JP2001292567A

JP2001292567A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2001292567A
Application number: JP2000104834A
Authority: JP
Inventors: Seiichi Yasuzawa; 精一安沢
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2000-04-06
Filing date: 2000-04-06
Publication date: 2001-10-19

Abstract

(57)【要約】【課題】昇圧電圧または降圧電圧を双方向で供給で
き、しかも簡易かつ安価に構成する。【解決手段】スイッチ素子Ｓ１および半導体素子Ｓ３
を直列接続して構成され電源ＰＳ１に並列接続される直
列回路と、スイッチ素子Ｓ２および半導体素子Ｓ４を直
列接続して構成され電源ＰＳ２に並列接続される直列回
路と、半導体素子Ｓ３、半導体素子Ｓ４およびチョーク
コイルＬを直列接続して構成される直列回路とを備え、
スイッチ素子Ｓ１（またはＳ２）をスイッチングさせる
と共にスイッチＳ２（またはＳ１）オン状態にし、かつ
一方のスイッチ素子が属する直列回路内の半導体素子を
そのスイッチ素子のスイッチングに反転同期してスイッ
チングさせると共に他方のスイッチ素子が属する直列回
路内の半導体素子をオフ状態にすることにより、一方の
電源の電圧に基づいて昇圧電圧または降圧電圧を生成し
て他方の電源に供給可能に構成した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、第１の電源および
第２の電源のいずれか一方の電圧に基づいて生成した昇
圧電圧または降圧電圧を他方の電源に供給可能なＤＣ／
ＤＣコンバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】例えば、電気自動車などでは、バッテリ
ーから直流電圧を供給することによって駆動用モータを
駆動することができ、下り坂道運転時などにおいては、
発電機（等価的には直流電源）として作動する駆動用モ
ータによって生成される直流電圧でバッテリーを充電す
ることができるようになっている。つまり、バッテリー
および駆動用モータ相互間において直流電圧を双方向で
供給し合うことが可能となっている。このような２つの
直流電源間において双方向で直流電圧を供給し合う場
合、一般的には、両直流電源間に双方向型のＤＣ／ＤＣ
コンバータが配設されている。この種のＤＣ／ＤＣコン
バータとして、特開平７−９９７４０号に開示されたＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ３１，４１が知られている。

【０００３】ＤＣ／ＤＣコンバータ３１は、図１２に示
すように、降圧コンバータでそれぞれ構成された２つの
スイッチングレギュレータ３２，３３を備えている。こ
のＤＣ／ＤＣコンバータ３１では、一方の直流電源ＰＳ
１側の直流電圧Ｖ１が他方の直流電源ＰＳ２側の直流電
圧Ｖ２よりも高い電圧のときには、スイッチングレギュ
レータ３２が、直流電圧Ｖ１を降圧して直流電源ＰＳ２
に供給する。逆に、直流電源ＰＳ２側の直流電圧Ｖ２が
直流電源ＰＳ１側の直流電圧Ｖ１よりも高い電圧のとき
には、スイッチングレギュレータ３３が、直流電圧Ｖ２
を降圧して直流電源ＰＳ１に供給する。この結果、両直
流電源ＰＳ１，ＰＳ２間において直流電圧を双方向で供
給し合うことができようになっている。

【０００４】一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、図１
３に示すように、２つのスイッチ４２，４３と、１つの
スイッチングレギュレータ３２とを備えている。このＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ４１では、一方の直流電源ＰＳ１側
の直流電圧Ｖ１が他方の直流電源ＰＳ２側の直流電圧Ｖ
２よりも高い電圧のときには、スイッチ４２，４３の各
ｃ接点を各ａ接点に切り替えることにより、スイッチン
グレギュレータ３２が、直流電圧Ｖ１を降圧して直流電
源ＰＳ２に供給する。逆に、直流電源ＰＳ２側の直流電
圧Ｖ２が直流電源ＰＳ１側の直流電圧Ｖ１よりも高い電
圧のときには、スイッチ４２，４３の各ｃ接点を各ｂ接
点に切り替えることにより、スイッチングレギュレータ
３２が、直流電圧Ｖ２を降圧して直流電源ＰＳ１に供給
する。この結果、両直流電源ＰＳ１，ＰＳ２間において
直流電圧を双方向で供給し合うことができるようになっ
ている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
ＤＣ／ＤＣコンバータ３１，４１には、以下の問題点が
ある。すなわち、両ＤＣ／ＤＣコンバータ３１，４１
は、両直流電源ＰＳ１，ＰＳ２間において直流電圧を双
方向で供給し合うことができるが、スイッチングレギュ
レータ３２，３３自体は、双方向型ではなく、方向性を
有する単なる降圧コンバータで構成されている。このた
め、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１では、２つのスイッチン
グレギュレータ３２，３３を用いる必要があり、装置の
コストを高騰させる要因になっている。また、スイッチ
ングレギュレータ３２，３３が単なる降圧コンバータの
ため、一方の直流電源ＰＳ１（またはＰＳ２）の電圧を
昇圧して他方の直流電源ＰＳ２（またはＰＳ１）に供給
することができないという問題点もある。さらに、ＤＣ
／ＤＣコンバータ４１では、１つのスイッチングレギュ
レータ３２の方向性を２つのスイッチ４２，４３で切り
替える必要があることから、両直流電源ＰＳ１，ＰＳ２
およびスイッチングレギュレータ３２間に両スイッチ４
２，４３を接続するための配線引き回し作業が装置のコ
ストを高騰させる要因になっている。

