja) * 2006-03-29 2011-08-10 三菱電機株式会社 電源装置
JP4995640B2 (ja) * 2007-06-05 2012-08-08 株式会社ダイヘン 昇圧チョッパ装置
JP5660025B2 (ja) * 2011-03-11 2015-01-28 株式会社デンソー 電圧変換回路およびその電圧変換回路を備える電圧変換システム
JP5714528B2 (ja) * 2012-03-19 2015-05-07 株式会社豊田中央研究所 電力変換器および電源システム
JP5876939B2 (ja) * 2012-11-07 2016-03-02 ボルボトラックコーポレーション 電源装置
CN103580502A (zh) * 2013-11-15 2014-02-12 华为技术有限公司 电源转换电路及控制直流-交流电路的方法
JP6102897B2 (ja) * 2014-11-27 2017-03-29 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置
US10926649B2 (en) * 2014-12-22 2021-02-23 Flex Power Control, Inc. Method to reduce losses in a high voltage DC link converter
US10158286B2 (en) * 2015-02-02 2018-12-18 Mitsubishi Electric Corporation DC/DC converter
JP6507948B2 (ja) * 2015-09-02 2019-05-08 オムロン株式会社 昇降圧インバータ回路及びその制御方法
WO2017081971A1 (ja) * 2015-11-11 2017-05-18 三菱電機株式会社 磁気部品集合体およびこの磁気部品集合体を用いた電力変換装置
JP6575555B2 (ja) * 2017-04-05 2019-09-18 株式会社豊田中央研究所 電力変換装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1246747A (zh) * 1998-08-31 2000-03-08 深圳市华为电气股份有限公司 直流－直流软开关功率变换拓扑电路
US6091233A (en) * 1999-01-14 2000-07-18 Micro Linear Corporation Interleaved zero current switching in a power factor correction boost converter
US20140169049A1 (en) * 2012-12-13 2014-06-19 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a Power Converter and Method of Operating the Same
CN103683921A (zh) * 2013-12-11 2014-03-26 华为技术有限公司 一种交错互联升压电路的控制方法和控制装置
CN104901536A (zh) * 2015-06-08 2015-09-09 南车青岛四方机车车辆股份有限公司 双向dc-dc升降压系统及储能系统
CN106936300A (zh) * 2017-03-29 2017-07-07 中国矿业大学 一种非隔离型低输入电流纹波高效高增益dc_dc变换器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
刘帅: "耦合电感式新型交错Boost软开关变换器研究", 《电子测量与仪器学报》 *

Also Published As

Publication number Publication date
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US20190089239A1 (en) 2019-03-21
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US10305367B2 (en) 2019-05-28

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