CN103141019B - 包括要并联或串联连接的dc电源的dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及包括要并联或串联连接的DC电源的DC-DC变换器。供电系统（5）包括第一DC电源（10）、第二DC电源（20）和具有多个开关元件（S1-S4）和电抗器（L1，L2）的电力变换器（50）。电力变换器（50）被配置成可以通过控制多个开关元件（S1-S4）而在并联连接模式和串联连接模式之间切换，在并联连接模式中，在DC电源（10，20）与电力线（PL）并联连接的情况下进行DC电压转换，在串联连接模式中，在DC电源（10，20）与电力线（PL）串联连接的情况下进行DC电压转换。所述开关元件（S1-S4）中的每个布置成既包含在第一DC电源（10）和电力线PL之间的电力变换路径中也包含在第二DC电源（20）和电力线（PL）之间的电力变换路径中。

Description

包括要并联或串联连接的DC电源的DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及一种供电系统，更具体而言，涉及用于在两个DC电源和负载之间交换电力的供电系统。

背景技术

日本专利公开No.2000-295715（以下称为PTL1）描述了一种用于电动车辆的供电系统，其中从两个DC电源向负载（车辆的驱动电动机）供电。在PTL1中，将两个电双层电容器用作DC电源。描述了提供了一种操作模式，其中将两个电双层电容器并联连接，向负载供应电力。

日本专利公开No.2008-54477（以下简称PTL2）描述了一种电压变换装置，具有多个DC电压作为输入，并输出多个DC电压。在PTL2中描述的电压变换装置中，通过切换储能模块（线圈）的端子和多个输入电势以及多个输出电势之间的连接，切换操作模式。操作模式包括并联连接两个DC电源以向负载供应电力的模式。

此外，日本专利公开No.2010-57288（以下简称PTL3）描述了电力供应装置的一种配置，包括第一和第二电力存储单元，设有用于切换电力存储单元之间的串联连接和并联连接的开关。

引用列表

专利文献

PTL1:日本专利公开No.2000-295715

PTL2:日本专利公开No.2008-54477

PTL3:日本专利公开No.2010-57288

发明内容

技术问题

在PTL1和2的配置中，能够将两个DC电源并联连接以向负载供电。不过，未考虑两个DC电源串联连接。

在PTL3的配置中，切换第一和第二电力存储单元的串联连接和并联连接，以改变要施加到控制电动机发电机的驱动的逆变器的电压。具体而言，专利文献3未考虑相对于来自串联连接或并联连接的电力存储单元的输出电压的DC电压变换功能。

因此，在根据电压命令值控制到负载的输出功率的供电系统中，可能无法有效使用PTL1到3中所述配置中的两个DC电源。

做出本发明是为了解决上述问题，其目的是提供一种包括两个DC电源的供电系统的配置，能够在控制向负载输出的电压的同时有效利用两个DC电源。

问题的解决方案

根据一方面，本发明提供了一种供电系统，包括：第一DC电源；第二DC电源；以及配置成包括多个开关元件的电力变换器。该电力变换器在第一和第二DC电源与电连接到负载的电力线之间执行DC电压变换，以便控制电力线上的输出电压。所述电力变换器被配置成可以通过控制所述多个开关元件在第一工作模式和第二工作模式之间切换，在所述第一工作模式中，在所述第一和第二DC电源与所述电力线并联电连接的情况下执行所述DC电压变换，在所述第二工作模式中，在所述第一和第二DC电源与所述电力线串联电连接的情况下执行所述DC电压变换。

优选地，所述多个开关元件包括第一到第四开关元件，所述电压变换器包括第一和第二电抗器。第一开关元件电连接于电力线和第一节点之间。第二开关元件电连接于第二节点和第一节点之间。第三开关元件电连接于第三节点和第二节点之间，第三节点电连接到第二DC电源的正端子。第四开关元件电连接于第二DC电源的负端子和第三节点之间。第一电抗器电连接于第二节点和第一DC电源的正端子之间。第二电抗器电连接于第一节点和第二DC电源的正端子之间。

更优选地，在第一工作模式中，电力变换器根据用于第一DC电源和电力线之间的DC电压变换的第一控制信号和用于第二DC电源和电力线之间的DC电压变换的第二控制信号的逻辑和，控制第一到第四开关元件的导通/关断，使得第一和第三开关元件互补地导通/关断，第二和第四开关元件互补地导通/关断。