【０００６】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、昇圧電圧または降圧電圧を双方向で供
給でき、しかも簡易かつ安価に構成可能なＤＣ／ＤＣコ
ンバータを提供することを主目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のスイッチ
素子および第１の半導体素子を直列接続して構成され第
１の電源に並列接続される第１の直列回路と、第２のス
イッチ素子および第２の半導体素子を直列接続して構成
され第２の電源に並列接続される第２の直列回路と、第
１の半導体素子、第２の半導体素子およびチョークコイ
ルを直列接続して構成される第３の直列回路とを備え、
両スイッチ素子のいずれか一方をスイッチングさせると
共に他方をオン状態にし、かついずれか一方のスイッチ
素子が属する直列回路内の半導体素子をそのスイッチ素
子のスイッチングに反転同期してスイッチングさせると
共に他方のスイッチ素子が属する直列回路内の半導体素
子をオフ状態にすることにより、いずれか一方の電源の
電圧に基づいて昇圧電圧および降圧電圧のいずれかを生
成して他方の電源に供給可能に構成されていることを特
徴とする。なお、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ
は、双方向性を有しているため、第１の電源を第２の電
源に置換し、かつ第２の電源を第１の電源に置換した場
合、各請求項に係る第１のスイッチ素子と第２のスイッ
チ素子とを置換し、かつ第１の半導体素子と第２の半導
体素子とを置換することができる。

【０００８】請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、
第１のスイッチ素子および第１の半導体素子を直列接続
して構成され第１の電源に並列接続される第１の直列回
路と、第２のスイッチ素子および第２の半導体素子を直
列接続して構成され第２の電源に並列接続される第２の
直列回路と、第１の半導体素子、第２の半導体素子およ
びチョークコイルを直列接続して構成される第３の直列
回路とを備え、両スイッチ素子のいずれか一方をスイッ
チングさせると共に他方をオン状態にし、かついずれか
一方のスイッチ素子が属する直列回路内の半導体素子を
転流用素子として作動させると共に他方のスイッチ素子
が属する直列回路内の半導体素子をオフ状態にすること
により、いずれか一方のスイッチ素子側の電源の電圧に
基づいて降圧電圧を生成して他方のスイッチ素子側の電
源に供給可能に構成されていることを特徴とする。

【０００９】請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、
請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、両半導
体素子の少なくとも一方は、転流用素子として作動可能
なボディダイオードを等価的に内蔵するＦＥＴで構成さ
れていることを特徴とする。

【００１０】請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、
請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、両半導
体素子の少なくとも一方は、転流用素子として作動する
ダイオードで構成されていることを特徴とする。

【００１１】請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、
請求項２から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タにおいて、スイッチングさせるいずれか一方のスイッ
チ素子のオン期間においてチョークコイルに蓄積された
励磁エネルギーの放出状態を検出する検出手段を備え、
検出手段の検出結果に基づいて励磁エネルギーの放出完
了を判別した時点以降において、いずれか一方のスイッ
チ素子をオン状態にすることを特徴とする。

【００１２】請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、
請求項２から５のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タにおいて、いずれか一方のスイッチ素子をスイッチン
グさせる際に、そのスイッチ素子に等価的に並列接続さ
れた容量性素子に蓄積されている電荷の少なくとも一部
が放出されたときに、そのスイッチ素子をオン状態に制
御することを特徴とする。

【００１３】請求項７記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、
請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、容量性
素子と、いずれか一方のスイッチ素子側の電源に等価的
に並列接続された蓄電手段と、チョークコイルとを少な
くとも含む共振回路内での共振現象によって容量性素子
の蓄積電荷の少なくとも一部が放出されたときに、その
スイッチ素子をオン状態にすることを特徴とする。

【００１４】請求項８記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、
請求項１から７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タにおいて、両電源の少なくとも一方の電圧を検出する
電圧検出手段を備え、電圧検出手段による検出電圧に基
づいて両スイッチ素子のいずれか一方をスイッチングさ
せると共に他方をオン状態にすることを特徴とする。

【００１５】請求項９記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、
請求項１から７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タにおいて、両電源の電圧差を検出する電圧差検出手段
を備え、電圧差検出手段による検出電圧差に基づいて両
スイッチ素子のいずれか一方をスイッチングさせると共
に他方をオン状態にすることを特徴とする。

【００１６】請求項１０記載のＤＣ／ＤＣコンバータ
は、請求項１から９のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコン
バータにおいて、両電源の電圧差が所定電圧以下のとき
に両スイッチ素子の少なくとも一方をオフ状態にするこ
とを特徴とする。

【００１７】請求項１１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ
は、請求項１から１０のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコ
ンバータにおいて、少なくとも一方の電源内に配設され
る蓄電手段の温度を検出する温度センサを備え、温度セ
ンサの検出温度に応じて両スイッチ素子の少なくとも一
方をオフ状態にすることを特徴とする。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの好適な実施の形態につ
いて説明する。

【００１９】最初に、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバー
タを双方向昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに適用した
実施の形態について説明する。

【００２０】図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ
１は、例えば、電気自動車用の電源システムＳに好適に
用いられる。この電源システムＳでは、自動車用バッテ
リーとして機能し例えば複数の電気二重層コンデンサを
直列接続して構成された直流電源ＰＳ１と、ＤＣ／ＤＣ
コンバータ１と、タイヤ駆動用のモータ（制動時には発
電機（等価的には直流電源）として機能するため、以
下、「直流電源ＰＳ２」という）と、車内の各種操作情
報や直流電源ＰＳ１，ＰＳ２の電圧情報等に応じてＤＣ
／ＤＣコンバータ１を制御するドライビングコンピュー
タ２とで構成されている。

