JP3402254B2 - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
双方向ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JP3402254B2 JP3402254B2 JP14205699A JP14205699A JP3402254B2 JP 3402254 B2 JP3402254 B2 JP 3402254B2 JP 14205699 A JP14205699 A JP 14205699A JP 14205699 A JP14205699 A JP 14205699A JP 3402254 B2 JP3402254 B2 JP 3402254B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータに関する。
ンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータは、通常、直流電
源回路において、直流電源の電圧とは異なる電圧を要求
される場合に使用される。図６は従来技術によるＤＣ−
ＤＣコンバータを用いた直流電源回路の一例を示す図で
ある。バッテリ１の直流電源にＤＣ−ＤＣコンバータ１
２を介して負荷３が接続されている。負荷３にはコンデ
ンサ４が並列接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１
２は、Ｔ形回路を形成し、コイルＬ１０とダイオードＤ
１０の直列回路の両端がバッテリ１と負荷３の各正電位
側に接続され、コイルＬ１０とダイオードＤ１０の接続
点とグラウンドとの間に符号Ｑ１０で示すＮチャンネル
ＭＯＳＦＥＴが接続されている。ＦＥＴであるＱ１０の
ソースとドレイン間にはＦＥＴ内蔵のダイオードより応
答性の速いダイオードＤ１１が接続されている。バッテ
リ１と負荷３の各負電位側はグラウンドに接続されてい
る。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２には、Ｑ１０のゲ
ートにＱ１０を所定の周期でオンオフする信号を供給す
る制御回路（図示せず）が設けられている。
源回路において、直流電源の電圧とは異なる電圧を要求
される場合に使用される。図６は従来技術によるＤＣ−
ＤＣコンバータを用いた直流電源回路の一例を示す図で
ある。バッテリ１の直流電源にＤＣ−ＤＣコンバータ１
２を介して負荷３が接続されている。負荷３にはコンデ
ンサ４が並列接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１
２は、Ｔ形回路を形成し、コイルＬ１０とダイオードＤ
１０の直列回路の両端がバッテリ１と負荷３の各正電位
側に接続され、コイルＬ１０とダイオードＤ１０の接続
点とグラウンドとの間に符号Ｑ１０で示すＮチャンネル
ＭＯＳＦＥＴが接続されている。ＦＥＴであるＱ１０の
ソースとドレイン間にはＦＥＴ内蔵のダイオードより応
答性の速いダイオードＤ１１が接続されている。バッテ
リ１と負荷３の各負電位側はグラウンドに接続されてい
る。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２には、Ｑ１０のゲ
ートにＱ１０を所定の周期でオンオフする信号を供給す
る制御回路（図示せず）が設けられている。
【０００３】Ｑ１０をオンにしたとき、バッテリ１から
コイルＬ１０にエネルギが蓄えられ、Ｑ１０をオフにし
たとき、コイルＬ１０に蓄えられたエネルギがダイオー
ドＤ１０、Ｄ１１を通って負荷３とコンデンサ４に供給
される。バッテリ１の電圧からコンデンサ４の電圧への
変換はＱ１０のゲート信号のデューティ比で決定され
る。すなわち、デューティ比が大程、バッテリ１の電圧
に対するコンデンサ４の電圧の比が大となる。
コイルＬ１０にエネルギが蓄えられ、Ｑ１０をオフにし
たとき、コイルＬ１０に蓄えられたエネルギがダイオー
ドＤ１０、Ｄ１１を通って負荷３とコンデンサ４に供給
される。バッテリ１の電圧からコンデンサ４の電圧への
変換はＱ１０のゲート信号のデューティ比で決定され
る。すなわち、デューティ比が大程、バッテリ１の電圧
に対するコンデンサ４の電圧の比が大となる。
【０００４】図６に示す従来技術による直流電源回路
は、逆流防止用のダイオードＤ１０の順方向電圧損失が
下式にように発生し送電効率が悪いという問題がある。 ＰＤｉ＝ＩＦ×ＶＦ ここで、ＰＤｉはダイオードＤ１０による順方向電圧損
失、ＩＦは順方向接合電流、ＶＦは順方向接合電圧を示
