JP2000333445A - 双方向dc−dcコンバータ - Google Patents
双方向dc−dcコンバータInfo
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- JP2000333445A JP2000333445A JP14205699A JP14205699A JP2000333445A JP 2000333445 A JP2000333445 A JP 2000333445A JP 14205699 A JP14205699 A JP 14205699A JP 14205699 A JP14205699 A JP 14205699A JP 2000333445 A JP2000333445 A JP 2000333445A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 素子の焼損を防止しかつエネルギ回生可能な
双方向DC−DCコンバータを提供する。 【解決手段】 DC−DCコンバータ2は、バッテリ1
と、コンデンサ4が並列接続された負荷3と、の間に設
けら、バッテリ1に並列接続されるNチャンネルMOS
FETであるQ1とQ2とが直列接続された第1直列回
路と、負荷3に並列接続されるNチャンネルMOSFE
TであるQ3とQ4とが直列接続された第2直列回路
と、Q1とQ2との接続点とQ3とQ4との接続点との
間に設けられたインダクタンスLと、バッテリ1のエネ
ルギを負荷3およびコンデンサ4に供給し、コンデンサ
4に蓄えられたエネルギをバッテリ1に回生するよう
に、Q1、Q2、Q3およびQ4の各ゲートを制御する
制御手段と、を備える。
双方向DC−DCコンバータを提供する。 【解決手段】 DC−DCコンバータ2は、バッテリ1
と、コンデンサ4が並列接続された負荷3と、の間に設
けら、バッテリ1に並列接続されるNチャンネルMOS
FETであるQ1とQ2とが直列接続された第1直列回
路と、負荷3に並列接続されるNチャンネルMOSFE
TであるQ3とQ4とが直列接続された第2直列回路
と、Q1とQ2との接続点とQ3とQ4との接続点との
間に設けられたインダクタンスLと、バッテリ1のエネ
ルギを負荷3およびコンデンサ4に供給し、コンデンサ
4に蓄えられたエネルギをバッテリ1に回生するよう
に、Q1、Q2、Q3およびQ4の各ゲートを制御する
制御手段と、を備える。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は双方向DC−DCコ
ンバータに関する。
ンバータに関する。
【0002】
【従来の技術】DC−DCコンバータは、通常、直流電
源回路において、直流電源の電圧とは異なる電圧を要求
される場合に使用される。図6は従来技術によるDC−
DCコンバータを用いた直流電源回路の一例を示す図で
ある。バッテリ1の直流電源にDC−DCコンバータ1
2を介して負荷3が接続されている。負荷3にはコンデ
ンサ4が並列接続されている。DC−DCコンバータ1
2は、T形回路を形成し、コイルL10とダイオードD
10の直列回路の両端がバッテリ1と負荷3の各正電位
側に接続され、コイルL10とダイオードD10の接続
点とグラウンドとの間に符号Q10で示すNチャンネル
MOSFETが接続されている。FETであるQ10の
ソースとドレイン間にはFET内蔵のダイオードより応
答性の速いダイオードD11が接続されている。バッテ
リ1と負荷3の各負電位側はグラウンドに接続されてい
る。また、DC−DCコンバータ12には、Q10のゲ
ートにQ10を所定の周期でオンオフする信号を供給す
る制御回路(図示せず)が設けられている。
源回路において、直流電源の電圧とは異なる電圧を要求
される場合に使用される。図6は従来技術によるDC−
DCコンバータを用いた直流電源回路の一例を示す図で
ある。バッテリ1の直流電源にDC−DCコンバータ1
2を介して負荷3が接続されている。負荷3にはコンデ
ンサ4が並列接続されている。DC−DCコンバータ1
2は、T形回路を形成し、コイルL10とダイオードD
10の直列回路の両端がバッテリ1と負荷3の各正電位
側に接続され、コイルL10とダイオードD10の接続
点とグラウンドとの間に符号Q10で示すNチャンネル
MOSFETが接続されている。FETであるQ10の
ソースとドレイン間にはFET内蔵のダイオードより応
答性の速いダイオードD11が接続されている。バッテ
リ1と負荷3の各負電位側はグラウンドに接続されてい
る。また、DC−DCコンバータ12には、Q10のゲ
ートにQ10を所定の周期でオンオフする信号を供給す
る制御回路(図示せず)が設けられている。
【0003】Q10をオンにしたとき、バッテリ1から