【００２１】この電源システムＳでは、ドライビングコ
ンピュータ２が、例えば、アクセルやブレーキなどの操
作情報ＩＦ１１、直流電源ＰＳ１の電圧や電気二重層コ
ンデンサの表面温度に関する情報ＩＦ１２、および直流
電源ＰＳ２の電圧情報ＩＦ１３を逐次入力し、これらの
情報ＩＦ１１〜ＩＦ１３に基づき、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ１に対して制御信号ＳＣ１を出力することにより、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ１を最適な動作モードに規定する。
具体的には、例えば、直流電源ＰＳ１の電圧が直流電源
ＰＳ２としてのモータを駆動するのに必要な電圧よりも
低下しているときには、ドライビングコンピュータ２
は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１に対して、直流電源ＰＳ１
の電圧を昇圧させた直流電圧を直流電源ＰＳ２に供給さ
せる。逆に、直流電源ＰＳ１の電圧がモータを駆動する
のに必要な電圧を超えているときには、ドライビングコ
ンピュータ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１に対して、直
流電源ＰＳ１の電圧を降圧させた直流電圧を直流電源Ｐ
Ｓ２に供給させる。一方、電気自動車の制動時などで
は、ドライビングコンピュータ２は、直流電源ＰＳ１の
充電電圧に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１に対して、
直流電源ＰＳ２の電圧を昇圧または降圧させた直流電圧
を直流電源ＰＳ１に供給させる。したがって、この電源
システムＳでは、１つのＤＣ／ＤＣコンバータ１に対し
て、昇圧電圧および降圧電圧のいずれか任意の一方を生
成させることができ、しかも、その生成した直流電圧を
直流電源ＰＳ１，ＰＳ２相互間において任意の向きに供
給することが可能となっている。

【００２２】次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の基本的構
成および動作原理について説明する。

【００２３】図２に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ
１は、本発明における第１のスイッチ素子に相当するス
イッチＳ１と、本発明における第１の半導体素子に相当
するスイッチＳ３とを直列接続した第１の直列回路が直
流電源ＰＳ１（第１の電源）に並列接続されると共にコ
ンデンサＣ１が直流電源ＰＳ１に並列接続されている。
また、本発明における第２のスイッチ素子に相当するス
イッチＳ２と、本発明における第２の半導体素子に相当
するスイッチＳ４とを直列接続した第２の直列回路が直
流電源ＰＳ２（第２の電源）に並列接続されると共にコ
ンデンサＣ２が直流電源ＰＳ２に並列接続されている。
さらに、スイッチＳ３、スイッチＳ４およびチョークコ
イルＬを直列接続して第３の直列回路が構成されてい
る。この場合、スイッチＳ１〜Ｓ４は、ＦＥＴやバイポ
ーラトランジスタが用いられる。なお、コンデンサＣ１
は、直流電源ＰＳ１にコンデンサや二次電池などの平滑
蓄電素子が内蔵されている場合には、不要とすることが
できる。同様にして、コンデンサＣ２についても、直流
電源ＰＳ２に平滑蓄電素子が内蔵されている場合には、
不要とすることができる。

【００２４】このＤＣ／ＤＣコンバータ１では、直流電
源ＰＳ１の電圧Ｖ１を昇圧して直流電源ＰＳ２に供給す
る場合、図３に示すように、スイッチＳ１，Ｓ３をそれ
ぞれオン状態およびオフ状態に制御する。また、スイッ
チＳ４をスイッチングさせ、かつスイッチＳ４のオン期
間およびオフ期間にそれぞれオフ状態およびオン状態と
なるようにスイッチＳ２をスイッチＳ４に反転同期させ
てスイッチングさせる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１は、スイッチＳ２，Ｓ４、チョークコイルＬおよ
びコンデンサＣ２から構成される昇圧コンバータとして
作動する。なお、後述するように、ＦＥＴにはボディダ
イオードが内蔵されているため、両スイッチＳ１，Ｓ２
をＦＥＴで構成した場合、オン／オフスイッチングさせ
るためのスイッチング制御信号を両ＦＥＴのゲートにそ
れぞれ供給し、かつ、オン状態に制御するＦＥＴにのみ
オン状態に制御する制御信号をそのスイッチング制御信
号に重畳して供給することにより、両スイッチＳ１，Ｓ
２のスイッチングを制御することができる。また、昇圧
コンバータおよび降圧コンバータとしての動作自体は、
公知のため、以下、その説明を省略する。

【００２５】さらに、直流電源ＰＳ２の電圧Ｖ２を昇圧
して直流電源ＰＳ１に供給する場合、図４に示すよう
に、スイッチＳ２，Ｓ４をそれぞれオン状態およびオフ
状態に制御し、スイッチＳ３をスイッチングさせ、かつ
スイッチＳ３のオン期間およびオフ期間にそれぞれオフ
状態およびオン状態となるようにスイッチＳ１をスイッ
チＳ３に反転同期させてスイッチングさせる。これによ
り、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチＳ１，Ｓ３、
チョークコイルＬおよびコンデンサＣ１から構成される
昇圧コンバータとして作動する。