す。
は、逆流防止用のダイオードＤ１０の順方向電圧損失が
下式にように発生し送電効率が悪いという問題がある。 ＰＤｉ＝ＩＦ×ＶＦ ここで、ＰＤｉはダイオードＤ１０による順方向電圧損
失、ＩＦは順方向接合電流、ＶＦは順方向接合電圧を示
す。
【０００５】また、上記直流電源回路はダイオードＤ１
０のためコンデンサ４に蓄えられたエネルギをバッテリ
１に回生することができない回路構成となっている。特
開平１０−１４２２２号公報に開示されたＤＣ−ＤＣコ
ンバータはエネルギを回生する回路構成を提案してい
る。
０のためコンデンサ４に蓄えられたエネルギをバッテリ
１に回生することができない回路構成となっている。特
開平１０−１４２２２号公報に開示されたＤＣ−ＤＣコ
ンバータはエネルギを回生する回路構成を提案してい
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記特
開平１０−１４２２２号公報に開示されたＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、図６に示す従来技術による直流電源回路と
同様、図６に示すＱ１０がオフのとき、直流電源から負
荷に向かう経路が直線的になっているために、何らかの
原因で負荷電圧が下がると大電流が上記直線経路上のコ
イルＬ１０とダイオードＤ１０に流れ、これらを焼損す
るという問題がある。
開平１０−１４２２２号公報に開示されたＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、図６に示す従来技術による直流電源回路と
同様、図６に示すＱ１０がオフのとき、直流電源から負
荷に向かう経路が直線的になっているために、何らかの
原因で負荷電圧が下がると大電流が上記直線経路上のコ
イルＬ１０とダイオードＤ１０に流れ、これらを焼損す
るという問題がある。
【０００７】それゆえ、本発明は上記問題を解決し、素
子の焼損を発生させずかつエネルギ回生可能な双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
子の焼損を発生させずかつエネルギ回生可能な双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決する本発
明による双方向コンバータは、直流電源と、コンデンサ
を含む該コンデンサに並列接続された負荷と、の間に設
けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記直
流電源に並列接続される第１ＦＥＴと第２ＦＥＴの第１
直列回路と、前記負荷に並列接続される第３ＦＥＴと第
４ＦＥＴの第２直列回路と、前記第１ＦＥＴと第２ＦＥ
Ｔとの接続点と前記第３ＦＥＴと第４ＦＥＴとの接続点
との間に設けられたインダクタンスと、前記電源と前記
コンデンサの各電圧を検出する電圧検出手段と、 前記電
源の電圧が前記コンデンサの電圧より大の第１モードの
とき、前記電源に並列接続される前記第１ＦＥＴ、前記
インダクタンスおよび前記第３ＦＥＴの第１直列接続回
路に前記直流電源のエネルギを通電してはそのときに前
記インダクタンスに蓄えられたエネルギを前記負荷に並
列接続される前記第２ＦＥＴ、前記インダクタンスおよ
び前記第４ＦＥＴの第２直列接続回路を経由して前記負
荷に供給し、一方、前記電源の電圧が前記コンデンサの
電圧より小の第２モードのとき、前記コンデンサに蓄え
られたエネルギを前記直流電源に回生するように、前記
第２直列接続回路を経由して通電してはそのときに前記
インダクタンスに蓄えられたエネルギを前記第１直列接
続回路を経由して前記電源に回生するよう、前記第１Ｆ
ＥＴ、前記第２ＦＥＴ、前記前記第３ＦＥＴおよび前記
第４ＦＥＴの各ゲートを制御する制御手段と、を備えた
ことを特徴とする。また、上記双方向ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、前記制御手段は、前記第１ＦＥＴ、前記
第２ＦＥＴ、前記前記第３ＦＥＴおよび前記第４ＦＥＴ
の各ゲートをオンオフする信号のデューティ比を可変し
て、前記電源から前記コンデンサへの電圧を昇圧あるい
は降圧し、あるいは前記コンデンサから前記電源への電
圧を昇圧あるいは降圧する。
明による双方向コンバータは、直流電源と、コンデンサ
を含む該コンデンサに並列接続された負荷と、の間に設
けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記直