优选地，在所述第一工作模式中，所述电力变换器控制所述第一和第二DC电源之一和所述电力线之间的所述DC电压变换，使得所述输出电压变得等于命令电压，并控制所述第一和第二DC电源中的另一个与所述电力线之间的所述DC电压变换，使得所述DC电源中的所述另一个的电流变得等于命令电流。

更优选地，在第二工作模式中，所述电力变换器根据用于串联连接的第一和第二DC电源与电力线之间的DC电压变换的控制信号，控制第一到第四开关元件的导通/关断，使得第三开关元件固定为导通，而第二和第四开关元件与第一开关元件互补地导通/关断。

优选地，在所述第二工作模式中，所述电力变换器控制串联连接的第一和第二DC电源与所述电力线之间的所述DC电压变换，使得所述输出电压变得等于命令电压。

优选地，根据用于将所述第一和第二DC电源与所述电力线并联或串联连接的控制信号与用于所述第一或第二工作模式中的所述DC电压变换的控制信号的逻辑和，控制所述多个开关元件中的每个。

优选地，多个开关元件包括这样的开关元件，该开关元件在所述第二工作模式中固定为导通以串联连接所述第一和第二DC电源，并且在所述第一工作模式中根据用于控制所述输出电压的DC电压变换的占空比而导通/关断。

优选地，多个开关元件中的至少一部分布置成包括在第一工作模式中形成于第一DC电源和电力线之间的第一电力变换路径以及第一工作模式中形成于第二DC电源和电力线之间的第二电力变换路径中。

更优选地，在第一工作模式中，根据用于第一DC电源和电力线之间的DC电压变换的第一控制信号和用于第二DC电源和电力线之间的DC电压变换的第二控制信号的逻辑和，导通/关断所述开关元件中的至少一部分。在第二工作模式中所述开关元件中的至少一部分被分类为：固定为导通以串联连接所述第一和第二DC电源的开关元件；以及根据用于控制所述输出电压的DC电压变换的占空比导通/关断的开关元件。

优选地，所述第一和第二DC电源具有彼此不同的额定输出电压。或者，所述第一和第二DC电源具有彼此不同的输出能量密度和彼此不同的输出功率密度。

发明的有利效果

根据本发明，通过控制多个开关元件，能够在DC电压变换在两个串联连接的DC电源和负载之间执行的工作模式（串联连接模式）和DC电压变换在两个并联连接的DC电源和负载之间执行的工作模式（并联连接模式）之间切换。通过在串联连接模式和并联连接模式之间切换，能够控制输出给负载的电压的同时，考虑到供电系统的效率和输出电力的安全性而有效利用两个DC电源。