【００２６】一方、直流電源ＰＳ１の電圧Ｖ１を降圧し
て直流電源ＰＳ２に供給する場合、図５に示すように、
スイッチＳ２，Ｓ４をそれぞれオン状態およびオフ状態
に制御し、スイッチＳ１をスイッチングさせ、かつスイ
ッチＳ１のオン期間およびオフ期間にそれぞれオフ状態
およびオン状態となるようにスイッチＳ３をスイッチＳ
１に反転同期させてスイッチングさせる。これにより、
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチＳ１，Ｓ３、チョ
ークコイルＬおよびコンデンサＣ２から構成される降圧
コンバータとして作動する。また、直流電源ＰＳ２の電
圧Ｖ２を降圧して直流電源ＰＳ１に供給する場合、図６
に示すように、スイッチＳ１，Ｓ３をそれぞれオン状態
およびオフ状態に制御し、スイッチＳ２をスイッチング
させ、かつスイッチＳ２のオン期間およびオフ期間にそ
れぞれオフ状態およびオン状態となるようにスイッチＳ
４をスイッチＳ２に反転同期させてスイッチングさせ
る。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチ
Ｓ２，Ｓ４、チョークコイルＬおよびコンデンサＣ１か
ら構成される降圧コンバータとして作動する。

【００２７】このように、このＤＣ／ＤＣコンバータ１
によれば、極めて簡易で安価な構成でありながら、スイ
ッチＳ１〜Ｓ４をオン／オフスイッチング、オン状態、
およびオフ状態のいずれかに制御するだけで、両直流電
源ＰＳ１，ＰＳ２間において双方向で昇圧直流電圧また
は降圧直流電圧を供給し合うことができる。また、ＤＣ
／ＤＣコンバータ１自体が双方向性を有するため、方向
性を切り替えるためのスイッチを不要にすることができ
る。したがって、そのための配線接続作業を不要にする
ことができる結果、双方向で直流電圧を供給し合う電源
システム全体としてのコストを低減することができる。
なお、スイッチＳ１，Ｓ２をＦＥＴで構成した場合、ス
イッチＳ１内部のボディダイオードが直流電源ＰＳ２か
ら直流電源ＰＳ１への電流の通過を許容し、かつスイッ
チＳ２内部のボディダイオードが直流電源ＰＳ１から直
流電源ＰＳ２への電流の通過を許容するため、図５に示
す動作状態のときには、スイッチＳ１に対してのみスイ
ッチング制御し、図６に示す動作状態のときには、スイ
ッチＳ２に対してのみスイッチング制御を行ってもよ
い。したがって、両スイッチＳ１，Ｓ２に対するスイッ
チング制御も極めて容易となる。この場合、スイッチＳ
１，Ｓ２としてバイポーラトランジスタを用いるときに
は、各スイッチＳ１，Ｓ２にダイオードを並列接続する
ことにより、同様の効果を得ることができる。

【００２８】次に、図７，８を参照して、本発明におけ
るＤＣ／ＤＣコンバータを降圧型のＤＣ／ＤＣコンバー
タ１１に適用した好適な実施の形態について説明する。
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１と同一の構成要素につい
ては同一の符号を付して重複した説明を省略する。

【００２９】図７に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のスイッチＳ３，Ｓ４
に代えて転流用素子としてのダイオードＤ１，Ｄ２を備
えるほか、スイッチング制御回路１２、本発明における
検出手段に相当する電流検出回路１３、および温度セン
サ１４を備えている。この場合、スイッチング制御回路
１２は、電圧Ｖ１，Ｖ２の電圧差を検出し、その電圧差
に応じてスイッチング制御信号ＳS1，ＳS2を出力してス
イッチング周波数制御方式およびＰＷＭ（Pulse Width
Modulation）制御方式の両制御方式に従ってスイッチＳ
１，Ｓ２をスイッチング制御する。また、電流検出回路
１３は、例えば、カレントトランスやシャント抵抗など
で構成され、直流電源ＰＳ１から直流電源ＰＳ２側に流
れる電流Ｉ１、および直流電源ＰＳ２から直流電源ＰＳ
１側に流れる電流Ｉ２の電流値に応じた電圧値の検出信
号ＳＤをスイッチング制御回路１２に出力する。温度セ
ンサ１４は、例えば直流電源ＰＳ１としてのバッテリー
の外筐に取り付けられ、その表面温度に応じた電圧値の
検出信号ＳＴをスイッチング制御回路１２に出力する。
また、スイッチＳ１には、内部寄生容量としてのコンデ
ンサＣＳ１とボディダイオードＤＳ１とが、等価的に並
列接続され、スイッチＳ２には、内部寄生容量としての
コンデンサＣＳ２とボディダイオードＤＳ２とが、等価
的に並列接続されている。なお、コンデンサＣＳ１（ま
たはＣＳ２）は、内部寄生容量と、それとは別個独立し
てスイッチＳ１（またはＳ２）に並列接続したコンデン
サとの合成容量であってもよい。また、以下の説明にお
いて、理解を容易にするために、各ボディダイオードＤ
Ｓ１，ＤＳ２の順方向電圧を０Ｖとみなすこととする。

【００３０】このＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、ま
ず、スイッチング制御回路１２が、直流電源ＰＳ１，Ｐ
Ｓ２の各電圧Ｖ１，Ｖ２の電圧値を検出する。次いで、
直流電源ＰＳ１，ＰＳ２各々の充電終止電圧をＶE1，Ｖ
E2とし、予め規定した所定電圧をＶａとしたときに、電
圧Ｖ１が電圧Ｖ２よりも所定電圧Ｖａ分以上高い電圧で
あって（つまり、両電圧Ｖ１，Ｖ２の電圧差Ｖｓが所定
電圧Ｖａ以上のとき）、電圧Ｖ２が充電終止電圧ＶE2よ
りも低い電圧のときに（以下、条件Ａという）、スイッ
チング制御回路１２は、スイッチＳ１，Ｓ２を制御する
ことにより、直流電源ＰＳ１の電圧Ｖ１を降圧して直流
電源ＰＳ２に供給する。また、電圧Ｖ２が電圧Ｖ１より
も所定電圧Ｖａ分以上高い電圧であって、電圧Ｖ１が充
電終止電圧ＶE1よりも低い電圧のときには（以下、条件
Ｂという）、スイッチング制御回路１２は、スイッチＳ
１，Ｓ２を制御することにより、直流電源ＰＳ２の電圧
Ｖ２を降圧して直流電源ＰＳ１に供給する。一方、上記
の条件Ａ，Ｂを満たさないときには、スイッチング制御
回路１２は、両スイッチＳ１，Ｓ２の少なくとも一方を
オフ状態に制御する。