流電源に並列接続される第１ＦＥＴと第２ＦＥＴの第１
直列回路と、前記負荷に並列接続される第３ＦＥＴと第
４ＦＥＴの第２直列回路と、前記第１ＦＥＴと第２ＦＥ
Ｔとの接続点と前記第３ＦＥＴと第４ＦＥＴとの接続点
との間に設けられたインダクタンスと、前記電源と前記
コンデンサの各電圧を検出する電圧検出手段と、 前記電
源の電圧が前記コンデンサの電圧より大の第１モードの
とき、前記電源に並列接続される前記第１ＦＥＴ、前記
インダクタンスおよび前記第３ＦＥＴの第１直列接続回
路に前記直流電源のエネルギを通電してはそのときに前
記インダクタンスに蓄えられたエネルギを前記負荷に並
列接続される前記第２ＦＥＴ、前記インダクタンスおよ
び前記第４ＦＥＴの第２直列接続回路を経由して前記負
荷に供給し、一方、前記電源の電圧が前記コンデンサの
電圧より小の第２モードのとき、前記コンデンサに蓄え
られたエネルギを前記直流電源に回生するように、前記
第２直列接続回路を経由して通電してはそのときに前記
インダクタンスに蓄えられたエネルギを前記第１直列接
続回路を経由して前記電源に回生するよう、前記第１Ｆ
ＥＴ、前記第２ＦＥＴ、前記前記第３ＦＥＴおよび前記
第４ＦＥＴの各ゲートを制御する制御手段と、を備えた
ことを特徴とする。また、上記双方向ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、前記制御手段は、前記第１ＦＥＴ、前記
第２ＦＥＴ、前記前記第３ＦＥＴおよび前記第４ＦＥＴ
の各ゲートをオンオフする信号のデューティ比を可変し
て、前記電源から前記コンデンサへの電圧を昇圧あるい
は降圧し、あるいは前記コンデンサから前記電源への電
圧を昇圧あるいは降圧する。
【０００９】上記構成により、素子の焼損を防止し、か
つエネルギ回生可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提
供する。
つエネルギ回生可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提
供する。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しつつ本発
明の実施の形態を詳細に説明する。図１は本発明のＤＣ
−ＤＣコンバータを用いた直流電源回路における電源か
らコイルにエネルギを蓄える動作の説明図であり、図２
は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源回路
におけるコイルに蓄えられたエネルギを負荷に供給する
動作の説明図であり、図３は本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを用いた直流電源回路におけるコンデンサに蓄えら
れたエネルギをコイルに送電する動作の説明図であり、
図４は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源
回路におけるコイルに送電されたエネルギを電源に回生
する動作の説明図である。
明の実施の形態を詳細に説明する。図１は本発明のＤＣ
−ＤＣコンバータを用いた直流電源回路における電源か
らコイルにエネルギを蓄える動作の説明図であり、図２
は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源回路
におけるコイルに蓄えられたエネルギを負荷に供給する
動作の説明図であり、図３は本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを用いた直流電源回路におけるコンデンサに蓄えら
れたエネルギをコイルに送電する動作の説明図であり、
図４は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源
回路におけるコイルに送電されたエネルギを電源に回生
する動作の説明図である。
【００１１】図１〜図４に示すように、本発明のＤＣ−
ＤＣコンバータ２は、バッテリ１と、コンデンサ４が並
列接続された負荷３と、の間に設けられている。ＤＣ−
ＤＣコンバータ２は、バッテリ１に並列接続される、Ｎ
チャンネルＭＯＳＦＥＴであるＱ１とＱ２とが直列接続
された第１直列回路と、負荷３に並列接続される、Ｎチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴであるＱ３とＱ４とが直列接続さ
れた第２直列回路と、Ｑ１とＱ２との接続点とＱ３とＱ
４との接続点との間に設けられたインダクタンスＬと、
