CN104254896B - 磁性构件、电力变换器及供电系统 - Google Patents

磁性构件、电力变换器及供电系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种磁性构件(100)，该磁性构件(100)具有绕组(121a，121b，122)缠绕于其上的芯体(150)。绕组(121a，121b)串联电连接以构成第一电抗器的线圈。绕组(122)构成第二电抗器的线圈。芯体(150)具有绕组(121a)缠绕于其上的腿部(151)，绕组(121b)缠绕于其上的腿部(153)，以及绕组(122)缠绕于其上的腿部(152)。当电流流过绕组(121a，121b)时，分别由绕组(121a，121b)产生的且流过绕组(122)的磁通量相互抵消。而且，当电流流过绕组(122)时，分别由绕组(121a，121b)通过由绕组(122)产生的磁通量而产生的感应电压相互抵消。

Description

磁性构件、电力变换器及供电系统
技术领域
本发明涉及磁性构件、电力变换器和供电系统，并且更特别地涉及其内集成了包含于不同电流通路内的两个电抗器(reactor)的磁性构件，以及包含磁性构件的电力变换器和供电系统。
背景技术
用于电力变换器的电感元件一般通过将线圈缠绕在由磁性材料制成的芯体上而形成，这很可能会增加尺寸。因此，人们已经提出由包含多个电感元件的电路中的单个磁性构件整体地形成多个电抗器。
例如，日本专利特开No.2009-59995(PTL1)描述了变压器和电抗器集成于其内的组合磁性构件的配置。在PTL1所描述的配置中，一次绕组和二次绕组缠绕于用于构成变压器的两个芯体中的一个上，而一次绕组的延长部分缠绕于另一个芯体上。因此，与变压器的一次绕组串联连接的电抗器能够借助于上述延长部分而与变压器一起整体地形成。
日本专利特开No.2009-284647(PTL2)描述了第一及第二电感器和变压器整体地形成于其内的组合变压器的配置。
引文列表
专利文献
PTL1：日本专利特开No.2009-59995
PTL2：日本专利特开No.2009-284647
发明内容
技术问题
作为电力变换器的一种模式，存在着一种电路配置，其使得分别包含于电流通路内的两个电抗器在电流上独立地控制。在这样的电路中，如果感应电压由流过一个电抗器的电流产生于另一个电抗器内，则每个电流不再能够独立地控制。因此，对于其中这些电抗器被集成的配置，考虑防止感应电压由流过一个电抗器的电流产生于另一个电抗器内，这是一个课题。
在PTL1的组合磁性构件中，集成了串联连接的变压器和电抗器。也就是，包含于共同的电流通路内的磁性元件被集成，这并没有给出上述课题的解决方案。
在PTL2的组合变压器中，在第一及第二电抗器内的电流通路包含于变压器的初级侧和次级侧上。因此，PTL2的组合变压器应用于一种电路，其旨在促使感应电压在第一电抗器内的电流通路与第二电抗器内的电流通路之间相互起作用。因此，PTL2同样未能公开能够解决上述课题的集成结构。
本发明是为了解决该问题而作出的，并且具有以下目标：整体地形成分别包含于电流通路内的在电流上独立地控制的两个电抗器，由此实现磁性构件，以及包含磁性构件的电力变换器和供电系统的尺寸和重量的减小。
问题的解决方案
在本发明的一个方面中，磁性构件包含第一电流流过其中的串联电连接的第一绕组及第二绕组、第二电流流过其中的第三绕组以及芯体。芯体被配置为包含第一绕组缠绕于其上的第一部分、第二绕组缠绕于其上的第二部分，以及第三绕组缠绕于其上的第三部分。第一绕组至第三绕组分别缠绕于第一部分至第三部分上，使得在所述芯体内没有出现磁饱和的状态下，(i)当第一电流流过第一绕组及第二绕组时，由第一绕组产生的且流过第三绕组的磁通量与由第二绕组产生的且流过第三绕组的磁通量相互抵消(counteract)，并且(ii)当第二电流流过第三绕组时，由第三绕组产生的磁通量分别在第一绕组及第二绕组中产生的感应电压相互抵消。
在本发明的另一个方面中，磁性构件包括第一电流流过其中的串联电连接的第一绕组及第二绕组、第二电流流过其中的第三绕组以及芯体。芯体被配置为包含第一绕组缠绕于其上的第一部分、第二绕组缠绕于其上的第二部分，以及第三绕组缠绕于其上的第三部分。第一绕组及第二绕组分别缠绕于第一及第二部分上，使得第一绕组及第二绕组具有彼此相反的缠绕方向。第一绕组至第三绕组缠绕于其上的芯体被配置，使得，在芯体内没有出现磁饱和的状态下，当第二电流流过第三绕组时，通过第一部分的第一磁路的磁阻与通过第二部分的第二磁路的磁阻是同等的。
优选地，在磁性构件中，在第一绕组至第三绕组缠绕于其上的芯体中，在芯体内没有出现磁饱和的状态下，(i)当第一电流流过第一绕组及第二绕组时，由第一绕组产生的且流过第三绕组的磁通量与由第二绕组产生的且流过第三绕组的磁通量相互抵消，并且(ii)当第二电流流过第三绕组时，由第三绕组产生的磁通量分别在第一绕组及第二绕组中产生的感应电压相互抵消。
在本发明的又一个方面中，电力变换器包含电连接于DC电源与负载之间的第一及第二电抗器，以及被布置为使得流过第一电抗器的第一电流以及流过第二电抗器的第二电流被独立地控制的多个开关元件。第一及第二电抗器由单个磁性构件整体地形成。磁性构件包括第一电流流过其中的串联电连接的第一绕组及第二绕组、第二电流流过其中的第三绕组以及芯体。芯体被配置为包含第一绕组缠绕于其上的第一部分、第二绕组缠绕于其上的第二部分，以及第三绕组缠绕于其上的第三部分。第一绕组至第三绕组分别缠绕于第一部分至第三部分上，使得在所述芯体内没有出现磁饱和的状态下，(i)当第一电流流过第一绕组及第二绕组时，由第一绕组产生的且流过第三绕组的磁通量与由第二绕组产生的且流过第三绕组的磁通量相互抵消，并且(ii)当第二电流流过第三绕组时，由第三绕组产生的磁通量分别在第一绕组及第二绕组中产生的感应电压相互抵消。
优选地，在电力变换器中，在第一绕组至第三绕组缠绕于其上的芯体中，在所述芯体内没有出现磁饱和的状态下，当第二电流流过第三绕组时，通过第一部分的第一磁路的磁阻与通过第二部分的第二磁路的磁阻是同等的。第一绕组及第二绕组具有彼此相反的缠绕方向。
更优选地，电力变换器还包含控制器件，该控制器件被配置用于控制第一脉宽调制控制所使用的第一载波信号与第二脉宽调制控制所使用的第二载波信号之间的相位差，使得第一电流及第二电流中的一个的任意临界点与第一电流及第二电流中的另一个的任意临界点在相位上一致，然后生成用于根据第一脉宽调制控制及第二脉宽调制控制来控制多个开关元件的通/断的信号，其中第一脉宽调制控制用于控制在第一电流流过其中的第一电力变换通路内的电力变换，第二脉宽调制控制用于控制在第二电流流过其中的第二电力变换通路内的电力变换。
在本发明的又一个方面中，供电系统包含第一DC电源、第二DC电源，以及配置用于执行在电连接于负载的电源线与第一DC电源及第二DC电源之间的DC电力变换的电力变换器。电力变换器包含多个开关元件、第一电抗器及第二电抗器。该多个开关元件被布置为既包含于形成于第一DC电源与电源线之间的第一电力变换通路中，也包含于形成于第二DC电源与电源线之间的第二电力变换通路中。第一电抗器被布置为包含于第一电力变换通路中。第二电抗器被布置为包含于第二电力变换通路中。第一及第二电抗器由单个磁性构件整体地形成。磁性构件包括第一电流流过其中的串联电连接的第一绕组及第二绕组、第二电流流过其中的第三绕组以及芯体。芯体被配置为包含第一绕组缠绕于其上的第一部分、第二绕组缠绕于其上的第二部分，以及第三绕组缠绕于其上的第三部分。第一绕组至第三绕组分别缠绕于第一部分至第三部分上，使得，在所述芯体内没有出现磁饱和的状态下，(i)当第一电流流过第一绕组及第二绕组时，由第一绕组产生的且流过第三绕组的磁通量与由第二绕组产生的且流过第三绕组的磁通量相互抵消，并且(ii)当第二电流流过第三绕组时，由第三绕组产生的磁通量分别在第一绕组及第二绕组中产生的感应电压相互抵消。
优选地，在供电系统中，该多个开关元件包含电连接于第一节点与电源线之间的第一开关元件，电连接于第二节点与第一节点之间的第二开关元件，电连接于同第二DC电源的负端子电连接的第三节点与第二节点之间的第三开关元件，以及电连接于第一DC电源的负端子与第三节点之间的第四开关元件。第一电抗器电连接于第一DC电源的正端子与第二节点之间，而第二电抗器电连接于第二DC电源的正端子与第一节点之间。