コイルL10にエネルギが蓄えられ、Q10をオフにし
たとき、コイルL10に蓄えられたエネルギがダイオー
ドD10、D11を通って負荷3とコンデンサ4に供給
される。バッテリ1の電圧からコンデンサ4の電圧への
変換はQ10のゲート信号のデューティ比で決定され
る。すなわち、デューティ比が大程、バッテリ1の電圧
に対するコンデンサ4の電圧の比が大となる。
コイルL10にエネルギが蓄えられ、Q10をオフにし
たとき、コイルL10に蓄えられたエネルギがダイオー
ドD10、D11を通って負荷3とコンデンサ4に供給
される。バッテリ1の電圧からコンデンサ4の電圧への
変換はQ10のゲート信号のデューティ比で決定され
る。すなわち、デューティ比が大程、バッテリ1の電圧
に対するコンデンサ4の電圧の比が大となる。
【0004】図6に示す従来技術による直流電源回路
は、逆流防止用のダイオードD10の順方向電圧損失が
下式にように発生し送電効率が悪いという問題がある。 PDi=IF×VF ここで、PDiはダイオードD10による順方向電圧損
失、IFは順方向接合電流、VFは順方向接合電圧を示
す。
は、逆流防止用のダイオードD10の順方向電圧損失が
下式にように発生し送電効率が悪いという問題がある。 PDi=IF×VF ここで、PDiはダイオードD10による順方向電圧損
失、IFは順方向接合電流、VFは順方向接合電圧を示
す。
【0005】また、上記直流電源回路はダイオードD1
0のためコンデンサ4に蓄えられたエネルギをバッテリ
1に回生することができない回路構成となっている。特
開平10−14222号公報に開示されたDC−DCコ
ンバータはエネルギを回生する回路構成を提案してい
る。
0のためコンデンサ4に蓄えられたエネルギをバッテリ
1に回生することができない回路構成となっている。特
開平10−14222号公報に開示されたDC−DCコ
ンバータはエネルギを回生する回路構成を提案してい
る。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記特
開平10−14222号公報に開示されたDC−DCコ
ンバータは、図6に示す従来技術による直流電源回路と
同様、図6に示すQ10がオフのとき、直流電源から負
荷に向かう経路が直線的になっているために、何らかの
原因で負荷電圧が下がると大電流が上記直線経路上のコ
イルL10とダイオードD10に流れ、これらを焼損す
るという問題がある。
開平10−14222号公報に開示されたDC−DCコ
ンバータは、図6に示す従来技術による直流電源回路と
同様、図6に示すQ10がオフのとき、直流電源から負
荷に向かう経路が直線的になっているために、何らかの
原因で負荷電圧が下がると大電流が上記直線経路上のコ
イルL10とダイオードD10に流れ、これらを焼損す
るという問題がある。
【0007】それゆえ、本発明は上記問題を解決し、素
子の焼損を発生させずかつエネルギ回生可能な双方向D
C−DCコンバータを提供することを目的とする。
子の焼損を発生させずかつエネルギ回生可能な双方向D
C−DCコンバータを提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決する本発
明による双方向コンバータは、直流電源と、コンデンサ
を含む負荷と、の間に設けられる双方向DC−DCコン
バータであって、前記直流電源に並列接続される第1F
ETと第2FETの第1直列回路と、前記負荷に並列接
続される第3FETと第4FETの第2直列回路と、第
1FETと第2FETとの接続点と第3FETと第4F
ETとの接続点との間に設けられたインダクタンスと、
前記直流電源のエネルギを前記負荷に供給し、かつ前記
コンデンサに蓄えられたエネルギを前記直流電源に回生
するように、前記第1FET、前記第2FET、前記第
3FETおよび前記第4FETの各ゲートを制御する制
御手段と、を備えたことを特徴とする。
明による双方向コンバータは、直流電源と、コンデンサ
を含む負荷と、の間に設けられる双方向DC−DCコン
バータであって、前記直流電源に並列接続される第1F
ETと第2FETの第1直列回路と、前記負荷に並列接
続される第3FETと第4FETの第2直列回路と、第
1FETと第2FETとの接続点と第3FETと第4F
ETとの接続点との間に設けられたインダクタンスと、
前記直流電源のエネルギを前記負荷に供給し、かつ前記
コンデンサに蓄えられたエネルギを前記直流電源に回生
するように、前記第1FET、前記第2FET、前記第
3FETおよび前記第4FETの各ゲートを制御する制
御手段と、を備えたことを特徴とする。
【0009】上記構成により、素子の焼損を防止し、か
つエネルギ回生可能な双方向DC−DCコンバータを提
供する。
つエネルギ回生可能な双方向DC−DCコンバータを提