バッテリ１のエネルギを負荷３およびコンデンサ４に供
給し、コンデンサ４に蓄えられたエネルギをバッテリ１
に回生するように、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４の各ゲ
ートを制御する制御手段（図示せず）と、を備える。
ＤＣコンバータ２は、バッテリ１と、コンデンサ４が並
列接続された負荷３と、の間に設けられている。ＤＣ−
ＤＣコンバータ２は、バッテリ１に並列接続される、Ｎ
チャンネルＭＯＳＦＥＴであるＱ１とＱ２とが直列接続
された第１直列回路と、負荷３に並列接続される、Ｎチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴであるＱ３とＱ４とが直列接続さ
れた第２直列回路と、Ｑ１とＱ２との接続点とＱ３とＱ
４との接続点との間に設けられたインダクタンスＬと、
バッテリ１のエネルギを負荷３およびコンデンサ４に供
給し、コンデンサ４に蓄えられたエネルギをバッテリ１
に回生するように、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４の各ゲ
ートを制御する制御手段（図示せず）と、を備える。
【００１２】図５は図１〜図４に示す各ＦＥＴへのゲー
ト信号のタイムチャートである。図５を参照しつつ、本
発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源回路にお
ける図１〜図４に示す各動作を以下に説明する。図５に
示す第１モードと第２モードの切換えは、上記制御手段
がバッテリ１およびバッテリ４の各電圧を検出する電圧
検出器を有し、これらの電圧の検出結果、該制御手段
は、バッテリ１の電圧がコンデンサ４の電圧より大のと
き第１モードを選択し、第１モードではバッテリ１のエ
ネルギがコンデンサ４に充電され、バッテリ１の電圧が
コンデンサ４の電圧より小のとき第２モードを選択し、
第２モードではコンデンサ４に充電されたエネルギがバ
ッテリ１に回生される。図５に示すφ１およびφ２の信
号は制御手段からＦＥＴであるＱ１〜Ｑ４のゲートへ所
定の周期で出力される。
ト信号のタイムチャートである。図５を参照しつつ、本
発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源回路にお
ける図１〜図４に示す各動作を以下に説明する。図５に
示す第１モードと第２モードの切換えは、上記制御手段
がバッテリ１およびバッテリ４の各電圧を検出する電圧
検出器を有し、これらの電圧の検出結果、該制御手段
は、バッテリ１の電圧がコンデンサ４の電圧より大のと
き第１モードを選択し、第１モードではバッテリ１のエ
ネルギがコンデンサ４に充電され、バッテリ１の電圧が
コンデンサ４の電圧より小のとき第２モードを選択し、
第２モードではコンデンサ４に充電されたエネルギがバ
ッテリ１に回生される。図５に示すφ１およびφ２の信
号は制御手段からＦＥＴであるＱ１〜Ｑ４のゲートへ所
定の周期で出力される。
【００１３】図１を用いて、本発明の直流電源回路にお
ける電源、すなわちバッテリ１からコイルＬにエネルギ
を蓄える動作を説明し、図２を用いて、本発明の直流電
源回路におけるコイルＬに蓄えられたエネルギを負荷３
に供給する動作を説明する。図５の第１モードに示すよ
うに、φ１の信号がＱ１とＱ３のゲートソース間に、φ
２の信号がＱ２とＱ４のゲートソース間に印加される。
したがって、時刻ｔ１−ｔ２間、ｔ４−ｔ５間間および
ｔ７−ｔ８間では、Ｑ１とＱ３がオン、Ｑ２とＱ４がオ
フとなり、バッテリ１からのエネルギがコイルＬに蓄え
られる。次いで、時刻ｔ２−ｔ３間、ｔ５−ｔ６間およ
びｔ８−ｔ９間では、Ｑ１とＱ３がオフ、Ｑ２とＱ４が
オンとなり、コイルＬに蓄えられたエネルギが負荷３に
供給される。また、φ１信号およびφ２信号のデューテ
ィ比を可変することにより、バッテリ１からコンデンサ
４への電圧の昇圧／降圧の度合いが決定される。
ける電源、すなわちバッテリ１からコイルＬにエネルギ
を蓄える動作を説明し、図２を用いて、本発明の直流電
源回路におけるコイルＬに蓄えられたエネルギを負荷３
に供給する動作を説明する。図５の第１モードに示すよ
うに、φ１の信号がＱ１とＱ３のゲートソース間に、φ
２の信号がＱ２とＱ４のゲートソース間に印加される。
したがって、時刻ｔ１−ｔ２間、ｔ４−ｔ５間間および
ｔ７−ｔ８間では、Ｑ１とＱ３がオン、Ｑ２とＱ４がオ
フとなり、バッテリ１からのエネルギがコイルＬに蓄え
られる。次いで、時刻ｔ２−ｔ３間、ｔ５−ｔ６間およ