附图说明

[图1]图1是示出了根据本发明实施例的供电系统的示例性配置的电路图。

[图2]图2示出了普通升压断路器电路的配置。

[图3]图3包括示出了图2所示升压断路器电路的工作的电路图。

[图4]图4包括示出了并联连接模式中的第一电路操作的电路图。

[图5]图5包括示出了并联连接模式中的第二电路操作的电路图。

[图6]图6包括电路图，示出了在图4所示的电路操作时用于电抗器的再循环路径。

[图7]图7包括电路图，示出了在图5所示的电路操作时用于电抗器的再循环路径。

[图8]图8包括电路图，示出了串联连接模式中的电路操作。

[图9]图9包括电路图，示出了在图8所示的电路操作时用于电抗器的再循环路径。

[图10]图10包括电路图，示出了在并联连接模式中用于第一DC电源的DC电压变换（升压操作）。

[图11]图11包括电路图，示出了在并联连接模式中用于第二DC电源的DC电压变换（升压操作）。

[图12]图12包括电路图，示出了在串联连接模式中的DC电压变换（升压操作）。

[图13]图13是方框图，示出了在并联连接模式中从负载侧看到的等效电路。

[图14]图14是表示用于控制第一电源的示例性操作的波形图。

[图15]图15是表示用于控制第二电源的示例性操作的波形图。

[图16]图16示出了使电源用作电压源的控制块的示例性配置。

[图17]图17示出了使电源用作电流源的控制块的示例性配置。

[图18]图18是示出了并联连接模式中各种控制数据的设置的表格。

[图19]图19是方框图，示出了在串联连接模式中从负载侧看到的等效电路。

[图20]图20是表示串联连接模式中示例性控制操作的波形图。

[图21]图21示出了串联连接模式中电源控制块的示例性配置。

[图22]图22是示出了串联连接模式中各种控制数据的设置的表格。

[图23]图23是电路图，示出了应用了根据本发明实施例的供电系统的供电系统的示例性配置。

[图24]图24是示出了图23所示供电系统中并联连接模式下示例性控制操作的波形图。

[图25]图25是示出了图23所示供电系统中串联连接模式下示例性控制操作的波形图。

[图26]图26是电路图，示出了根据本发明实施例的修改的供电系统的示例性配置。

[图27]图27是电路图，示出了图26所示供电系统中结合的桥式变换器的配置。

[图28]图28是示出了桥式变换器的直接电压升/降模式中切换操作的表格。

[图29]图29是示出了桥式变换器的间接电压升/降模式中切换操作的表格。

[图30]图30是示出了根据本发明实施例的修改的供电系统中工作状态控制（dutycontrol）的波形图。

[图31]图31是示出了根据本发明实施例的修改的供电系统的直接电压升/降模式中并联连接模式下开关元件的导通/关断控制的表格。

[图32]图32是示出了根据本发明实施例的修改的供电系统的直接电压升/降模式中串联连接模式下开关元件的导通/关断控制的表格。

[图33]图33是示出了根据本发明实施例的修改的供电系统的间接电压升/降模式中并联连接模式下开关元件的导通/关断控制的表格。

[图34]图34是示出了根据本发明实施例的修改的供电系统的间接电压升/降模式中串联连接模式下开关元件的导通/关断控制的表格。

具体实施方式

在下文中将参考附图详细描述本发明的实施例。在附图中，用相同的附图标记表示相同或对应部分，基本不会重复其描述。

(电路配置)

图1是电路图，示出了根据本发明实施例的供电系统的示例性配置。

参考图1，供电系统5包括DC电源10和20、负载30和电力变换器50。在本实施例中，例如，由诸如锂离子二次电池或镍氢电池的二次电池形成DC电源10。另一方面，由输出特性优异的DC电压源元件，例如电双层电容器或锂离子电容器，形成DC电源20。DC电源10和20分别对应于“第一DC电源”和“第二DC电源”。

电力变换器50连接在DC电源10和20与负载30之间。电力变换器50被配置成根据电压命令值，控制连接到负载30的电力线PL上的DC电压（在下文中也称为输出电压Vo）。

负载30用于接收电力变换器50的输出电压Vo。将输出电压Vo的电压命令值设置为适于负载30工作的值。可以根据负载30的状态，可变地设置电压命令值。负载30可以被配置成能够产生充电电力，对DC电源10和20充电。

电力变换器50包括功率半导体开关元件S1到S4，以及电抗器L1和L2。在本实施例中，作为功率半导体开关元件（这里以后也简称为“开关元件”），可以使用IGBT（绝缘栅双极性晶体管）、功率MOS（金属氧化物半导体）晶体管或功率双极性晶体管。对于开关元件S1到S4，布置反平行的二极管D1到D4。此外，可以响应于未示出的控制信号对开关元件S1到S4进行导通/关断控制。

开关元件S1电连接于电力线PL和节点N1之间。电抗器L2连接于节点N1和DC电源20的正端子之间。开关元件S2电连接于节点N1和N2之间。电抗器L1连接于节点N2和DC电源10的正端子之间。开关元件S3电连接于节点N2和N3之间。开关元件S4电连接于节点N3和地线GL之间。地线GL电连接到负载30和DC电源10的负端子。

图1中所示的电力变换器50被配置成包括针对DC电源10和20的每个的升压断路器电路。

图2示出了普通升压断路器电路的配置。

参考图2，升压断路器电路CHP具有上臂开关元件Su（在下文中也称为上臂元件）、下臂开关元件Sl（在下文中也称为下臂元件）和电抗器L。

电抗器L电连接到上臂元件Su和下臂元件Sl之间的节点以及DC电源PS的正端子。上臂元件Su和下臂元件Sl串联连接在电力线PL和地线GL之间。在升压断路器电路CHP中，交替提供上臂元件Su的导通周期（下臂元件Sl关断）和下臂元件Sl的导通周期（上臂元件Su关断）。