更优选地，在供电系统中，电力变换器被配置为通过控制多个开关元件而能够在第一操作模式与第二操作模式之间切换，在第一操作模式中，DC电力变换在第一DC电源及第二DC电源与电源线串联电连接的状态下执行，在第二操作模式中，第一DC电源及第二DC电源与电源线并联地执行DC电力变换。
还要优选地，供电系统还包含配置用于控制该多个开关元件的通/断以便控制电源线上的输出电压的控制器件。控制器件控制第一脉宽调制控制所使用的第一载波信号与第二脉宽调制控制所使用的第二载波信号之间的相位差，使得第一电流及第二电流中的一个的任意临界点与第一电流及第二电流中的另一个的任意临界点在相位上一致，然后生成用于根据第一脉宽调制控制及第二脉宽调制控制来控制多个开关元件的通/断的信号，其中第一脉宽调制控制用于控制在第一电流流过其中的第一电力变换通路内的电力变换，第二脉宽调制控制用于控制在第二电流流过其中的第二电力变换通路内的电力变换。
还要更优选地，相位差被控制使得通过第一脉宽调制控制来获得的第一控制脉冲信号的上升沿和下降沿中的一个与通过第二脉宽调制控制来获得的第二控制脉冲信号的上升沿和下降沿中的另一个一致。
发明的有益效果
根据本发明，分别包含于在电流上独立地控制的电流通路内的两个电抗器被整体地形成，由此实现磁性构件的以及包含该磁性构件的电力变换器和供电系统的尺寸和重量的减小。
附图说明
图1是示出包含根据本发明的一个实施例的磁性构件的电力变换器和供电系统的一种示例性配置的电路图。
图2是图1所示的供电系统的典型控制框图。
图3是图1所示的供电系统的工作波形的图表。
图4是示出作为比较例的形成为单独的磁性构件的两个电抗器的配置的概念视图。
图5是用于示出根据本发明的一个实施例的磁性构件的配置的截面图。
图6是用于示出根据本发明的一个实施例的磁性构件的配置的顶视图。
图7是根据本发明的一个实施例的磁性构件的等效电路图。
图8是用于示出在电流流过第一电抗器时的磁行为的第一概念视图。
图9是用于示出在电流流过第一电抗器时的磁行为的第二概念视图。
图10是用于示出在电流流过第二电抗器时的磁行为的概念视图。
图11是示出根据第二实施例的供电系统5c的配置的框图。
图12包括示出在并联模式中的第一电路操作的电路图。
图13包括示出在并联模式中的第二电路操作的电路图。
图14包括示出在并联模式中的第一DC电源的DC/DC变换(升压操作)的电路图。
图15包括示出在并联模式中的第二DC电源的DC/DC变换(升压操作)的电路图。
图16包括示出在串联模式中的电路操作的电路图。
图17包括示出在串联模式中的DC/DC变换(升压操作)的电路图。
图18是示出从负载侧观看的在并联模式中的等效电路的框图。
图19是表示用于控制第一电源的示例性操作的波形图。
图20是表示用于控制第二电源的示例性操作的波形图。
图21是示出用于开关元件的控制信号的设定的表格。
图22是表示并联模式下的PWM控制的波形图。
图23是表示在电抗器电流的相位与磁通量密度之间的关系的概念波形图。
图24是表示通过用于降低并联模式下的开关元件的损耗的载波相位控制来获得的电流相位的波形图。
图25包括示出在图24的预定时段内的电流通路的电路图。
图26包括在图24所示的电流相位中的开关元件的电流波形图。
图27是示出在载波信号之间的相位差为0时的电流相位的波形图。
图28包括在图27所示的电流相位中的开关元件的电流波形图。
图29是用于示出在DC电源的每种操作状态下的载波相位控制的表格。
具体实施方式
在下面，本发明的实施例将参照附图更详细地描述。在附图中，相同的或相应的部分由相同的附图标记表示，并且关于它们的描述将基本上不会重复。
(第一实施例)
图1是示出包含根据本发明的一个实施例的磁性构件的电力变换器和供电系统的一种示例性配置的电路图。
参照图1，供电系统5包含DC电源10、电力变换器6、DC电源20和电力变换器7。供电系统5控制由DC电源10、20对负载30的供电。作为选择，供电系统5以负载30产生的电功率给DC电源10、20充电。
在本实施例中，DC电源10和20由诸如二次电池或双电层电容器之类的蓄电器件来实现。DC电源10由例如二次电池(例如，锂离子二次电池或镍-金属氢化物电池)来实现。DC电源20由例如具有优良输出特性的DC电压源元件(例如，双电层电容器或锂离子电容器)来实现。DC电源10和20分别对应于“第一DC电源”和“第二DC电源”。但是，也可以通过相同类型的蓄电器件来实现DC电源10和20。
电力变换器6连接于DC电源10与负载30之间。电力变换器7连接于DC电源20与负载30之间。应当理解，在供电系统5中，DC电源10和20经由电力变换器6和7并联地连接至负载30。
负载30接收来自变换器6和7的输出电压Vo而操作。输出电压Vo的电压指令值Vo*被设定为适用于负载30的操作的值。电压指令值可以根据负载30的状态可变地设定。负载30可以被配置为能够通过再生发电等来产生用于给DC电源10和20充电的充电电力。例如，负载30被配置以便包含用于电动车(例如，混合动力车和电动汽车)的牵引电机(tractionmotor)，以及用于控制该电机的驱动的逆变器。
电力变换器6执行在DC电源10与连接至负载30的电源线PL之间的双向DC/DC变换。电力变换器7执行在DC电源20与电源线PL之间的双向DC/DC变换。以下，电力变换器6和7可以分别称为变换器6和7。
变换器6和7每个都具有所谓的升压斩波电路的配置。特别地，变换器6具有功率半导体开关元件(以下同样简称为“开关元件”)S1、S2和电抗器L1。开关元件S1和S2串联连接于电源线PL与地线GL之间。电抗器L1电连接于DC电源10的正端子与开关元件S1和S2间的连接节点之间。
变换器7包含开关元件S3、S4和电抗器L2。开关元件S3和S4串联连接于电源线PL与地线GL之间。电抗器L2电连接于DC电源20的正端子与开关元件S3和S4间的连接节点之间。
在本实施例中，开关元件能够由IGBT(绝缘栅双极型晶体管)、功率MOS(金属-氧化物-半导体)晶体管、功率双极晶体管等来实现。对于开关元件S1至S4，布置了反向并联二极管D1至D4。能够响应于来自控制器件40的控制信号SG1至SG4而对开关元件S1至S4进行通/断控制。
在各自由升压斩波电路实施的变换器6和7中，DC输出根据指示上臂元件(S1、S3)与下臂元件(S2、S4)在预定时段(切换时段)内的接通时间比的占空比来控制。一般地，开关元件S1至S4被控制使得上臂元件和下臂元件根据在指示占空比的DC信号与预定频率的载波信号之间的比较，按照互补的方式来接通/断开。
在升压斩波电路中的电压变换比(升压比)已知由以下的等式(1)表示，该等式(1)使用在低压侧(DC电源侧)的电压Vi、在高压侧(负载侧)的输出电压VH以及下臂元件的占空比DT。在此，占空比DT由下臂元件的接通时段与作为下臂元件的接通时段和断开时段之和的切换时段之比来定义。上臂元件在下臂元件的断开时段内接通。
VH＝1/(1-DT)xVi...(1)
控制器件40通过例如未示出的CPU(中央处理单元)以及具有存储器的电子控制单元(ECU)来实现。控制器件40被配置用于使用由每个传感器基于存储于存储器内的映射和程序而获得的检测值来执行算术处理。作为选择，控制器件40的至少一部分可以被配置用于通过硬件(例如，电子电路)来执行预定的数字和逻辑算术处理。
控制器件40生成用于控制开关元件S1至S4的通/断以便控制对负载30的输出电压Vo的控制信号SG1至SG4。尽管在图1中没有示出，检测器(电压传感器、电流传感器)被提供用于检测DC电源10的电压(由V[1]表示)和电流(由I[1]表示)，DC电源20的电压(由V[2]表示)和电流(由I[2]表示)，并输出电压Vo。在变换器6中，电流I[1]等效于流过电抗器L1的电流I(L1)。类似地，在变换器7中，电流I[2]等效于流过电抗器L2的电流I(L2)。
图2是图1所示的供电系统5的典型控制框图。