【００３１】次に、スイッチＳ１，Ｓ２に対する具体的
な制御方法を説明する。なお、直流電源ＰＳ１から直流
電源ＰＳ２に降圧電圧を供給する際の動作と、直流電源
ＰＳ２から直流電源ＰＳ１に降圧電圧を供給する際の動
作とは、降圧電圧を供給する方向が逆向きとなるだけ
で、動作原理としては同一のため、以下、前者の動作を
代表して説明する。

【００３２】最初に、スイッチング制御回路１２が、ス
イッチング制御信号ＳS2を連続的に出力してスイッチＳ
２をオン状態に制御すると共に、図８（ａ）に示すよう
に、スイッチング制御信号ＳS1を出力してスイッチＳ１
をスイッチングさせる。この場合、スイッチＳ１がオン
状態に制御された際には、電圧Ｖ１に基づく電流Ｉ１
が、プラス入力端子、スイッチＳ１、電流検出回路１
３、チョークコイルＬ、スイッチＳ２、コンデンサＣ
１、およびマイナス入力端子からなる電流経路を流れ、
これにより、コンデンサＣ２および直流電源ＰＳ２内の
蓄電素子が充電され、かつチョークコイルＬに励磁エネ
ルギーが蓄積される。この場合、電流Ｉ１は、同図
（ｂ）に示すように、その電流値が時間の経過と共に徐
々に増加する。

【００３３】次いで、スイッチング制御回路１２が、ス
イッチング制御信号ＳS1の出力を停止してスイッチＳ１
をオフ状態に制御する。この際には、チョークコイルＬ
に蓄積されている励磁エネルギーに基づくフリーホイー
リング電流ＩＦ１が、図７に示す電流経路を流れる。こ
の場合、フリーホイーリング電流ＩＦ１は、図８（ｃ）
に示すように、その電流値が時間の経過と共に徐々に低
下する。この間において、スイッチＳ１の両端電圧（電
圧Ｖ３とする）は、電圧Ｖ１とほぼ等しい電圧を維持す
る。やがて、チョークコイルＬの励磁エネルギーが放出
し終わると、同図（ｃ）に示すように、フリーホイーリ
ング電流ＩＦ１が流れなくなる。

【００３４】この際には、ダイオードＤ１がオフ状態に
なり、この状態では、スイッチＳ１の両端の電圧Ｖ３と
電圧Ｖ２との加算値は、電圧Ｖ１の電圧値と比較して、
ほぼ電圧Ｖ２分高い電圧となる。したがって、電流Ｉ１
の電流経路と逆向きの電流経路を電流Ｉ３が流れる。こ
の場合、電流Ｉ３は、スイッチＳ１の両端電圧（電圧Ｖ
３）と電圧Ｖ２との加算値が、電圧Ｖ１と等しくなるま
で（つまり、電圧Ｖ３が電圧値（Ｖ１−Ｖ２）と等しく
なるまで）流れ続ける。一方、電圧Ｖ３が電圧値（Ｖ１
−Ｖ２）と等しくなった時点では、チョークコイルＬ
は、電流Ｉ３によって励磁されているため、その励磁エ
ネルギーがなくなるまで、電流Ｉ３を継続して流れ続け
させる。なお、電流Ｉ３が流れ続けている間において、
コンデンサＣＳ１の電荷が放出し終わったときには、電
流Ｉ３は、ボディダイオードＤＳ１を介してその電流経
路内を流れることになる。一方、この励磁エネルギーが
放出された時点では、電圧Ｖ１が、スイッチＳ１の両端
電圧（電圧Ｖ３）と電圧Ｖ２との加算値よりも高い電圧
になるため、電流Ｉ３とは逆向きの電流経路で電流Ｉ４
が流れることになる。

【００３５】したがって、コンデンサＣ１、コンデンサ
ＣＳ１、電流検出回路１３、チョークコイルＬ、コンデ
ンサＣ２からなり本発明における共振回路に相当する電
流経路内で、図８（ｄ）に示すように、直列共振現象が
発生する。この場合、スイッチＳ１の両端の電圧Ｖ３
は、電圧Ｖ１の電圧値から徐々に低下し、０Ｖに達した
以降の状態では、ボディダイオードＤＳ１によってクラ
ンプされて０Ｖに制限される。なお、正確には、絶対値
がボディダイオードＤＳ１の順方向電圧（約１Ｖ）と等
しいマイナス電圧に制限される。また、電圧Ｖ３は、仮
にボディダイオードＤＳ１によって電圧制限されない場
合、直列共振が始まってから直列共振における周期Ｔの
１／２の時間が経過した時点で、最も低下する。さら
に、その場合、電圧Ｖ３は、下記の式が成立するのを
条件として、０Ｖ以下となり、電圧Ｖ２の２倍の電圧と
電圧Ｖ１とが等しいときに、電圧Ｖ３の最低値が０Ｖと
なる。この場合、直列共振の周期Ｔは、コンデンサＣ
１，Ｃ２の容量がコンデンサＣＳ１の容量と比較して十
分に大きいため、コンデンサＣＳ１（逆向きに降圧電圧
を供給するときはコンデンサＣＳ２）と、チョークコイ
ルＬのインダクタンス値とで決定される。２・Ｖ２≧Ｖ１・・・・・式