如图3的（a）所示，在下臂元件Sl的导通周期中，形成通过DC电源PS-电抗器L-开关元件Sl的电流路径101。于是，在电抗器L中存储了能量。

另一方面，如图3的（b）所示，在下臂元件Sl关断的上臂元件Su的导通周期中，形成通过DC电源PS-电抗器L-上臂元件Su-负载LD的电流路径102。因此，向负载LD供应下臂元件Sl导通周期期间在电抗器L中存储的能量和来自DC电源PS的能量。因此，使得向负载LD输出的电压高于DC电源PS的输出电压。

此外，由于在下臂元件Sl的关断周期中上臂元件Su导通，可以与负载LD双向交换电力。具体而言，有可能从负载LD接收再生电流，同时控制输出电压Vo，而不需要相对于电力变换器50和负载LD之间电流方向进行控制切换。

已知由下面的等式（1），利用DC电源PS的电压Vi、对负载LD的输出电压VH和下臂元件的占空比DT，表达升压断路器电路CHP的电压变换比（升压比）。在这里，由下臂元件的导通周期与切换周期的比值定义占空比DT，在所述切换周期中交替导通/关断上臂元件和下臂元件。

VH=1/(1-DT)xVi...(1)

电力变换器50的特征在于，通过开关元件S1到S4的控制，在并联连接模式和串联连接模式之间切换它，在并联连接模式中，并联连接的DC电源10和20向/从负载30交换电力，在串联连接模式中，串联连接的DC电源10和20向/从负载30交换电力。

在并联连接模式中，在DC电源10和20并联连接的情况下执行用于控制电力线PL的输出电压Vo的DC电压变换。在串联连接模式中，在DC电源10和20串联连接的情况下执行用于控制电力线PL的输出电压Vo的DC电压变换。并联连接模式对应于“第一操作模式”，串联连接模式对应于“第二连接模式”。

(每种操作模式中的基本电路操作)

将描述电力变换器50的每种操作模式中的基本电路操作。首先，将描述电力变换器50并联连接模式中的操作。

再次参考图1，在DC电源10和电力线PL之间，提供第一升压断路器电路，其具有由开关元件S1和S2形成的图2的上臂元件Su和由开关元件S3和S4形成的图2的下臂元件Sl。

类似地，在DC电源20和电力线PL之间，提供第二升压断路器电路，其具有由开关元件S2和S3形成的图2的下臂元件Sl和由开关元件S1和S4形成的图2的上臂元件Su。

通过这种方式，第一和第二升压断路器电路都是由开关元件S1到S4形成的。换言之，能够理解，开关元件S1到S4中的每个都设置成包含在由第一升压断路器电路实现的电源10和电力线PL的电力转换路径中，和由第二断路器电路实现的DC电源20和电力线PL之间的电力转换路径中。

如图4和5所示，通过导通开关元件S4或S2，能够将DC电源10和20与电力线PL并联连接。在这里，在并联连接模式中，等效电路将根据DC电源10的电压V[1］和DC电源20的电压V[2］哪个更高而不同。

如在图4的（a）所示，在V[2］>V[1］时，通过导通开关元件S4，DC电源10和20通过开关元件S2和S3并联连接。此时等效电路如图4的（b）处所示。

参考图4的（b），在DC电源10和电力线PL之间，通过开关元件S3的导通/关断控制，可以交替形成图3（a）和（b）所示的下臂元件导通周期和上臂元件导通周期。类似地，在DC电源20和电力线PL之间，通过开关元件S2和S3的共同导通/关断控制，可以交替形成图3的（a）和（b）所示的下臂元件导通周期和上臂元件导通周期。开关元件S1用作控制从负载30的再生的开关。

另一方面，如在图5的（a）所示，在V[1］>V[2］时，通过导通开关元件S2，DC电源10和20通过开关元件S3和S4并联连接。此时等效电路如图5的（b）所示。

参考图5的（b），在DC电源20和电力线PL之间，通过开关元件S3的导通/关断控制，可以交替形成图3（a）和（b）所示的下臂元件导通周期和上臂元件导通周期。类似地，在DC电源10和电力线PL之间，通过开关元件S3和S4的共同导通/关断控制，可以交替形成图3的（a）和（b）所示的下臂元件导通周期和上臂元件导通周期。开关元件S1用作控制从负载30的再生的开关。