参照图2，如果对变换器6和7共同的控制(对输出电压Vo的电压控制)被同时执行，则存在电路失效的可能性。因此，变换器6和7执行在DC电源10、20与负载30之间的DC/DC变换，使得一个电池作为电压源来操作，而另一个电池作为电流源来操作。
在此，变换器6应当根据电流指令值Ii*来控制电池电流I[1]，使得DC电源10作为电流源来操作。另一方面，变换器7根据电压指令值Vo*来控制输出电压Vo，使得DC电源20作为电压源来操作。
在此，由以下的等式(2)表示的关系保持于DC电源10的电功率P[1]、DC电源20的电功率P[2]、对负载30的输出功率Po以及电流源的电流指令值Ii*之间。
P[2]＝Po-P[1]＝Po-V[1]xIi*...(2)
通过根据DC电源10的电压V[1]的检测值来设定电流指令值Ii*使得P[1]*＝V[1]xIi*保持恒定，构成电流源的DC电源10的电功率P[1]能够被调节到功率指令值P[1]*。
也可以以DC电源20作为电流源操作以及以DC电源10作为电压源操作来施加控制。在这种情况下，通过针对构成电流源的DC电源20的电功率P[2]来设定电流指令值Ii*使得V[2]xIi*保持恒定，DC电源20的电功率P[2]能够根据功率指令值来调节。
电流控制器41控制变换器6的占空比，使得DC电源10的电流I[1]对应于电流指令值Ii*。特别地，当电流偏差(Ii*-I[1])大于0时，占空比被改变使得下臂元件(S2)的接通时间变得更长以便增加电流I[1]。相对照地，当电流偏差(Ii*-I[1])小于0时，占空比被改变使得变换器6的上臂元件(S1)的接通时间变得更长以便减小电流I[1]。
电压控制器42控制变换器7的占空比，使得输出电压Vo对应于电压指令值Vo*。当电压偏差(Vo*-Vo)大于0时，电压控制器42改变占空比使得变换器7的下臂元件(S4)的接通时间比变得更大以便增加输出电压Vo。相对照地，当电压偏差(Vo*-Vo)小于0时，电压控制器42改变占空比使得变换器7的上臂元件(S3)的接通时间比变得更大以便减小输出电压Vo。
以此方式，DC电源10受到由变换器6根据电流指令值Ii*进行的电流控制。另一方面，DC电源20的输出由用于电压控制的变换器7根据电压指令值Vo*来控制。
图3示出了受图2所示的控制块控制的供电系统5的示例性工作波形。
参照图3，图中示出了在P[1]>0且P[2]>0成立，DC电源10和20放电，并且电功率被供应给负载30的情形中的工作波形。也就是，由Po＝P[1]+P[2]表示的输出功率Po大于0。
由于DC电源10的电流I[1]由变换器6根据电流指令值Ii*控制为恒定的，因而DC电源10的电功率P[1]同样是恒定的。因此，在其间对负载30的电功率在电压指令值Vo*恒定的情况下增加的从时间t1到时间t2的时段内，P[1]保持恒定，而DC电源20的电功率P[2]增加。
在从时间t2至时间t3的时段内，输出功率Po降低，而电压指令值Vo*增加。输出电压Vo由变换器7根据电压指令值Vo*来增加。而且，电功率P[1]是恒定的，因为电流I[1]由变换器6控制为恒定的，而电功率P[2]逐渐减小。
以此方式，受到电流控制的DC电源10的电功率P[1]根据电流指令值Ii*来控制。另一方面，DC电源20将作为用于供应在对负载30的输出功率Po与电池电功率P[1]之间的差的缓冲器来操作，而确保输出电压Vo。
如上所述，在供电系统5中，流过变换器6的电抗器L1的电流I(L1)以及流过变换器7的电抗器L2的电流I(L2)被独立地控制。也就是，如果感应电压由电流I(L1)产生于电抗器L2内，或者相反地，感应电压由电流I(L2)产生于电抗器L1内，则变换器6和7不再能够受到适当的控制。
如果电抗器L1和L2根据PTL1或PTL2整体形成，则将会由于感应电压的干扰而变得难以在电流方面独立地控制各个电抗器。首先，作为比较例，要可靠地避免感应电压的干扰，在电抗器L1和L2形成为独立分离的磁性构件的情形中的配置将参照图4来描述。
参照图4，用于构成电抗器L1的磁性构件101由芯体110a以及缠绕于芯体110a上的绕组120a形成。在芯体110a内设置有间隙112a。类似地，用于构成电抗器L2的磁性构件102由芯体110b以及缠绕于芯体110b上的绕组120b形成。在芯体110b内设置有间隙112b。
电抗器的电感值L由线圈的匝数N、磁性材料的磁阻R以及间隙的磁阻r根据以下的等式(3)来表示。
L＝NxN/(R+r)...(3)
应当知道，磁阻R能够通过芯体110a和110b的磁性能(相对磁导率)、尺寸和形状(磁路长度和截面积)来调整。磁阻r能够通过间隙长度以及间隙112a和112b的数量来调整。
由于用于芯体110a和110b的磁性材料具有非线性的特性，因而如果产生了过量的磁通量，则特性将会由于饱和现象而降低。因此，有必要设计芯体的有效截面积S，使得在设计的最大电流I(max)流过时的最大磁通量密度B(max)不超过芯体的饱和磁通量密度。B(max)通过以下的等式(4)获得。
B(max)＝I(max)xN/(R+r)/S...(4)
以此方式，当电抗器L1和L2由单独的磁性构件101和102形成时，能够避免感应电压的干扰，并且所期望的电感值能够由于每个磁性构件的设计而在避免磁饱和的同时获得。也就是，电感值能够被相对容易地设计出。另一方面，变换器6、7和供电系统5可能由于电抗器L1和L2的尺寸增加而增加尺寸，因为两个芯体是必要的。
本实施例将描述用于形成电抗器L1和L2的配置，使得因感应电压所致的干扰不会出现，并且以致于成为整体的磁性构件。
图5是示出根据本发明的一个实施例的磁性构件100的配置的示意图。图5示出了磁性构件100的截面图。
磁性构件100包含芯体150以及绕组121a、121b和122。绕组121a和121b串联电连接以构成电抗器L1的线圈。绕组122构成了电抗器L2的线圈。
由磁性材料制成的芯体150被形成为具有腿部151、152和153。间隙161至163分别设置于腿部151至153内。如上所述，间隙161至163对于调整电感值是有用的。
图6是图5所示的磁性构件100的顶视图。图6示出了在绕组之间的布局关系和连接关系。
参照图6，绕组121a缠绕于芯体150的腿部151上，而绕组121b缠绕于芯体150的腿部153上。
绕组121a和121b通过导线125来串联电连接，以形成电抗器L1的线圈。串联连接的绕组121a和121b被缠绕为具有彼此相反的缠绕方向。绕组122缠绕于芯体150的腿部152上，以形成电抗器L2的线圈。
以此方式，在磁性构件100中，绕组121a对应于“第一绕组”，绕组121b对应于“第二绕组”，而绕组122对应于“第三绕组”。腿部151对应于“第一部分”，腿部153对应于“第二部分”，而腿部152对应于“第三部分”。
图7是磁性构件100的等效电路图。
参照图7，共同的电流I(L1)流过电抗器L1的绕组121a和121b。当电流I(L2)流过电抗器L2的绕组122时，感应电压Vm1a和感应电压Vm1b分别产生于绕组121a和121b内。由于绕组121a和121b按照相反的缠绕方向缠绕，因而感应电压Vm1a和Vm1b具有相反的极性并相互抵消。在电流I(L1)流过电抗器L1时产生于绕组122内的感应电压由Vm2表示。
在电流I(L1)流过电抗器L1时的磁行为将参照图8和9来描述。图8示出了由流过绕组121a的电流产生的磁通量。图9示出了由流过绕组121b的电流产生的磁通量。
参照图8，当电流I(L1)流过绕组121a时，磁通量200由根据电流I(L1)与绕组121a的匝数的乘积的磁动势产生。
磁通量200被分到流过腿部153的磁路203以及包含腿部152的磁路202之内。流过磁路202的磁通量与流过磁路203的磁通量之比根据磁路202的磁阻R2与磁路203的磁阻R3之比来确定。
参照图9，与绕组121a一样，电流I(L1)流过绕组121b。因此，磁通量210由根据电流I(L1)和绕组121b的匝数的乘积的磁动势产生。
磁通量210被分到流过腿部151的磁路211以及流过腿部152的磁路212之内。流过磁路211磁通量与流过磁路212的磁通量之比根据磁路211的磁阻R1与磁路212的磁阻R2之比来确定。