供する。
【0010】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しつつ本発
明の実施の形態を詳細に説明する。図1は本発明のDC
−DCコンバータを用いた直流電源回路における電源か
らコイルにエネルギを蓄える動作の説明図であり、図2
は本発明のDC−DCコンバータを用いた直流電源回路
におけるコイルに蓄えられたエネルギを負荷に供給する
動作の説明図であり、図3は本発明のDC−DCコンバ
ータを用いた直流電源回路におけるコンデンサに蓄えら
れたエネルギをコイルに送電する動作の説明図であり、
図4は本発明のDC−DCコンバータを用いた直流電源
回路におけるコイルに送電されたエネルギを電源に回生
する動作の説明図である。
明の実施の形態を詳細に説明する。図1は本発明のDC
−DCコンバータを用いた直流電源回路における電源か
らコイルにエネルギを蓄える動作の説明図であり、図2
は本発明のDC−DCコンバータを用いた直流電源回路
におけるコイルに蓄えられたエネルギを負荷に供給する
動作の説明図であり、図3は本発明のDC−DCコンバ
ータを用いた直流電源回路におけるコンデンサに蓄えら
れたエネルギをコイルに送電する動作の説明図であり、
図4は本発明のDC−DCコンバータを用いた直流電源
回路におけるコイルに送電されたエネルギを電源に回生
する動作の説明図である。
【0011】図1〜図4に示すように、本発明のDC−
DCコンバータ2は、バッテリ1と、コンデンサ4が並
列接続された負荷3と、の間に設けられている。DC−
DCコンバータ2は、バッテリ1に並列接続される、N
チャンネルMOSFETであるQ1とQ2とが直列接続
された第1直列回路と、負荷3に並列接続される、Nチ
ャンネルMOSFETであるQ3とQ4とが直列接続さ
れた第2直列回路と、Q1とQ2との接続点とQ3とQ
4との接続点との間に設けられたインダクタンスLと、
バッテリ1のエネルギを負荷3およびコンデンサ4に供
給し、コンデンサ4に蓄えられたエネルギをバッテリ1
に回生するように、Q1、Q2、Q3およびQ4の各ゲ
ートを制御する制御手段(図示せず)と、を備える。
DCコンバータ2は、バッテリ1と、コンデンサ4が並
列接続された負荷3と、の間に設けられている。DC−
DCコンバータ2は、バッテリ1に並列接続される、N
チャンネルMOSFETであるQ1とQ2とが直列接続
された第1直列回路と、負荷3に並列接続される、Nチ
ャンネルMOSFETであるQ3とQ4とが直列接続さ
れた第2直列回路と、Q1とQ2との接続点とQ3とQ
4との接続点との間に設けられたインダクタンスLと、
バッテリ1のエネルギを負荷3およびコンデンサ4に供
給し、コンデンサ4に蓄えられたエネルギをバッテリ1
に回生するように、Q1、Q2、Q3およびQ4の各ゲ
ートを制御する制御手段(図示せず)と、を備える。
【0012】図5は図1〜図4に示す各FETへのゲー
ト信号のタイムチャートである。図5を参照しつつ、本
発明のDC−DCコンバータを用いた直流電源回路にお
ける図1〜図4に示す各動作を以下に説明する。図5に
示す第1モードと第2モードの切換えは、上記制御手段
がバッテリ1およびバッテリ4の各電圧を検出する電圧
検出器を有し、これらの電圧の検出結果、該制御手段
は、バッテリ1の電圧がコンデンサ4の電圧より大のと
き第1モードを選択し、第1モードではバッテリ1のエ
ネルギがコンデンサ4に充電され、バッテリ1の電圧が
コンデンサ4の電圧より小のとき第2モードを選択し、
第2モードではコンデンサ4に充電されたエネルギがバ
ッテリ1に回生される。図5に示すφ1およびφ2の信
号は制御手段からFETであるQ1〜Q4のゲートへ所
定の周期で出力される。
ト信号のタイムチャートである。図5を参照しつつ、本
発明のDC−DCコンバータを用いた直流電源回路にお
ける図1〜図4に示す各動作を以下に説明する。図5に
示す第1モードと第2モードの切換えは、上記制御手段
がバッテリ1およびバッテリ4の各電圧を検出する電圧
検出器を有し、これらの電圧の検出結果、該制御手段
は、バッテリ1の電圧がコンデンサ4の電圧より大のと
き第1モードを選択し、第1モードではバッテリ1のエ
ネルギがコンデンサ4に充電され、バッテリ1の電圧が
コンデンサ4の電圧より小のとき第2モードを選択し、
第2モードではコンデンサ4に充電されたエネルギがバ
ッテリ1に回生される。図5に示すφ1およびφ2の信
号は制御手段からFETであるQ1〜Q4のゲートへ所
定の周期で出力される。
【0013】図1を用いて、本発明の直流電源回路にお
ける電源、すなわちバッテリ1からコイルLにエネルギ
を蓄える動作を説明し、図2を用いて、本発明の直流電
源回路におけるコイルLに蓄えられたエネルギを負荷3