在图4和5所示的电路操作中，在任何情况下都必须提供用于释放电抗器L1和L2中所存能量的路径。这样做的理由是，在通过开关元件串联连接不同电流流经的电抗器时，存储的能量和电流之间的关系发生矛盾，可能导致产生火花，最终导致电路损坏。因此，必须要始终提供再循环路径，用于释放电路中电抗器L1和L2中存储的能量。

图6示出了在图4所示电路操作时用于电抗器的再循环路径（并联连接模式，V[2］>V[1］）。图6（a）示出了用于电抗器L1的再循环路径和图6（b）示出了用于电抗器L2的再循环路径。

参考图6的（a），在图4的（b）所示的等效电路中，可以通过电流路径102对电力运转状态中电抗器L1的电流再循环，电流路径102通过二极管D2和D1、电力线PL、负载30和地线GL。此外，再生状态中电抗器L1的电流可以通过经二极管D3的电流路径103再循环。通过电流路径102和103，可以释放电抗器L1中存储的能量。

参考图6的（b），在图4的（b）所示的等效电路中，可以通过电流路径104对电力运转状态中电抗器L2的电流再循环，电流路径104通过二极管D1、电力线PL、负载30和地线GL。此外，再生状态中电抗器L2的电流可以通过经二极管D3和D2的电流路径105再循环。通过电流路径104和105，可以释放电抗器L2中存储的能量。

图7示出了在图5所示电路操作时用于电抗器的再循环路径（并联连接模式，V[1］>V[2］）。图7（a）示出了用于电抗器L1的再循环路径和图7（b）示出了用于电抗器L2的再循环路径。

参考图7的（b），在图5的（b）所示的等效电路中，可以通过电流路径106对电力运转状态中电抗器L1的电流再循环，电流路径106通过二极管D1、电力线PL、负载30和地线GL。此外，再生状态中电抗器L1的电流可以通过经二极管D4和D3的电流路径107再循环。通过电流路径106和107，可以释放电抗器L1中存储的能量。

参考图7的（b），在图5的（b）处所示的等效电路中，可以通过电流路径108对电力运转状态中电抗器L2的电流再循环，电流路径108通过二极管D1、电力线PL、负载30、地线GL和二极管D4。此外，再生状态中电抗器L2的电流可以通过经二极管D3的电流路径109再循环。通过电流路径108和109，可以释放电抗器L2中存储的能量。

如上所述，在电压变换器50中，在并联连接模式操作期间的任何工作状态下，确保了释放电抗器L1和L2中存储能量的再循环路径。

接下来，参考图8和9，将描述串联连接模式中电力变换器50的工作。

如图8的（a）所示，通过固定为导通开关元件S3，可以将DC电源10和20串联连接到电力线PL。此时等效电路如图8的（b）所示。

参考图8的（b），在串联连接模式中，在串联连接的DC电源10和20和负载30之间，通过开关元件S2和S3的共同导通/关断控制，可以交替形成图3的（a）和（b）所示的下臂元件导通周期和上臂元件导通周期。开关元件S1在开关元件S2和S3的关断周期中被导通，用作控制来自负载30的再生的开关。此外，通过固定为导通的开关元件S3，等效地形成连接电抗器L1到开关元件S4的线15。

在图8所示的电路操作中，也必须提供用于释放电抗器L1和L2中所存能量的再循环路径，如参考图6和7所述。

图9示出了在图8所示的电路操作时（串联连接模式）电抗器的再循环路径。图9（a）示出了在电力运行状态下的再循环路径，图9（b）示出在再生状态下的再循环路径。

参考图9的（a），在图8的（b）处所示的等效电路中，可以通过电流路径111对电力运转状态中电抗器L1的电流再循环，电流路径111通过线15、二极管D2和D1、电力线PL、负载30和地线GL。此外，电力运行状态中电抗器L2的电流可以通过经二极管D1、电力线PL、负载30、二极管D4和线路15的电流路径112再循环。在同时导通/关断开关元件S2和S4时，同样的电流流经电抗器L1和L2，因此，没有电流流经线路15。结果，没有电流流经二极管D2和D4。