如同根据图8和9所理解的，在绕组122缠绕于其上的腿部152内，磁通量沿着相互抵消的方向流过磁路202(图8)和磁路212(图9)。这是因为绕组121a和121b具有相反的缠绕方向。
因此，通过设计使得流过磁路202和212磁通量是强度相等的，能够使由流过电抗器L1的电流I(L1)产生的流过绕组122的磁通量变为0。因此，能够使由流过电抗器L1的电流I(L1)产生于电抗器L2内的感应电压Vm2变为0。
在图10中示出了由流过绕组122的电流产生的磁通量。
参照图10，当电流I(L2)流过绕组122时，磁通量220由根据电流I(L2)和绕组122的匝数的乘积的磁动势产生。磁通量220被分到流过腿部151的磁路221以及包含腿部153的磁路223之内。流过磁路221的磁通量与流过磁路223的磁通量之比根据磁路221的磁阻R1与磁路223的磁阻R3之比来确定。
因此，通过形成腿部151和153使得磁阻R1和R3为相等的，流过磁路221和223的磁通量变为同等的。在此时，分别产生于绕组121a和121b内的具有相反极性的感应电压Vm1a和Vm1b变为绝对值相等的。结果，能够使作为整体的电抗器L1的感应电压Vm1(Vm1＝Vm1a+Vm1b)变为0。
以此方式，在磁性构件100中，电抗器L1和L2能够由缠绕于共同的芯体150上的绕组121a、121b和122整体形成。而且，能够使由电流I(L1)产生于电抗器L2内的感应电压Vm2以及由电流I(L2)产生于电抗器L1内的感应电压Vm1两者都变为0。也就是，在磁性构件100中，分别包含于电流通路内的在电流上独立地控制的两个电抗器能够整体形成。因此，能够实现磁性构件100的以及包含磁性构件100的变换器6和7及供电系统5的尺寸和重量的减小。
现在将描述在磁性构件100中的电感值的设计。
在磁性构件100中，如同参照图10所描述的，有必要同等地设计磁阻R1和R3，以便使由电流I(L2)产生的绕组121a和121b的感应电压Vm1a和Vm1b的大小相等。
而且，电抗器L1的电感值与电抗器L2的电感值之比能够根据包含腿部152的磁路202、212的磁阻R2与磁阻R1、R3之比来设计。电抗器L1的电感值与电抗器L2的电感值之比能够进行设计，因为磁通量的数量也可以根据绕组121a(腿部151)的匝数N11、绕组121b(腿部153)的匝数N13与绕组122(腿部152)的匝数N12之比来调整。以此方式，电抗器L1的电感值和电抗器L2的电感值能够根据磁阻和匝数比自由设计。应当知道，间隙161至163对于调整每个磁路的磁阻是有用的。
例如，如果磁阻之比被设计为R1:R2＝R3:R2＝2:1，并且匝数比被设计为N11＝N12＝N13，则在绕组121a、121b与绕组122之间的耦合系数将为0.33(1/3)，使得L1的电感值能够被设计为L2的电感值的两倍。
而且，对于腿部151至153中的每个，芯体150的材料以及腿部151至153的形状和尺寸都能够进行设计，使得等式(4)中的最大电流I(max)流过时不出现磁饱和。
(第二实施例)
第二实施例将会描述第一实施例所描述的磁性构件100应用于其上的供电系统的另一种示例性配置。
图11是示出根据本发明的第二实施例的供电系统5c的配置的框图。
参照图11，根据第二实施例的供电系统5c包含DC电源10和20、变换器50和控制器件40。与图1所示的供电系统5相比，根据第二实施例的供电系统5c具有设置有变换器50(代替变换器6和7)的配置。变换器50连接于DC电源10、20与负载30之间。变换器50根据电压指令值来控制在与负载30连接的电源线PL上的DC电压(输出电压Vo)。
变换器50包含开关元件S5至S8和电抗器L3、L4。对于开关元件S5至S8，布置了反向并联二极管D5至D8。开关元件S5至S8的通/断响应于来自控制器件40的控制信号SG5至SG8来控制。
开关元件S5电连接于电源线PL与节点N1之间。电抗器L4连接于节点N1与DC电源20的正端子之间。开关元件S6电连接于节点N1和N2之间。电抗器L3连接于节点N2与DC电源10的正端子之间。开关元件S7电连接于节点N2和N3之间。开关元件S8电连接于节点N3与地线GL之间。地线GL与负载30和DC电源10的负端子电连接。
如同根据图11所理解的，变换器50被配置为包含用于DC电源10和20中的每个的升压斩波电路。特别地，对于DC电源10，设置了具有由开关元件S5、S6形成的上臂元件以及由开关元件S7、S6形成的下臂元件的电流双向第一升压斩波电路。
类似地，对于DC电源20，设置了具有由开关元件S5、S8形成的上臂元件以及由开关元件S6、S7形成的下臂元件的电流双向第二升压斩波电路。开关元件S5至S8包含于由第一升压斩波电路形成的在电源10与电源线PL之间的电力变换通路以及由第二升压斩波电路形成的在DC电源20与电源线PL之间的电力变换通路两者之内。
如同以下将更详细地描述的，变换器50被配置为能够在其中DC电源10和20并联连接至负载30以执行DC/DC变换的模式(以下也称为“并联模式”)与其中DC电源10和20串联连接至负载30以执行DC/DC变换的模式(以下也称为“串联模式”)之间切换。特别地，变换器50能够在通过控制开关元件S5至S8于并联模式与串联模式之间切换的同时操作。
(在并联模式中的电路操作)
以下将描述在变换器50的并联模式中的电路操作。
如图12和13所示，DC电源10和20能够通过接通开关元件S8或S6与电源线PL并联连接。在此，在并联模式中，等效电路将取决于DC电源10的电压V[1]以及DC电源20的电压V[2]中的哪个电压更高而是不同的。
如图12的(a)所示，当V[2]>V[1]时，通过接通开关元件S8，DC电源10和20通过开关元件S6和S7来并联连接。等效电路在该时间如图12的(b)所示。
参照图12的(b)，在DC电源10与电源线PL之间，通过对开关元件S7的通/断控制，下臂元件的接通时段和断开时段能够交替地形成。类似地，在DC电源20与电源线PL之间，通过对开关元件S6和S7的共同的通/断控制，升压斩波电路的下臂元件的接通时段和断开时段能够交替地形成。开关元件S5作为用于控制来自负载30的再生的开关来操作。
另一方面，如图13的(a)所示，当V[1]>V[2]时，通过接通开关元件S6，DC电源10和20通过开关元件S7和S8并联连接。等效电路在该时间如图13的(b)所示。
参照图13的(b)，在DC电源20与电源线PL之间，通过对开关元件S7的通/断控制，下臂元件的接通时段和断开时段能够交替地形成。类似地，在DC电源10与电源线PL之间，通过对开关元件S7和S8的共同的通/断控制，升压斩波电路的下臂元件的接通时段和断开时段能够交替地形成。开关元件S5作为用于控制来自负载30的再生的开关来操作。
然后，将参照图14和15来描述在并联模式中的变换器50的电压增压(升压)操作。
图14示出了在并联模式中的DC电源10的DC/DC变换(升压操作)。
参照图14的(a)，通过接通一对开关元件S7和S8并且通过断开一对开关元件S5和S6，形成了用于在电抗器L3中存储能量的电流通路250。因而，实现了其中升压斩波电路的下臂元件为接通的状态。
相对照地，参照图14的(b)，通过断开开关元件对S7和S8并且通过接通开关元件对S5和S6，形成了用于将存储于电抗器L3内的能量与DC电源10的能量一起输出的电流通路251。因而，实现了其中升压斩波电路的上臂元件为接通的状态。
通过交替地重复其中开关元件对S7和S8接通并且开关元件S5和S6中的至少一个断开的第一时段以及其中开关元件对S5和S6接通并且开关元件S7和S8中的至少一个断开的第二时段，交替地形成图14的(a)的电流通路250以及图14的(b)的电流通路251。
结果，为DC电源10形成了具有作为上臂元件的等效者的开关元件对S5和S6以及作为下臂元件的等效者的开关元件对S7和S8的升压斩波电路。在图14所示的DC/DC变换操作中，不存在到DC电源20的电流循环通路，并且因此，DC电源10和20不会相互干扰。特别地，DC电源10和20的电力输入/输出能够独立地控制。
在这样的DC/DC变换中，由以下的等式(5)表示的关系保持于DC电源10的电压V[1]与电源线PL的输出电压Vo之间。在等式(5)中，Da表示开关元件对S7和S8为接通的第一时段的占空比。