に供給する動作を説明する。図5の第1モードに示すよ
うに、φ1の信号がQ1とQ3のゲートソース間に、φ
2の信号がQ2とQ4のゲートソース間に印加される。
したがって、時刻t1−t2間、t4−t5間間および
t7−t8間では、Q1とQ3がオン、Q2とQ4がオ
フとなり、バッテリ1からのエネルギがコイルLに蓄え
られる。次いで、時刻t2−t3間、t5−t6間およ
びt8−t9間では、Q1とQ3がオフ、Q2とQ4が
オンとなり、コイルLに蓄えられたエネルギが負荷3に
供給される。また、φ1信号およびφ2信号のデューテ
ィ比を可変することにより、バッテリ1からコンデンサ
4への電圧の昇圧/降圧の度合いが決定される。
ける電源、すなわちバッテリ1からコイルLにエネルギ
を蓄える動作を説明し、図2を用いて、本発明の直流電
源回路におけるコイルLに蓄えられたエネルギを負荷3
に供給する動作を説明する。図5の第1モードに示すよ
うに、φ1の信号がQ1とQ3のゲートソース間に、φ
2の信号がQ2とQ4のゲートソース間に印加される。
したがって、時刻t1−t2間、t4−t5間間および
t7−t8間では、Q1とQ3がオン、Q2とQ4がオ
フとなり、バッテリ1からのエネルギがコイルLに蓄え
られる。次いで、時刻t2−t3間、t5−t6間およ
びt8−t9間では、Q1とQ3がオフ、Q2とQ4が
オンとなり、コイルLに蓄えられたエネルギが負荷3に
供給される。また、φ1信号およびφ2信号のデューテ
ィ比を可変することにより、バッテリ1からコンデンサ
4への電圧の昇圧/降圧の度合いが決定される。
【0014】図3を用いて、本発明の直流電源回路にお
けるコンデンサ4に蓄えられたエネルギをコイルLに送
電する動作を説明し、図4を用いて、本発明の直流電源
回路におけるコイルLに送電されたエネルギを電源、す
なわちバッテリ1に回生する動作を説明する。図5の第
2モードに示すように、φ1の信号がQ1とQ3のゲー
トソース間に、φ2の信号がQ2とQ4のゲートソース
間に印加される。したがって、時刻t11−t12間、
t14−t15間およびt17−t18間では、Q2と
Q4がオン、Q1とQ3がオフとなり、コンデンサ4に
蓄えられたエネルギがコイルLに送電される。次いで、
時刻t12−t13間、t15−t16間およびt18
−t19間では、Q1とQ3がオン、Q2とQ4がオフ
となり、コイルLに送電されたエネルギがバッテリ1に
回生される。また、φ1信号およびφ2信号のデューテ
ィ比を可変することにより、コンデンサ4からバッテリ
1への電圧の昇圧/降圧の度合いが決定される。
けるコンデンサ4に蓄えられたエネルギをコイルLに送
電する動作を説明し、図4を用いて、本発明の直流電源
回路におけるコイルLに送電されたエネルギを電源、す
なわちバッテリ1に回生する動作を説明する。図5の第
2モードに示すように、φ1の信号がQ1とQ3のゲー
トソース間に、φ2の信号がQ2とQ4のゲートソース
間に印加される。したがって、時刻t11−t12間、
t14−t15間およびt17−t18間では、Q2と
Q4がオン、Q1とQ3がオフとなり、コンデンサ4に
蓄えられたエネルギがコイルLに送電される。次いで、
時刻t12−t13間、t15−t16間およびt18
−t19間では、Q1とQ3がオン、Q2とQ4がオフ
となり、コイルLに送電されたエネルギがバッテリ1に
回生される。また、φ1信号およびφ2信号のデューテ
ィ比を可変することにより、コンデンサ4からバッテリ
1への電圧の昇圧/降圧の度合いが決定される。
【0015】上述したように、コイルLに流れる電流を
タイムシェアリングで制御することにより、電源、すな
わちバッテリ1から負荷3への充電とコンデンサ4から
バッテリ1への回生を実現するとともに、バッテリ1と
負荷3との間の直流的な経路がなくなるので、バッテリ
4の電圧降下によるコイルLやFETの焼損を防止でき
る。
タイムシェアリングで制御することにより、電源、すな
わちバッテリ1から負荷3への充電とコンデンサ4から
バッテリ1への回生を実現するとともに、バッテリ1と
負荷3との間の直流的な経路がなくなるので、バッテリ
4の電圧降下によるコイルLやFETの焼損を防止でき
る。
【0016】また、図1〜図4に示す本発明による直流
電源回路は逆流防止用のダイオードの代わりにQ1、Q
4のMOSFETを用いている。それゆえ、ボディダイ
オードとも呼ばれているMOSFETの内蔵ダイオード
の順方向電圧損失は通常使用されるダイオードの順方向
電圧損失より極めて小さいので、DC−DCコンバータ
の送電効率が向上する。
電源回路は逆流防止用のダイオードの代わりにQ1、Q
4のMOSFETを用いている。それゆえ、ボディダイ
オードとも呼ばれているMOSFETの内蔵ダイオード