参考图9的（b），在图8的（b）所示的等效电路中，再生状态中的电抗器L1的电流可以通过经二极管D4和线路15的电流路径113而再循环。类似地，再生状态中电抗器L2的电流可以通过经二极管D2和线路15的电流路径114再循环。在同时导通/关断开关元件S2和S4时，同样的电流流经电抗器L1和L2，因此，同样的电流流经二极管D2和D4。结果，没有电流流经线路15。

如上所述，在电压变换器50中，在串联连接模式操作期间的电力运行状态和再生状态下，都确保了释放电抗器L1和L2中存储的能量的再循环路径。

在下文中，将详细描述电力变换器50进行的具体DC电压变换操作。首先，参考图10和11，将描述并联连接模式中的电压升高（升压）操作。

图10示出了并联连接模式中DC电源10的DC电压变换（升压操作）。

参考图10的（a），通过导通一对开关元件S3和S4并关断一对开关元件S1和S2，形成用于在电抗器L1中存储能量的电流路径120。于是，如在图3的（a）那样，实现了升压断路器电路的下臂元件导通的状态。

相反，参考图10的（b），通过导通一对开关元件S1和S2并关断一对开关元件S3和S4，形成了电流路径121，用于与DC电源10的能量一起输出电抗器L1中存储的能量。于是，如在图3的（b）那样，实现了升压断路器电路的上臂元件导通的状态。

通过交替重复第一周期和第二周期，交替形成图10（a）的电流路径120和图10（b）的电流路径121，在第一周期中，一对开关元件S3和S4导通，开关元件S1和S2中的至少一个关断，在第二周期中，一对开关元件S1和S2导通，开关元件S3和S4中的至少一个关断。

结果，为DC电源10形成了这样的升压断路器电路，其具有一对开关元件S1和S2作为上臂元件的等价物，一对开关元件S3和S4作为下臂元件的等价物。在图10中所示的DC电压变换操作中，没有通往DC电源20的电流循环路径，因此，DC电源10和20彼此不干扰。具体而言，可以独立地控制向DC电源10和20的电力输入/从DC电源10和20的电力输出。

在这样的DC电压变换中，下面的等式（2）表示的关系在DC电源10的电压V[1］和电力线PL的输出电压Vo之间成立。在等式（2）中，Da表示一对开关元件S3和S4导通的第一周期的占空比。

Vo=1/(1-Da)xV[1]...(2)

图11示出了并联连接模式中DC电源20的DC电压变换（升压操作）。

参考图11的（a），通过导通一对开关元件S2和S3并关断一对开关元件S1和S4，形成用于在电抗器L2中存储能量的电流路径130。于是，如在图3的（a）那样，实现了升压断路器电路的下臂元件导通的状态。

相反，参考图11的（b），通过导通一对开关元件S1和S4并关断一对开关元件S2和S3，形成了电流路径131，用于与DC电源20的能量一起输出电抗器L2中存储的能量。于是，如在图3的（b）处那样，实现了升压断路器电路的上臂元件导通的状态。

通过交替重复第一周期和第二周期，交替形成图11（a）的电流路径130和图11（b）的电流路径131，在第一周期中，一对开关元件S2和S3导通，开关元件S1和S4中的至少一个关断，在第二周期中，一对开关元件S1和S4导通，开关元件S2和S3中的至少一个关断。

结果，为DC电源20形成了这样的升压断路器电路，其具有一对开关元件S1和S4作为上臂元件的等价物，一对开关元件S2和S3作为下臂元件的等价物。在图11中所示的DC电压变换操作中，没有通往DC电源10的电流循环路径，因此，DC电源10和20彼此不干扰。具体而言，可以独立地控制向DC电源10和20的电力输入/从DC电源10和20的电力输出。

在这样的DC电压变换中，下面的等式（3）表示的关系在DC电源20的电压V[2］和电力线PL的输出电压Vo之间成立。在等式（3）中，Db表示一对开关元件S2和S3导通的第一周期的占空比。

Vo=1/(1-Db)xV[2]...(3)