Vo＝1/(1-Da)xV[1]...(5)
图15示出了在并联模式中的DC电源20的DC/DC变换(升压操作)。
参照图15的(a)，通过接通一对开关元件S6和S7并且通过断开一对开关元件S5和S8，形成了用于将能量存储于电抗器L4内的电流通路260。因而，实现了其中升压斩波电路的下臂元件为接通的状态。
相对照地，参照图15的(b)，通过断开开关元件对S6和S7并且通过接通开关元件对S5和S8，形成了用于将存储于电抗器L4内的能量与DC电源20的能量一起输出的电流通路261。因而，实现了其中升压斩波电路的上臂元件为接通的状态。
通过交替地重复其中开关元件对S6和S7为接通并且开关元件S5和S8中的至少一个为断开的第一时段以及其中开关元件对S5和S8为接通并且开关元件S6和S7中的至少一个为断开的第二时段，交替地形成了图15的(a)的电流通路260以及图15的(b)的电流通路261。
结果，为DC电源20形成了具有作为上臂元件的等效者的开关元件对S5和S8以及作为下臂元件的等效者的开关元件对S6和S7的升压斩波电路。在图15所示的DC/DC变换操作中，不存在包含DC电源10的电流通路，并且因此，DC电源10和20不会相互干扰。
在这样的DC/DC变换中，由以下的等式(6)表示的关系保持于DC电源20的电压V[2]与电源线PL的输出电压Vo之间。在等式(6)中，Db表示其中开关元件对S6和S7为接通的第一时段的占空比。
Vo＝1/(1-Db)xV[2]...(6)
如上所述，流过电抗器L3的电流以及流过电抗器L4的电流在变换器50的并联模式中被独立地控制。结果，DC电源10和20的电力输入/输出能够被独立地控制。也就是，还有必要形成电抗器L3和L4，使得感应电压不由流过一个电抗器的电流产生于另一个电抗器内。
(在串联模式中的电路操作)
然后，将参照图16和17来描述在串联模式中的变换器50的电路操作。
如图16的(a)所示，开关元件S7被固定为接通，使得DC电源10和20能够串联连接至电源线PL。在该时间的等效电路如图16的(b)所示。
参照图16的(b)，在串联模式中，在串联的DC电源10和20与电源线PL之间，通过对开关元件S6和S8的共同的通/断控制，升压斩波电路的下臂元件的接通时段和断开时段能够交替地形成。开关元件S5在开关元件S6和S8的断开时段内接通，由此作为用于控制来自负载30的再生的开关来操作。此外，通过被固定为接通的开关元件S7，等效地形成了用于将电抗器L3连接至开关元件S8的线路15。
然后，将参照图17来描述在串联模式中的DC/DC变换(升压操作)。
参照图17的(a)，开关元件S7被固定为接通，用于使DC电源10和20串联连接，开关元件对S6和S8接通并且开关元件S5断开。结果，形成了用于将能量存储于电抗器L3和L4内的电流通路270和271。结果，对于串联的DC电源10和20，实现了其中升压斩波电路的下臂元件为接通的状态。
参照图17的(b)，在开关元件S7保持为固定接通时，开关元件对S6和S8断开，并且开关元件S5接通，与图17的(a)相反。因而，形成了电流通路272。通过电流通路272，来自串联连接的DC电源10和20的能量与存储于电抗器L3和L4内的能量之和被输出到电源线PL。结果，对于串联的DC电源10和20，实现了其中升压斩波电路的上臂元件为接通的状态。
在开关元件S7保持为固定接通的情况下，通过交替地重复其中开关元件对S6和S8为接通并且开关元件S5为断开的第一时段以及其中开关元件S5为接通并且开关元件S6和S8为断开的第二时段，交替地形成了图17的(a)的电流通路270和271以及图17的(b)的电流通路272。
在串联模式中的DC/DC变换中，由以下的等式(7)表示的关系保持于DC电源10的电压V[1]、DC电源20的电压V[2]以及电源线PL的输出电压Vo之间。在等式(7)中，Dc表示其中开关元件对S6和S8为接通的第一时段的占空比。
Vo＝1/(1-Dc)x(V[1]+V[2])...(7)
但是，应当注意，如果V[1]和V[2]不同或者如果电抗器L3和L4具有不同的电感，则电抗器L3和L4在图17的(a)所示的操作结束时变为具有不同的电流值。因此，紧接于过渡到图17的(b)所示的操作之后，如果电抗器L3的电流较大，则有差电流流过电流通路273。如果电抗器L4的电流较大，则有差电流流过电流通路274。
如上所述，通过控制多个开关元件S5至S8，变换器50能够选择性地使用其中两个DC电源(电池)10和20并联连接的模式以及其中电源串联连接的模式。结果，可以选择性地使用具有对负载功率的改进响应(待消耗的电功率的供给以及所产生的电功率的接收)以及对电功率的改进的可管理性的并联模式以及具有更高效率且允许所储能量的更高可用性的串联模式。因此，能够有效地使用这两个DC电源10和20。
在并联模式中，作为变换器50的构件的电抗器L3和L4需要在电流上独立地控制。因此，通过应用第一实施例所描述的磁性构件100，电抗器L3和L4也可以整体地形成。也就是，对于根据第二实施例的变换器50，电抗器L3和L4优选地通过应用根据本实施例的磁性构件100来形成，以便实现器件的尺寸及重量的减小。
(第二实施例的改型)
作为第二实施例的改型，以下将描述在磁性构件100被应用于第二实施例所描述的供电系统的情况下并联模式中的优选的控制操作。以下所描述的控制操作通过由控制器件40进行的硬件处理和/或软件处理来实现。
图18示出了从负载侧观看的在并联模式中的等效电路。
参照图18，在并联模式中，用于执行在DC电源10与负载30之间的DC/DC变换的电源PS1以及用于执行在DC电源20与负载30之间的DC/DC变换的电源PS2并联地与负载30交换功率。电源PS1对应于用于执行图14所示的DC/DC变换操作的升压斩波电路。类似地，电源PS2对应于用于图15所示的DC/DC变换操作的升压斩波电路。
电源PS1具有由等式(5)表示的在DC电源10的电压V[1]与输出电压Vo之间的电压变换比的DC/DC变换功能。类似地，电源PS2具有由等式(6)表示的在DC电源20的电压V[2]与输出电压Vo之间的电压变换比的DC/DC变换功能。
在并联模式中，类似于变换器6和7(图1)，如果对两个电源同时执行共同的控制(对输出电压Vo的电压控制)，电源PS1和PS2变为并联连接于负载侧，并且因此，存在着电路失效的可能性。因此，电源PS1和PS2中的一个作为用于控制输出电压Vo的电压源来操作。电源PS1和PS2中的另一个作为用于针对电流指令值来调节电源的电流的电流源来操作。
因此，每个电源PS1和PS2的电压变换比被控制成使得电源作为电压源或电流源来操作。例如，像类似于第一实施例那样来控制DC电源10内的电流一样，电源被控制成使得电源PS1作为电流源来操作，并且电源PS2作为电压源来操作。
图19是表示用于控制与DC电源10对应的电源PS1的具体示例性操作的波形图。
参照图19，对于作为电流源的操作，电源PS1的占空比Da(见等式(5))根据电流反馈控制来计算。在图19中，表示占空比Da的电压信号由相同的附图标记Da表示。
电源PS1的控制脉冲信号SDa通过基于在占空比Da与周期性的载波信号25a之间的比较的脉宽调制(PWM)控制来生成。一般地，三角波或锯齿波被用于载波信号25a。载波信号25a的时段对应于每个切换元件的切换频率，并且载波信号25a的振幅被设定为与Da＝1.0对应的电压。
如果用于指示占空比Da的电压高于载波信号25a的电压，则控制脉冲信号SDa被设定为逻辑高电平(以下由H电平表示)，并且如果该电压低于载波信号25a的电压，则被设定为低逻辑电平(以下由L电平表示)。H电平时段与控制脉冲信号SDa的时段(H电平时段+L电平时段)之比，也就是，控制脉冲信号SDa的占空比等于Da。
控制脉冲信号/SDa是控制脉冲信号SDa的反相信号。当占空比Da变高时，控制脉冲信号SDa的占空比就变高。当占空比Da变低时，控制脉冲信号SDa的占空比就变低。
控制脉冲信号SDa对应于用于控制图14所示的升压斩波电路的下臂元件的通/断的信号。特别地，下臂元件在控制脉冲信号SDa的H电平时段内接通，而下臂元件在L电平时段内断开。另一方面，控制脉冲信号/SDa对应于用于控制图14所示的升压斩波电路的上臂元件的通/断的信号。对图19所示的电源PS1的控制操作对应于由图2所示的电流控制器41进行的控制操作。