びｔ８−ｔ９間では、Ｑ１とＱ３がオフ、Ｑ２とＱ４が
オンとなり、コイルＬに蓄えられたエネルギが負荷３に
供給される。また、φ１信号およびφ２信号のデューテ
ィ比を可変することにより、バッテリ１からコンデンサ
４への電圧の昇圧／降圧の度合いが決定される。
【００１４】図３を用いて、本発明の直流電源回路にお
けるコンデンサ４に蓄えられたエネルギをコイルＬに送
電する動作を説明し、図４を用いて、本発明の直流電源
回路におけるコイルＬに送電されたエネルギを電源、す
なわちバッテリ１に回生する動作を説明する。図５の第
２モードに示すように、φ１の信号がＱ１とＱ３のゲー
トソース間に、φ２の信号がＱ２とＱ４のゲートソース
間に印加される。したがって、時刻ｔ１１−ｔ１２間、
ｔ１４−ｔ１５間およびｔ１７−ｔ１８間では、Ｑ２と
Ｑ４がオン、Ｑ１とＱ３がオフとなり、コンデンサ４に
蓄えられたエネルギがコイルＬに送電される。次いで、
時刻ｔ１２−ｔ１３間、ｔ１５−ｔ１６間およびｔ１８
−ｔ１９間では、Ｑ１とＱ３がオン、Ｑ２とＱ４がオフ
となり、コイルＬに送電されたエネルギがバッテリ１に
回生される。また、φ１信号およびφ２信号のデューテ
ィ比を可変することにより、コンデンサ４からバッテリ
１への電圧の昇圧／降圧の度合いが決定される。
けるコンデンサ４に蓄えられたエネルギをコイルＬに送
電する動作を説明し、図４を用いて、本発明の直流電源
回路におけるコイルＬに送電されたエネルギを電源、す
なわちバッテリ１に回生する動作を説明する。図５の第
２モードに示すように、φ１の信号がＱ１とＱ３のゲー
トソース間に、φ２の信号がＱ２とＱ４のゲートソース
間に印加される。したがって、時刻ｔ１１−ｔ１２間、
ｔ１４−ｔ１５間およびｔ１７−ｔ１８間では、Ｑ２と
Ｑ４がオン、Ｑ１とＱ３がオフとなり、コンデンサ４に
蓄えられたエネルギがコイルＬに送電される。次いで、
時刻ｔ１２−ｔ１３間、ｔ１５−ｔ１６間およびｔ１８
−ｔ１９間では、Ｑ１とＱ３がオン、Ｑ２とＱ４がオフ
となり、コイルＬに送電されたエネルギがバッテリ１に
回生される。また、φ１信号およびφ２信号のデューテ
ィ比を可変することにより、コンデンサ４からバッテリ
１への電圧の昇圧／降圧の度合いが決定される。
【００１５】上述したように、コイルＬに流れる電流を
タイムシェアリングで制御することにより、電源、すな
わちバッテリ１から負荷３への充電とコンデンサ４から
バッテリ１への回生を実現するとともに、バッテリ１と
負荷３との間の直流的な経路がなくなるので、バッテリ
４の電圧降下によるコイルＬやＦＥＴの焼損を防止でき
る。
タイムシェアリングで制御することにより、電源、すな
わちバッテリ１から負荷３への充電とコンデンサ４から
バッテリ１への回生を実現するとともに、バッテリ１と
負荷３との間の直流的な経路がなくなるので、バッテリ
４の電圧降下によるコイルＬやＦＥＴの焼損を防止でき
る。
【００１６】また、図１〜図４に示す本発明による直流
電源回路は逆流防止用のダイオードの代わりにＱ１、Ｑ
４のＭＯＳＦＥＴを用いている。それゆえ、ボディダイ
オードとも呼ばれているＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオード
の順方向電圧損失は通常使用されるダイオードの順方向
電圧損失より極めて小さいので、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の送電効率が向上する。
電源回路は逆流防止用のダイオードの代わりにＱ１、Ｑ
４のＭＯＳＦＥＴを用いている。それゆえ、ボディダイ
オードとも呼ばれているＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオード
の順方向電圧損失は通常使用されるダイオードの順方向
電圧損失より極めて小さいので、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の送電効率が向上する。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
素子の焼損を防止し、かつエネルギ回生可能な双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供できる。
素子の焼損を防止し、かつエネルギ回生可能な双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供できる。
【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電