接下来，参考图12，将描述串联连接模式中的DC电压变换（升压操作）。

参考图12的（a），开关元件S3固定导通，用于串联连接DC电源10和20，一对开关元件S2和S4导通，开关元件S1关断。结果，形成了用于在电抗器L1和L2中存储能量的电流路径140和141。结果，对于串联连接的DC电源10和20，如在图3（a）那样，实现了升压断路器电路的下臂元件导通的状态。

参考图12的（b），在开关元件S3固定导通的同时，与图12（a）相反，关断一对开关元件S2和S4并导通开关元件S1。于是，形成了电流路径142。通过电流路径142，向电力线PL输出来自串联连接的DC电源10和20的能量和电抗器L1和L2中存储的能量之和。结果，对于串联连接的DC电源10和20，如在图3（b）那样，实现了升压断路器电路的上臂元件导通的状态。

在开关元件S3保持导通的情况下，通过交替重复第一周期和第二周期，交替形成图12（a）的电流路径140和141和图12（b）的电流路径142，在第一周期中，一对开关元件S2和S4导通，开关元件S1关断，在第二周期中，开关元件S1导通，开关元件S2和S4中的至少一个关断。

在串联连接模式中的DC电压变换中，下面的等式（4）表示的关系在DC电源10的电压V[1］、DC电源20的电压V[2和电力线PL的输出电压Vo之间成立。在等式（4）中，Dc表示一对开关元件S2和S4导通的第一周期的占空比。

Vo=1/(1-Dc)x(V[1]+V[2])...(4)

不过要指出的是，如果V[1］和V[2］是不同的或如果电抗器L1和L2具有不同的感应系数，在图12（a）所示的操作结束时电抗器L1和L2会具有不同的电流值。因此，在刚刚转变到图12（b）所示的操作之后，如果电抗器L1的电流更大，差电流流经电流路径143。如果电抗器L2的电流更大，差电流流经电流路径144。

(每种操作模式中的特定控制操作)

接下来，将描述电力变换器50的每种操作模式下的具体控制操作。首先，参考图13到18，将描述并联连接模式中的控制操作。

图13示出了并联连接模式中从负载一侧看到的等效电路。

参考图13，在并联连接模式中，在DC电源10和负载30之间进行DC电力变换的电源PS1以及在DC电源20和负载30之间进行DC电力变换的电源PS2并行地与负载30交换电力。电源PS1对应于执行图10中所示DC电压变换操作的升压断路器电路。类似地，电源PS2对应于执行图11中所示DC电压变换操作的升压断路器电路。

具体而言，电源PS1具有DC电源10的电压V[1］和输出电压Vo之间的DC电压变换功能，电压变换比由等式（2）表示。类似地，电源PS2具有DC电源20的电压V[2］和输出电压Vo之间的DC电压变换功能，电压变换比由等式（3）表示。

在并联连接模式中，如果对两个电源同时进行共同控制（输出电压Vo的电压控制），则在负载一侧上电源PS1和PS2并联连接，因此存在电路故障的可能性。因此，电源PS1和PS2之一充当控制输出电压Vo的电压源。电源PS1和PS2的另一个充当将电源电流调节到电流命令值的电流源。控制电源PS1和PS2中每个的电压变换比，使得该电源充当电压源或电流源。

在控制电源使得电源PS1充当电流源而电源PS2充当电压源时，以下等式（5）表示的关系在DC电源10的电功率P[1］、DC电源20的电功率P[2］、负载30的电功率Po以及电流源的电流命令值Ii*之间成立。

P[2]=Po-P[1]=Po-V[1]xIi*...(5)

通过设置电流命令值Ii*，使得P*=V[1］×Ii*根据DC电源10的电压V[1］的检测值而保持恒定，可以将形成电流源的DC电源10的电功率P[1］调节到功率命令值Pi*。

相反，在控制电源使得电源PS2充当电流源而电源PS1充当电压源时，下面的等式（6）表示的关系成立。

P[1]=Po-P[2]=Po-V[2]xIi*...(6)

类似地，也可以通过设置电流命令值Ii*，使得P*=V[2］×Ii*保持恒定，将DC电源20的电功率P[2］调节到功率命令值Pi*。

图14是表示用于控制与DC电源10对应的电源PS1的具体示例性操作的波形图。

参考图14，根据用于充当电压源的电压反馈控制（图16）或根据用于充当电流源的电流反馈控制（图17）计算电源PS1的占空比Da（参见等式（2））。在图14中，由相同的附图标记Da表示代表占空比Da的电压信号。