图20是表示用于控制与DC电源20对应的电源PS2的具体的示例性操作的波形图。
参照图20，在电源PS2中，同样通过与对于电源PS1的控制类似的PWM控制，控制脉冲信号SDb及其反相信号/SDb基于占空比Db(见等式(6))来生成。控制脉冲信号SDb的占空比等于Db，并且控制脉冲信号/SDb的占空比等于(1.0-Db)。特别地，当占空比Db变高时，控制脉冲信号SDb的H电平时段变长。相反地，当占空比Db变低时，控制脉冲信号SDb的L电平时段变长。
控制脉冲信号SDb对应于用于控制图15所示的升压斩波电路的下臂元件的通/断的信号。控制脉冲信号/SDb对应于用于控制图15所示的升压斩波电路的上臂元件的通/断的信号。
占空比Db根据对于作为电压源来操作的电源PS2的电压反馈控制来计算。对图20所示的电源PS2的控制操作对应于由图2的电压控制器42进行的控制操作。
图21示出了在并联模式中的用于各个开关元件的控制信号的设定。
参照图21，分别用于控制开关元件S5至S8的通/断的控制信号SG5至SG8基于用于对电源PS1进行电流控制的控制脉冲信号(SGa，/SGa)以及用于对电源PS2进行的电压控制的控制信号脉冲(SGb，/SGb)来设定。特别地，控制信号SG5至SG8基于在控制脉冲信号之间的逻辑操作(更特别地，在获得逻辑和的模式中)来设定。
开关元件S5形成于图14和15所示的升压斩波电路各自的上臂元件中。因此，用于控制开关元件S5的通/断的控制信号SG5由控制脉冲信号/SDa和/SDb的逻辑和生成。
结果，开关元件S5受到通/断控制，使得它实现用于控制DC电源10的图14的升压斩波电路的上臂元件以及用于控制DC电源20的图15的升压斩波电路的上臂元件两者的功能。
开关元件S6形成在图14的升压斩波电路中的上臂元件，并且形成在图15的升压斩波电路中的下臂元件。因此，用于控制开关元件S6的通/断的控制信号SG6根据控制脉冲信号/SDa和SDb的逻辑和来生成。结果，开关元件S6受到通/断控制，使得它实现图14的升压斩波电路的上臂元件以及图15的升压斩波电路的下臂元件两者的功能。
类似地，用于开关元件S7的控制信号SG7根据控制脉冲信号SDa和SDb的逻辑和来生成。因而，开关元件S7受到通/断控制，使得它实现图14的升压斩波电路的下臂元件以及图15的升压斩波电路的下臂元件两者的功能。
此外，用于开关元件S8的控制信号SG8根据控制脉冲信号SDa和/SDb的逻辑和来生成。因而，开关元件S8受到通/断控制，使得它实现图14的升压斩波电路的下臂元件以及图15的升压斩波电路的上臂元件两者的功能。
在并联模式中，控制信号SG6和SG8被设定为互补电平的，并且因此，开关元件S6和S8按照互补的方式来接通/断开。因此，图12所示的在V[2]>V[1]时的操作以及图13所示的在V[1]>V[2]时的操作自然地切换。此外，在每个操作中，开关元件S5和S7互补地切换，并且因此，根据占空比Da和Db的DC/DC变换能够分别在电源PS1和PS2中执行。
如上所述，当在并联模式中操作根据第二实施例的变换器50时，对于DC电源10和DC电源20中的每个并行地执行PWM控制。现在将描述用于对DC电源10和DC电源20进行的PWM控制的载波信号的相位。
图22示出了表示在并联模式中的PWM控制的工作波形的图表。
参照图22，用于对DC电源10进行的PWM控制的载波信号25a以及用于对DC电源20进行的PWM控制的载波信号25b是频率相同的周期性信号。载波信号25a和25b之间的相位差PH以根据第二实施例的改型的控制来控制。在图22的实例中，相位差PH＝180°。
控制脉冲信号SDa基于在基于DC电源10的电压或电流所计算出的占空比Da与载波信号25a之间的电压比较而生成。类似地，控制脉冲信号SDb基于在基于DC电源20的电流或电压所计算出的占空比Db与载波信号25b之间的比较来获得。控制脉冲信号/SDa和/SDb是控制脉冲信号SDa和SDb的反相信号。
控制信号SG5至SG8基于根据图21所示的逻辑操作的控制脉冲信号SDa(/SDa)和SDb(/SDb)的逻辑操作来设定。通过基于控制信号SG5至SG8来接通/断开开关元件S5至S8，流过电抗器L3的电流I(L3)以及流过电抗器L4的电流I(L4)受到控制，如图14所示的。电流I(L3)对应于DC电源10的电流I[1]，而电流I(L4)对应于DC电源20的电流I[2]。
根据PWM控制的原理，即使相位差PH改变，每个控制脉冲信号SDa和SDb的H电平时段的长度也不会改变。也就是，对于相同的占空比Da和Db，电流I(L3)和I(L4)变为均值相等的，而不取决于相位差PH。以此方式，DC电源10和20的输出受占空比Da和Db所控制，并且即使在载波信号25a和25b之间的相位差PH改变，也没有所施加的影响。
另一方面，在控制脉冲信号SDa和SDb之间的相位关系根据相位差PH而改变。因此，通过改变在载波信号25a和25b之间的相位差PH，在电流I(L3)与电流I(L4)之间的相位关系(电流相位)改变。
图23示出了表示在流过电抗器的电流相位与磁通量密度之间的关系的概念波形的图表。
参照图23，电抗器L3和L4的电流I(L3)和I(L4)根据在载波信号之间的相位差PH而改变相位。
电抗器L3的磁通量密度B(L3)与电流I(L3)成比例，而电抗器L4的磁通量密度B(L4)与电流I(L4)成比例。作为流过芯体150的总磁通量密度Bt(Bt＝B(L3)+B(L4))的最大值的最大磁通量密度Bmax与电流I(L3)+I(L4)的最大值成比例。
因此，通过控制相位差PH使得电流I(L3)的相对最大点与电流I(L4)的相对最小点在相位上一致，能够降低电流I(L3)+I(L4)的最大值，即，最大磁通量密度Bmax。作为选择，总磁通量密度的最大值Bmax也可以通过控制相位差PH使得电流I(L4)的相对最大点与电流I(L3)的相对最小点在相位上一致而降低。
以此方式，当在磁性构件100被应用于变换器50的情况下形成电抗器L3和L4时，从控制磁通量密度的最大值的角度来看，优选控制相位差PH使得流过一个电抗器的电流的相对最大点与流过另一个电抗器的电流的相对最小点在相位上一致。
同样，在根据第一实施例的供电系统5中，变换器6和7每个都能够类似于在并联模式中的变换器50那样来控制。也就是，类似于参照图18至20、22和23的描述，能够对每个变换器6和7单独执行PWM控制，并且能够控制在用于对两个变换器进行PWM控制的载波信号之间的相位差。因此，在应用于供电系统5(图1)的磁性构件100中，磁通量密度的最大值能够通过控制相位差PH来控制，使得电流I(L1)和I(L2)中的一个的相对最大点以及另一个电流的相对最小点在相位上一致。
在根据第二实施例的变换器50中，当在载波信号之间的相位差PH被控制以便减小磁通量密度的最大值时，将会同样可以降低开关元件内的损耗。关于它的描述将在下文详细地给出。
首先，以DC电源10和20两者均处于电力运行状态，也就是，保持电流I(L3)>0且电流I(L4)>0的状态下的控制作为一个典型实例。
图24是示出通过根据用于降低在并联模式中的变换器50的开关元件内的损耗的第一实施例的相位控制来获得的电流相位的波形图。
参照图24，由于开关元件S6至S8直到时间Ta为接通的，因而DC电源10和20中的每个的升压斩波电路的下臂元件也是接通的。因而，电流I(L3)和I(L4)两者均增加。
在时间Ta，开关元件S6断开，从而断开DC电源20的升压斩波电路的下臂元件。因而，电流I(L4)开始下降。同时随着开关元件S6的断开，开关元件S5接通。
在时间Ta之后，接通DC电源10的升压斩波电路的下臂元件，并且断开DC电源20的升压斩波电路的下臂元件。也就是，电流I(L3)增大，而电流I(L4)减小。在此时，在变换器50中的电流通路将如图25的(a)所示。
如同根据图25的(a)所理解的，在时间Ta之后，电流I(L3)和I(L4)之间的差电流将流过开关元件S8。也就是，流过开关元件S8的电流减小。