【００３６】このため、このＤＣ／ＤＣコンバータ１１
では、スイッチング制御回路１２は、電流検出回路１３
の検出信号ＳＤに基づいてフリーホイーリング電流ＩＦ
１の放出完了（つまり、チョークコイルＬの励磁エネル
ギーの放出完了）を判別した時点から例えば直列共振の
１／２周期が経過した時点で、スイッチＳ１をオン状態
に制御する。これは、スイッチＳ１の両端の電圧（電圧
Ｖ３）がほぼ０Ｖの状態（つまり、コンデンサＣＳ１の
蓄積電荷が放出された状態）のため、いわゆる０ボルト
スイッチが行われることを意味する。なお、本明細書で
は、コンデンサＣＳ１における蓄積電荷の少なくとも一
部が放出された状態でスイッチＳ１をオン状態またはオ
フ状態に制御する方式を総称して「０ボルトスイッチ」
という。また、スイッチＳ１がオン状態に制御される過
渡的状態におけるスイッチＳ１自身による半導体損失
は、０アンペアスイッチとなるため、殆ど無視すること
ができる。逆に、スイッチＳ１をオフ状態に制御する際
には、スイッチＳ１に並列接続されているコンデンサＣ
Ｓ１に電流が流れて充電されるため、スイッチＳ１には
極めて僅かな電流しか流れない。したがって、この際に
も０ボルトスイッチが行われる。このため、コンデンサ
ＣＳ１は、スイッチＳ１がオフ状態に制御される際の０
ボルトスイッチの達成に貢献する。この場合、コンデン
サＣＳ１に蓄積された電荷は、直列共振によってコンデ
ンサＣ１または直流電源ＰＳ１に回生される。このた
め、その電荷の蓄積自体に起因する電力損失は極めて僅
かなものとなる。このように、スイッチＳ１をオン／オ
フ制御する際のスイッチング損失の低下を防止すること
ができるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の変換効率を
格段に向上させることができる。

【００３７】なお、電圧Ｖ１および電圧Ｖ２の電圧値に
よっては、上記式を満たすことができずに、スイッチ
Ｓ１の両端電圧（電圧Ｖ３）が０Ｖに達しない状態でス
イッチＳ１をオン状態に制御する場合もあり得る。しか
し、そのような場合であっても、電圧Ｖ３が電圧Ｖ１の
電圧値と等しい状態でオン状態に制御するスイッチング
方式と比較して、装置の変換効率を十分に向上させるこ
とができる。

【００３８】以後、スイッチング制御回路１２が、上記
の処理を繰り返すことにより、電流Ｉ１とフライホイー
ル電流ＩＦ１との合成電流がコンデンサＣ２または直流
電源ＰＳ２に供給される。また、スイッチング制御回路
１２は、直流電源ＰＳ２から直流電源ＰＳ１に降圧電圧
を供給する際には、温度センサ１４から出力される検出
信号ＳＴに基づいて直流電源ＰＳ１の温度上昇を検出
し、所定温度を超えた場合には、スイッチング制御信号
ＳS2の出力を停止することによってスイッチＳ２をオフ
状態に制御する。さらに、スイッチング制御回路１２
は、電圧Ｖ１および電圧Ｖ２の電圧値を定期的に判別
し、上記の条件Ａおよび条件Ｂのいずれも満たさない場
合、スイッチＳ１，Ｓ２の少なくとも一方をオフ状態に
制御する。この場合、スイッチング制御信号ＳS1，ＳS2
のオンデューティー比を小さくするように制御すること
もできる。

【００３９】以上のように、このＤＣ／ＤＣコンバータ
１１によれば、スイッチＳ１（およびスイッチＳ２）を
０ボルトスイッチさせることにより、装置の変換効率を
格段に向上させることができる。また、スイッチＳ１
（またはスイッチＳ２）がオン状態に制御される際に
は、ダイオードＤ１（またはダイオードＤ２）が完全に
オフ状態に維持されているため、スイッチＳ１（または
Ｓ２）およびダイオードＤ１（またはＤ２）を介して電
圧Ｖ１（または電圧Ｖ２）が短絡することに起因する短
絡電流の発生を防止することもでき、これにより、短絡
電流に起因するノイズの発生も防止することができる。

【００４０】なお、本発明は、上記した発明の実施の形
態に限定されず、その構成を適宜変更することができ
る。例えば、本発明におけるＤＣ／ＤＣコンバータは、
図２に示した構成に限らず、図９，１０に示すＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ２１，２２のように、各スイッチＳ１〜Ｓ
４およびチョークコイルＬの接続位置を適宜変更が可能
である。また、両図に示すように、入力される直流電圧
の極性を逆にして接続することもできる。さらに、本発
明におけるＤＣ／ＤＣコンバータは、双方向性のため、
入出力を入れ替えてもよい。このため、ＤＣ／ＤＣコン
バータ２２と、図１１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ２３
とは、実質的に等価回路となる。