源回路における電源からコイルにエネルギを蓄える動作
の説明図である。
源回路における電源からコイルにエネルギを蓄える動作
の説明図である。
【図２】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電
源回路におけるコイルに蓄えられたエネルギを負荷に供
給する動作の説明図である。
源回路におけるコイルに蓄えられたエネルギを負荷に供
給する動作の説明図である。
【図３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電
源回路におけるコンデンサに蓄えられたエネルギをコイ
ルに送電する動作の説明図である。
源回路におけるコンデンサに蓄えられたエネルギをコイ
ルに送電する動作の説明図である。
【図４】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電
源回路におけるコイルに送電されたエネルギを電源に回
生する動作の説明図である。
源回路におけるコイルに送電されたエネルギを電源に回
生する動作の説明図である。
【図５】図１〜図４に示す各ＦＥＴへのゲート信号のタ
イムチャートである。
イムチャートである。
【図６】従来技術によるＤＣ−ＤＣコンバータを用いた
直流電源回路の一例を示す図である。
直流電源回路の一例を示す図である。
１…バッテリ（直流電源）
２、１２…ＤＣ−ＤＣコンバータ
３…負荷
４…コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ１０…ＭＯＳＦＥＴ
Ｄ１０、Ｄ１１…ダイオード
Ｌ、Ｌ１０…コイル
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/00 - 3/44
B60L 1/00 - 15/00
H02J 7/00 - 7/36
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源と、コンデンサを含む該コンデ
ンサに並列接続された負荷と、の間に設けられる双方向
ＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記直流電源に並列接続される第１ＦＥＴと第２ＦＥＴ
の第１直列回路と、 前記負荷に並列接続される第３ＦＥＴと第４ＦＥＴの第
２直列回路と、前記 第１ＦＥＴと第２ＦＥＴとの接続点と前記第３ＦＥ
Ｔと第４ＦＥＴとの接続点との間に設けられたインダク
タンスと、前記電源と前記コンデンサの各電圧を検出する電圧検出
手段と、 前記電源の電圧が前記コンデンサの電圧より大の第１モ
ードのとき、前記電源に並列接続される前記第１ＦＥ
Ｔ、前記インダクタンスおよび前記第３ＦＥＴの第１直
列接続回路に 前記直流電源のエネルギを通電してはその
ときに前記インダクタンスに蓄えられたエネルギを前記
負荷に並列接続される前記第２ＦＥＴ、前記インダクタ
ンスおよび前記第４ＦＥＴの第２直列接続回路を経由し
て前記負荷に供給し、一方、前記電源の電圧が前記コンデンサの電圧より小の
第２モードのとき、 前記コンデンサに蓄えられたエネル
ギを前記直流電源に回生するように、前記第２直列接続
回路を経由して通電してはそのときに前記インダクタン
スに蓄えられたエネルギを前記第１直列接続回路を経由
して前記電源に回生するよう、前記第１ＦＥＴ、前記第
２ＦＥＴ、前記前記第３ＦＥＴおよび前記第４ＦＥＴの
各ゲートを制御する制御手段と、 を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項２】 前記制御手段は、前記第１ＦＥＴ、前記
第２ＦＥＴ、前記前記第３ＦＥＴおよび前記第４ＦＥＴ
の各ゲートをオンオフする信号のデューティ比を可変し
て、前記電源から前記コンデンサへの電圧を昇圧あるい
は降圧し、あるいは前記コンデンサから前記電源への電
圧を昇圧あるいは降圧する、請求項１に記載の双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ。
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| JP14205699A JP3402254B2 (ja) | 1999-05-21 | 1999-05-21 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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