再次参照图24，当开关元件S8从时间Tb之后的状态起断开时，DC电源10的升压斩波电路的下臂元件断开。因而，电流I(L3)开始下降。当开关元件S6接通时，DC电源20的升压斩波电路的下臂元件接通。因而，电流I(L4)再次开始增大。也就是，在变换器50内的电流通路从图25的(a)的状态改变为图25的(b)的状态。在图25的(b)处的状态下，在电流I(L3)和I(L4)之间的差电流将流过开关元件S6，这意味着流过开关元件S6的电流减小。
通过在图25的(a)的状态下断开开关元件S8，能够降低在开关元件S8断开的情况下的电流，即，切换损耗。通过在图25的(b)的状态下断开开关元件S6，能够降低在开关元件S6接通的情况下的电流，即，切换损耗。
在此，电流相位，即，在载波信号25a和25b之间的相位差PH，被调整使得电流I(L3)的减小开始时刻(相对最大点)以及电流I(L4)的增大时刻(相对最小点)在相位上一致。因此，在图24的时间Tb处，开关元件S6接通，并且开关元件S8断开。
再次参照图24，在时间Tc，开关元件S5断开，并且开关元件S8接通。因此，对于DC电源10和20中的每个，可实现其中升压斩波电路的下臂元件为接通的状态。因此，以上所描述的在时间Ta之前的状态再现，并且电流I(L3)和I(L4)两者均增大。
图26示出了在图24所示的电流相位中的开关元件S6和S8的电流波形。开关元件S6的电流I(S6)的波形示于图26的(a)，而开关元件S8的电流I(S8)的波形示于图26的(b)。
参照图26的(a)，电流I(S6)在时间Ta之前的时段以及时间Tc之后的时段内表示为I(S6)＝I(L4)。由于开关元件S6在从时间Ta至Tb的时段内为断开的，因而保持I(S6)＝0。在从时间Tb至Tc的时段内，保持I(S6)＝-(I(L3)-I(L4))，如图25的(b)所示。
参照图26的(b)，电流I(S8)在时间Ta之前的时段以及时间Tc之后的时段内表示为I(S8)＝I(L3)。在从时间Ta至Tb的时段内，如图25的(a)所示，保持I(S8)＝-(I(L4)-I(L3))。开关元件S8在从时间Tb至Tc的时段内为断开的，并且因此，保持I(S8)＝0。
图27示出了在载波信号之间的相位差PH被设定为0时的电流相位，其占空比等于图24的，以便与图24进行比较。
参照图27，当在载波信号25a和25b之间相位差PH为0时，电流I(L3)和I(L4)将分别在不同的时间(Tx，Ty，Tz，Tw)增大/减小。
特别地，在其中开关元件S5为断开并且开关元件S6至S8为接通的时间Tx之前的状态下，电流I(L3)和I(L4)两者均增大。通过在时间Tx断开开关元件S8，电流I(L3)开始下降。同时随着开关元件S8的断开，开关元件S5接通。
在时间Ty，通过断开开关元件S7，电流I(L4)开始下降。同时随着开关元件S7的断开，开关元件S8接通。因此，电流I(L3)和I(L4)两者均减小。
在时间Tz，开关元件S6断开，并且开关元件S7接通。因此，对于DC电源10，可实现其中升压斩波电路的下臂元件为接通的状态。因而，电流I(3)再次增大。而且，在时间Tw，开关元件S5断开，并且开关元件S6接通。因此，在时间Tx之前的状态再现，并且电流I(L3)和I(L4)两者均增大。
图28示出了在图27所示的电流相位中的开关元件S6和S8的电流波形。开关元件S6的电流I(S6)的波形示于图28的(a)，并且开关元件S8的电流I(S8)的波形示于图28的(b)。
参照图28的(a)，电流I(S6)在时间Tx之前的时段以及时间Tw之后的时段内表示为I(S6)＝I(L4)。在从时间Tx至Ty的时段内，形成了与图25的(b)的电流通路类似的电流通路。因而，保持I(S6)＝-(I(L3)-I(L4))。在从时间Ty至Tz的时段内，开关元件S6作为用于DC电源10的上臂元件来操作。因而，保持I(S6)＝-I(L3)。在其间电流I(L3)和I(L4)两者均减小的从时间Ty至Tz的时段内，开关元件S6作为用于DC电源10的上臂元件来操作。因而，保持I(S6)＝-I(L3)。在从时间Tz至Tw的时段内，开关元件S6为断开的。因而，保持I(S6)＝0。
参照图28的(b)，电流I(S8)在时间Tx之前的时段以及时间Tw之后的时段内表示为I(S8)＝I(L3)。在从时间Tx至Ty的时段内，开关元件S8为断开的。因而，保持I(S8)＝0。在其间电流I(L3)和I(L4)两者均减小的从时间Ty至Tz的时段内，开关元件S8作为用于DC电源20的上臂元件来操作。因而，保持I(S8)＝-I(L4)。从时间Tz至Tw，形成了与图25的(a)的电流通路类似的电流通路。因而，保持I(S6)＝-(I(L4)-I(L3))。
根据在图26的(a)中的时间Tb处产生的电流I(S6)与图28的(a)的时间Tw处产生的电流I(S6)之间的比较，应当理解，开关元件S6的接通电流，即，在接通的情况下的切换损耗，通过调整相位差PH来降低，以便获得图24的电流相位。而且，根据在图26的(a)中从时间Tb至Tc的电流I(S6)以及在图28的(a)中从时间Ty至Tz的电流I(S6)之间的比较，应当理解，在开关元件S6中的导电损耗同样被降低。
类似地，根据在图26的(b)中的时间Tb处的电流I(S8)与在图28的(b)中的时间Tx处的电流I(S8)之间的比较，应当理解，开关元件S8的断开电流，即，在断开的情况下的切换损耗，通过调整相位差PH来降低，以便获得图24的电流相位。而且，根据在图26的(b)中从时间Ta至Tb的电流I(S8)以及在图28的(a)中从时间Ty至Tz的电流I(S8)之间的比较，应当理解，在开关元件S8中的导电损耗同样被降低。
以此方式，通过提供在载波信号25a和25b之间的相位差PH，能够降低在开关元件S5至S8中的损耗。如图24所示，在DC电源10和20两者均处于电力运行状态的状态下，相位差PH被设定，使得电流I(L3)的减小开始时刻(相对最大点)以及电流I(L4)的增大时刻(相对最小点)在相位上一致，也就是，使得开关元件S6的接通时序与开关元件S8的断开时序一致。由此能够降低在开关元件S5至S8中的损耗。结果，在DC电源10、20与电源线PL(负载30)之间的DC电力变换能够得以有效地执行。在这样的相位差PH下，控制脉冲信号SDa的下降时刻(或上升时刻)以及控制脉冲信号SDb的上升时刻(或下降时刻)将是一致的。
控制脉冲信号SDa和SDb根据占空比Da和Db来改变。因此，应当能够理解，能够获得图24所示的电流相位的相位差PH同样根据占空比Da和Db而改变。因此，可以为了降低开关元件内的损耗而预先获得在占空比Da、Db与相位差PH之间的关系，并且可以将该对应关系作为映射图(相位差图)或函数表达式(相位差计算表达式)预先存储于控制器件40内。
然后，在用于在并联模式中的DC电源10、20内的电压/电流控制的PWM控制中，用于载波相位控制的相位差PH能够基于所计算出的占空比Da和Db并且根据相位差图或相位差计算表达式来计算。然后，载波信号25a和25b被产生，使得它们具有所计算出的相位差PH以执行PWM控制。因此，能够在开关元件S5至S8内的损耗降低的情况下实现高效率的DC电力变换。
虽然其中DC电源10和20均处于电力运行状态的状态已经参照图24至28进行了描述，但是在另外的状态下也可以执行类似的载波相位控制。
图29是用于示出在DC电源的每种操作状态下的根据本发明的第一实施例的载波相位控制的表格。
参照图29，在状态A中，DC电源10和20两者都处于以上所述的电力运行状态。如图24所示，在载波信号之间的相位差PH被调整，以便获得其中电流I(L3)的减小时刻(相对最大点)与电流I(L4)的增大时刻(相对最小点)在附图中的Tb处相一致的电流相位。因此，在Tb处能够降低在开关元件S6中的接通损耗以及在开关元件S8中的断开损耗。而且，如上所述，能够降低在从Ta至Tb的时段内开关元件S8中的导电损耗以及在从Tb至Tc的时段内开关元件S6中的导电损耗。