【００４１】また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、本
発明における検出手段として電流検出回路１３を用いて
いるが、これに限らない。例えば、チョークコイルＬに
代えて、トランスの一次巻線で本発明におけるチョーク
コイルを構成し、そのトランスの二次巻線の両端に誘起
する電圧を監視することで、チョークコイルとしてのト
ランスに蓄積された励磁エネルギーの放出完了を検出す
ることもできる。また、ダイオードＤ１，Ｄ２をそれぞ
れ流れるフリーホイーリング電流ＩＦ１，ＩＦ２を監視
することによってチョークコイルＬのエネルギー放出完
了を検出することもできる。また、スイッチＳ１，Ｓ２
についても、バイポーラトランジスタを採用することも
できるし、ダイオードＤ１，Ｄ２に代えて、ＦＥＴやバ
イポーラトランジスタなどのスイッチ素子を採用するこ
ともできる。この場合、スイッチ素子にダイオードＤ
１，Ｄ２と同じ向きにしてダイオードを並列接続するこ
ともできるのは勿論である。

【００４２】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータによれば、２つのスイッチ素子、２つの半
導体素子、および１つのチョークコイルでＤＣ／ＤＣコ
ンバータを構成したことにより、簡易かつ安価な構成で
ありながら、それ自体で双方向性を有するため、方向性
を切り替えるためのスイッチなどを用いることなく、両
電源間に接続するだけで双方向で直流電圧を供給し合う
ことができる。したがって、そのための配線接続作業を
不要にすることができる結果、双方向で直流電圧を供給
し合う電源システム全体としてのコストを低減すること
ができる。さらに、外部に配設したスイッチなどで方向
性を切り替える必要がないため、無瞬断で直流電流を双
方向で供給し合うことができる。また、昇圧電圧および
降圧電圧のいずれか任意の一方を生成させることがで
き、しかも、その生成した直流電圧を両電源相互間にお
いて任意の向きに供給することができるため、電気自動
車やエレベータなどにおける各種電源システムに好適に
用いることができる。

【００４３】また、請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タによれば、それ自体で双方向性を有するため、両電源
間に接続するだけで双方向で降圧電圧を供給し合うこと
ができるため、請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータと
同様の効果を得ることができる。

【００４４】さらに、請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバ
ータによれば、転流用素子として作動可能なボディダイ
オードを等価的に内蔵するＦＥＴで両半導体素子の少な
くとも一方を構成したことにより、チョークコイルに蓄
積された励磁エネルギーの放出開始時に転流電流をボデ
ィダイオードに流すことができるため、いわゆる同期整
流の制御が容易となる。

【００４５】また、請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タによれば、転流用素子として作動するダイオードで両
半導体素子の少なくとも一方を構成したことにより、簡
易かつ安価に構成することができる。

【００４６】また、請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タによれば、チョークコイルに蓄積された励磁エネルギ
ーの放出完了を判別した時点以降においていずれか一方
のスイッチ素子をオン状態に制御することにより、ＤＣ
／ＤＣコンバータの変換効率の向上および発生ノイズの
低減を図ることができる。

【００４７】また、請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タによれば、いずれか一方のスイッチ素子をスイッチン
グする際に、そのスイッチ素子に等価的に並列接続され
た容量性素子に蓄積されている電荷の少なくとも一部が
放出されたときにオン状態に制御することにより、０ボ
ルトスイッチを実現することができ、これにより、ＤＣ
／ＤＣコンバータの変換効率を格段に向上させることが
できる。この場合、共振回路内での共振現象によって容
量性素子の蓄積電荷の少なくとも一部が放出されたとき
に、第１のスイッチ素子をオン状態に制御するのが好ま
しい。

【００４８】また、請求項８記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タによれば、例えば、電圧検出手段の検出電圧に基づい
て両電源の少なくとも一方の電圧が低下したと判別され
たときなどに、いずれか一方のスイッチ素子をスイッチ
ングさせ、かつ他方のスイッチ素子をオン状態にするこ
とにより、自動的に直流電圧を供給し、逆に所定電圧以
上に上昇したときには、両スイッチのいずれか一方をオ
フ状態にすることにより、直流電圧の供給を停止するこ
とができる。このため、スイッチ素子に対する不要なス
イッチングを回避することができる結果、スイッチング
ロスを回避することができる結果、ＤＣ／ＤＣコンバー
タの変換効率を向上させることができる。

【００４９】また、請求項９記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タによれば、例えば、両電源における各電圧の電圧差が
所定電圧以上のときに、いずれか一方のスイッチ素子を
スイッチングさせ、かつ他方のスイッチ素子をオン状態
にすることにより、自動的に直流電圧を供給し、逆に所
定電圧以下のときに両スイッチ素子の少なくとも一方を
オフ状態に制御することにより、スイッチ素子に対する
不要なスイッチングを回避することができる。この結
果、スイッチングロスを回避することができるため、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータの変換効率を向上させることができ
る。

【００５０】加えて、請求項１０記載のＤＣ／ＤＣコン
バータによれば、両電源における各電圧の電圧差が所定
電圧以下のときに両スイッチ素子の少なくとも一方をオ
フ状態に制御することにより、請求項９記載のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータと同様にして、ＤＣ／ＤＣコンバータの変
換効率を向上させることができる。

【００５１】また、請求項１１記載のＤＣ／ＤＣコンバ
ータによれば、温度センサの検出温度に応じて両スイッ
チ素子のスイッチングを制御することにより、一方の電
源から他方の電源に直流電流を供給する際に、被供給側
電源の過熱を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る電源システムＳの構
成図である。

【図２】本発明の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバー
タ１の動作原理を説明するための動作原理図である。