の順方向電圧損失は通常使用されるダイオードの順方向
電圧損失より極めて小さいので、DC−DCコンバータ
の送電効率が向上する。
【0017】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
素子の焼損を防止し、かつエネルギ回生可能な双方向D
C−DCコンバータを提供できる。
素子の焼損を防止し、かつエネルギ回生可能な双方向D
C−DCコンバータを提供できる。
【図1】本発明のDC−DCコンバータを用いた直流電
源回路における電源からコイルにエネルギを蓄える動作
の説明図である。
源回路における電源からコイルにエネルギを蓄える動作
の説明図である。
【図2】本発明のDC−DCコンバータを用いた直流電
源回路におけるコイルに蓄えられたエネルギを負荷に供
給する動作の説明図である。
源回路におけるコイルに蓄えられたエネルギを負荷に供
給する動作の説明図である。
【図3】本発明のDC−DCコンバータを用いた直流電
源回路におけるコンデンサに蓄えられたエネルギをコイ
ルに送電する動作の説明図である。
源回路におけるコンデンサに蓄えられたエネルギをコイ
ルに送電する動作の説明図である。
【図4】本発明のDC−DCコンバータを用いた直流電
源回路におけるコイルに送電されたエネルギを電源に回
生する動作の説明図である。
源回路におけるコイルに送電されたエネルギを電源に回
生する動作の説明図である。
【図5】図1〜図4に示す各FETへのゲート信号のタ
イムチャートである。
イムチャートである。
【図6】従来技術によるDC−DCコンバータを用いた
直流電源回路の一例を示す図である。
直流電源回路の一例を示す図である。
【符号の説明】 1…バッテリ(直流電源) 2、12…DC−DCコンバータ 3…負荷 4…コンデンサ Q1、Q2、Q3、Q4、Q10…MOSFET D10、D11…ダイオード L、L10…コイル
Claims (1)
- 【請求項1】 直流電源と、コンデンサを含む負荷と、
の間に設けられる双方向DC−DCコンバータであっ
て、 前記直流電源に並列接続される第1FETと第2FET
の第1直列回路と、 前記負荷に並列接続される第3FETと第4FETの第
2直列回路と、 第1FETと第2FETとの接続点と第3FETと第4
FETとの接続点との間に設けられたインダクタンス
と、 前記直流電源のエネルギを前記負荷に供給し、かつ前記
コンデンサに蓄えられたエネルギを前記直流電源に回生
するように、前記第1FET、前記第2FET、前記第
3FETおよび前記第4FETの各ゲートを制御する制
御手段と、を備えたことを特徴とする双方向DC−DC
コンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14205699A JP3402254B2 (ja) | 1999-05-21 | 1999-05-21 | 双方向dc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14205699A JP3402254B2 (ja) | 1999-05-21 | 1999-05-21 | 双方向dc−dcコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000333445A true JP2000333445A (ja) | 2000-11-30 |
JP3402254B2 JP3402254B2 (ja) | 2003-05-06 |
Family
ID=15306397
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14205699A Ceased JP3402254B2 (ja) | 1999-05-21 | 1999-05-21 | 双方向dc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3402254B2 (ja) |
Cited By (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JP2002271990A (ja) * | 2001-03-09 | 2002-09-20 | Tdk Corp | 系統連系インバータ |
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WO2003041250A1 (en) * | 2001-11-05 | 2003-05-15 | Shakti Systems, Inc. | Dc-dc converter with current control |
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