在状态B中，DC电源10和20两者都处于再生状态。在该状态下，在载波信号之间的相位差PH被调整，以便获得其中电流I(L3)的增大时刻(相对最小点)以及电流I(L4)的减小时刻(相对最大点)在附图中的Tb处相一致的电流相位。因此，在Tb处能够降低在开关元件S8中的接通损耗以及在开关元件S6中的断开损耗。而且，如上所述，能够降低在从Ta至Tb的时段内开关元件S6中导电损耗以及在从Tb至Tc的时段内开关元件S8中的导电损耗。
在状态C中，DC电源10处于再生状态，而DC电源20处于电力运行状态。在该状态下，在载波信号之间的相位差PH被调整，以便获得其中电流I(L3)的减小时刻与电流I(L4)的减小时刻在附图中的Ta处相一致的电流相位。因此，在Ta处能够降低在开关元件S7中的接通损耗以及在开关元件S5中的断开损耗。而且，如上所述，能够降低在从Ta至Tb的时段内开关元件S5中的导电损耗以及在从Tc至Ta的时段内开关元件S7中的导电损耗。
在状态D中，DC电源10处于电力运行状态，而DC电源20处于再生状态。在该状态下，在载波信号之间的相位差PH被调整，以便获得其中电流I(L3)的增大时刻与电流I(L4)的增大时刻在附图中的Tc处相一致的电流相位。因此，在Tc处能够降低在开关元件S5中的接通损耗以及在开关元件S7中的断开损耗。而且，如上所述，能够降低在从Tb至Tc的时段内开关元件S5中的导电损耗以及在从Tc至Ta的时段内开关元件S7中的导电损耗。
以此方式，在每种状态A至D中，通过设定在载波信号之间的相位差PH，使得电流I(L3)和I(L4)中的一个的任意临界点(即，相对最大或最小点)与另一个电流的任意临界点一致(即，在相位上一致)，能够降低在开关元件S5至S8中的损耗。而且，应当理解，用于降低在开关元件S5至S8中的损耗的相位差PH取决于DC电源10和20的电力运行/再生状态的组合而是不同的。因此，在变换器50的并联模式中，优选为电力运行/再生状态的每种组合(在图29中的状态A至D)设定以上所描述的相位差图或相位差计算表达式。
以此方式，在对根据本发明的第二实施例的改型的变换器50的控制中，在载波信号25a和25b之间的相位差PH根据变换器50的操作状态来控制，特别地，根据用于DC电源10和20的电流/电压控制的占空比或者DC电源10和20的占空比和电力运行/再生状态来控制。
特别地，在DC电源10和20两者均处于电力运行或再生状态的状态A和B中，相位差PH被控制使得图29所示的电流相位根据上述相位差图或相位差计算表达式来获得，使得电流I(L3)和I(L4)中的一个的相对最大点以及另一个电流的相对最小点在相位上一致。如上所述，在这样的相位差PH下，控制脉冲信号SDa的下降时刻(或上升时刻)与控制脉冲信号SDb的上升时刻(或下降时刻)将是一致的。因此，除了取决于切换的损耗的降低之外，电抗器L3和L4整体地形成于其内的磁性构件100的最大磁通量密度Bmax能够降低。芯体的截面积能够由此而变得更小，从而能够获得尺寸和重量的进一步减小。
如上所述，根据本实施例的磁性构件100应用于其上的包含两个电抗器的变换器(电力变换器)和供电系统的示例性配置已经通过举例的方式在第一及第二实施例中进行了描述。但是，本发明的应用并不限定于这些电力变换器和供电系统。也就是，根据本实施例的磁性构件可应用于包括分别包含于电流通路内的在电流上独立地控制的两个电抗器的任何电路配置。因此，器件的尺寸和重量的减小能够通过整体地形成包含于电力变换器和供电系统内的两个电抗器来实现。
此外，应当注意，负载30可以通过以受控的DC电压Vo来操作的任何器件来配置。特别地，虽然在实施例中已经描述了其中负载30为牵引电机或者安装于电动汽车或混合动力车上的逆变器的实例，但是本发明的应用并不限定于这样的实例。
应当理解，本文所公开的实施例是说明性的，并且在每个方面中都不是限制性的。本发明的范围由权利要求而不是由以上的描述来定义，并且意指包括在与权利要求的用语等同的含义和范围之内的任何修改。
工业适用性
本发明可应用于具有包含于不同电流通路内的两个电抗器的磁性构件以及包含磁性构件的电力变换器和供电系统。

Claims (7)

1.一种电力变换器，包含：
第一电抗器和第二电抗器，由电连接于DC电源与负载之间的磁性构件构成；
多个开关元件，布置于所述DC电源与所述负载之间，使得流过所述第一电抗器的第一电流与流过所述第二电抗器的第二电流被独立地控制；以及
控制器件，被配置为控制所述多个开关元件的通/断以便控制在与所述负载连接的电源线上的输出电压，
所述磁性构件包括：
串联连接并形成所述第一电抗器的第一绕组及第二绕组，以及形成所述第二电抗器的第三绕组；以及
芯体，被配置为包含所述第一绕组缠绕于其上的第一部分、所述第二绕组缠绕于其上的第二部分、以及所述第三绕组缠绕于其上的第三部分，
所述第一绕组至第三绕组分别缠绕于所述第一部分至第三部分上，使得在所述芯体内没有出现磁饱和的状态下，当所述第一电流流过所述第一绕组及第二绕组时，由所述第一绕组产生的且流过所述第三绕组的磁通量与由所述第二绕组产生的且流过所述第三绕组的磁通量相互抵消，并且当所述第二电流流过所述第三绕组时，由所述第三绕组产生的磁通量分别在所述第一绕组及第二绕组中产生的感应电压相互抵消，并且
所述控制器件控制第一脉宽调制控制所使用的第一载波信号与第二脉宽调制控制所使用的第二载波信号之间的相位差，使得当所述第一电流和所述第二电流的流动方向相同时，所述第一电流的相对最大点与所述第二电流的相对最小点在相位上一致，或者所述第一电流的相对最小点与所述第二电流的相对最大点在相位上一致，然后生成用于根据所述第一脉宽调制控制及第二脉宽调制控制来控制所述多个开关元件的通/断的信号，其中所述第一脉宽调制控制用于控制在所述第一电流流过其中的第一电力变换通路内的电力变换，所述第二脉宽调制控制用于控制在所述第二电流流过其中的第二电力变换通路内的电力变换。
2.根据权利要求1所述的电力变换器，其中
在所述第一绕组至第三绕组缠绕于其上的所述芯体中，在所述芯体内没有出现磁饱和的状态下，当所述第二电流流过所述第三绕组时，通过所述第一部分的第一磁路的磁阻和通过所述第二部分的第二磁路的磁阻是同等的，并且
所述第一绕组及第二绕组具有彼此相反的缠绕方向。
3.一种供电系统，包含：
第一DC电源；
第二DC电源；以及
如权利要求1所限定的电力变换器，
所述电力变换器被配置用于执行在电连接于负载的电源线与所述第一DC电源及第二DC电源之间的DC电力变换，
所述多个开关元件包括：
电连接于第一节点与所述电源线之间的第一开关元件，
电连接于第二节点与所述第一节点之间的第二开关元件，
电连接于第三节点与所述第二节点之间的第三开关元件，所述第三节点电连接于所述第二DC电源的负端子，以及
电连接于所述第一DC电源的负端子与所述第三节点之间的第四开关元件，
所述第一电抗器电连接于所述第一DC电源的正端子与所述第二节点之间，并且
所述第二电抗器电连接于所述第二DC电源的正端子与所述第一节点之间。
4.根据权利要求3所述的供电系统，其中
在所述第一绕组至第三绕组缠绕于其上的所述芯体中，在所述芯体内没有出现磁饱和的状态下，当所述第二电流流过所述第三绕组时，通过所述第一部分的第一磁路的磁阻与通过所述第二部分的第二磁路的磁阻是同等的，并且
所述第一绕组及第二绕组具有彼此相反的缠绕方向。
5.根据权利要求3或4所述的供电系统，其中所述电力变换器被配置为通过控制所述多个开关元件而能够在第一操作模式与第二操作模式之间切换，在所述第一操作模式中，所述DC电力变换在所述第一DC电源及第二DC电源与所述电源线串联电连接的状态下执行，在所述第二操作模式中，所述DC电力变换在所述第一DC电源及第二DC电源与所述电源线并联电连接的状态下执行。
6.根据权利要求3所述的供电系统，其中
当所述第一DC电源和第二DC电源均处于电力运行或再生状态下时，所述控制器件控制所述第一载波信号与所述第二载波信号之间的相位差，使得所述第一电流及第二电流中的一个的相对最大点与所述第一电流及第二电流中的另一个的相对最小点在相位上一致。
7.根据权利要求3或6所述的供电系统，其中所述相位差被控制成使得通过所述第一脉宽调制控制获得的第一控制脉冲信号的上升沿和下降沿中的一个与通过所述第二脉宽调制控制获得的第二控制脉冲信号的上升沿和下降沿中的另一个一致。
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