【図３】スイッチＳ１〜Ｓ４の動作状態の一例を示す動
作状態図である。

【図４】スイッチＳ１〜Ｓ４の動作状態の一例を示す動
作状態図である。

【図５】スイッチＳ１〜Ｓ４の動作状態の一例を示す動
作状態図である。

【図６】スイッチＳ１〜Ｓ４の動作状態の一例を示す動
作状態図である。

【図７】本発明の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバー
タ１１の回路図である。

【図８】ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作を説明するた
めの信号波形図等であって、（ａ）はスイッチＳ１の動
作状態を示す動作状態図、（ｂ）は電流Ｉ１の電流波形
図、（ｃ）はフリーホイーリング電流ＩＦ１の電流波形
図、（ｄ）はスイッチＳ１の両端の電圧Ｖ３の電圧波形
図である。

【図９】他の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２
１の構成図である。

【図１０】他の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ
２２の構成図である。

【図１１】他の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ
２３の構成図である。

【図１２】従来のＤＣ／ＤＣコンバータ３１のブロック
図である。

【図１３】従来の他のＤＣ／ＤＣコンバータ４１のブロ
ック図である。

【符号の説明】

１，１１，２１〜２３ＤＣ／ＤＣコンバータ１２スイッチング制御回路１３電流検出回路１４温度センサＤ１，Ｄ２ダイオードＬチョークコイルＰＳ１，ＰＳ２直流電源Ｓ１〜Ｓ４スイッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のスイッチ素子および第１の半導体
素子を直列接続して構成され第１の電源に並列接続され
る第１の直列回路と、第２のスイッチ素子および第２の
半導体素子を直列接続して構成され第２の電源に並列接
続される第２の直列回路と、前記第１の半導体素子、前
記第２の半導体素子およびチョークコイルを直列接続し
て構成される第３の直列回路とを備え、前記両スイッチ
素子のいずれか一方をスイッチングさせると共に他方を
オン状態にし、かつ前記いずれか一方のスイッチ素子が
属する前記直列回路内の前記半導体素子をそのスイッチ
素子のスイッチングに反転同期してスイッチングさせる
と共に前記他方のスイッチ素子が属する前記直列回路内
の前記半導体素子をオフ状態にすることにより、いずれ
か一方の前記電源の電圧に基づいて昇圧電圧および降圧
電圧のいずれかを生成して他方の前記電源に供給可能に
構成されていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバー
タ。
【請求項２】第１のスイッチ素子および第１の半導体
素子を直列接続して構成され第１の電源に並列接続され
る第１の直列回路と、第２のスイッチ素子および第２の
半導体素子を直列接続して構成され第２の電源に並列接
続される第２の直列回路と、前記第１の半導体素子、前
記第２の半導体素子およびチョークコイルを直列接続し
て構成される第３の直列回路とを備え、前記両スイッチ
素子のいずれか一方をスイッチングさせると共に他方を
オン状態にし、かつ前記いずれか一方のスイッチ素子が
属する前記直列回路内の前記半導体素子を転流用素子と
して作動させると共に前記他方のスイッチ素子が属する
前記直列回路内の前記半導体素子をオフ状態にすること
により、前記いずれか一方のスイッチ素子側の前記電源
の電圧に基づいて降圧電圧を生成して前記他方のスイッ
チ素子側の前記電源に供給可能に構成されていることを
特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】前記両半導体素子の少なくとも一方は、
前記転流用素子として作動可能なボディダイオードを等
価的に内蔵するＦＥＴで構成されていることを特徴とす
る請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】前記両半導体素子の少なくとも一方は、
前記転流用素子として作動するダイオードで構成されて
いることを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ。
【請求項５】前記スイッチングさせる前記いずれか一
方のスイッチ素子のオン期間において前記チョークコイ
ルに蓄積された励磁エネルギーの放出状態を検出する検
出手段を備え、当該検出手段の検出結果に基づいて前記
励磁エネルギーの放出完了を判別した時点以降におい
て、当該いずれか一方のスイッチ素子をオン状態にする
ことを特徴とする請求項２から４のいずれかに記載のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】前記いずれか一方のスイッチ素子をスイ
ッチングさせる際に、そのスイッチ素子に等価的に並列
接続された容量性素子に蓄積されている電荷の少なくと
も一部が放出されたときに、そのスイッチ素子をオン状
態に制御することを特徴とする請求項２から５のいずれ
かに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】前記容量性素子と、前記いずれか一方の
スイッチ素子側の前記電源に等価的に並列接続された蓄
電手段と、前記チョークコイルとを少なくとも含む共振
回路内での共振現象によって当該容量性素子の蓄積電荷
の少なくとも一部が放出されたときに、そのスイッチ素
子をオン状態にすることを特徴とする請求項６記載のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】前記両電源の少なくとも一方の電圧を検
出する電圧検出手段を備え、当該電圧検出手段による検
出電圧に基づいて前記両スイッチ素子のいずれか一方を
スイッチングさせると共に他方をオン状態にすることを
特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。
【請求項９】前記両電源の電圧差を検出する電圧差検
出手段を備え、当該電圧差検出手段による検出電圧差に
基づいて前記両スイッチ素子のいずれか一方をスイッチ
ングさせると共に他方をオン状態にすることを特徴とす
る請求項１から７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ。
【請求項１０】前記両電源の電圧差が所定電圧以下の
ときに前記両スイッチ素子の少なくとも一方をオフ状態
にすることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記
載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１１】少なくとも一方の前記電源内に配設さ
れる蓄電手段の温度を検出する温度センサを備え、当該
温度センサの検出温度に応じて前記両スイッチ素子の少
なくとも一方をオフ状態にすることを特徴とする請求項
１から１０のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。