基于占空比Da和周期性载波信号25之间的比较，通过脉冲宽度调制（PWM）控制产生电源PS1的控制脉冲信号SDa。通常，将三角形波用于载波信号25。载波信号25的周期对应于每个开关元件的切换频率，载波信号25的幅度设置成对应于Da=1.0的电压。

如果表示占空比Da的电压高于载波信号25的电压，将控制脉冲信号SDa设置成逻辑高电平（在下文中表示为H电平），如果电压低于载波信号25的电压，将其设置为逻辑低电平（在下文中表示为L电平）。控制脉冲信号/SDa是控制脉冲信号SDa的反相信号。在占空比Da变得更高时，控制脉冲信号SDa的H电平周期变得更长。在占空比Da变得更低时，控制脉冲信号SDa的L电平周期变得更长。

因此，控制脉冲信号SDa对应于用于控制图10中所示升压断路器电路的下臂元件导通/关断的信号。具体而言，在控制脉冲信号SDa的H电平周期中导通下臂元件，在L电平周期中关断下臂元件。另一方面，控制脉冲信号/SDa对应于用于控制图10中所示升压断路器电路的上臂元件导通/关断的信号。

图15是表示用于控制与DC电源20对应的电源PS2的具体示例性操作的波形图。

参考图15，在电源PS2中，也是通过类似于电源PS1的脉冲宽度调制控制，基于占空比Db（参见等式（3））产生控制脉冲信号SDb及其反相信号/SDb。具体而言，在占空比Db变得更高时，控制脉冲信号SDb的H电平周期变得更长。相反，在占空比Db变得更低时，控制脉冲信号SDb的L电平周期变得更长。

因此，控制脉冲信号SDb对应于用于控制图11中所示升压断路器电路的下臂元件导通/关断的信号。控制脉冲信号/SDb对应于用于控制图11中所示升压断路器电路的上臂元件导通/关断的信号。

如果电源PS1充当电压源，根据使电源PS2充当电流源的电流反馈控制（图17）计算占空比Db。相反，如果电源PS1充当电流源，根据使电源PS2充当电压源的电压反馈控制（图16）计算占空比Db。

图16示出了使电源充当电压源的控制块201的示例性配置。

参考图16，控制块201根据通过输出电压Vo的电压命令值Vo*和输出电压Vo之间的差异的PI（比例积分）运算获得的反馈控制量和前馈控制量DvFF之和，产生用于电压控制的占空比命令值Dv。传递函数Hv对应于充当电压源的电源PS1或PS2的传递函数。

图17示出了使电源充当电流源的控制块202的示例性配置。

参考图17，控制块202根据通过电流命令值Ii*和电流受控的DC电源10或20的电流Ii之间的差异的PI（比例积分）运算获得的反馈控制量和前馈控制量DiFF之和，计算用于电流控制的占空比命令值Di。传递函数Hi对应于充当电流源的电源PS2或PS1的传递函数。

图18示出了并联连接模式中各种控制数据的设置。图18中所示表格的左列示出了将电源PS1（DC电源10）用作电流源，将电源PS2（DC电源20）用作电压源时各种控制数据的设置。

参考图18的左侧，将用于电压控制的占空比命令值Dv用作电源PS2（DC电源20）的占空比Db，将用于电流控制的占空比命令值Di用作电源PS1（DC电源10）的占空比Da。由电流控制控制的电流Ii是DC电源10的电流I[1］。由电压控制控制的电压是输出电压Vo，无论将哪个电源PS1和PS2用作电压源。

图16中的传递函数Hv对应于与图11所示DC电源20对应的升压断路器电路的传递函数。此外，图17中的传递函数Hi对应于与图10所示DC电源10对应的升压断路器电路的传递函数。

根据输出电压Vo和DC电源20的电压V[2］之间的电压差设置电压控制中的前馈控制量DvFF，如下面（7）所示。此外，根据输出电压Vo和DC电源10的电压V[1］之间的电压差设置电流控制的前馈控制量DiFF，如下面（8）所示。

DvFF=(Vo-V[2])/Vo...(7)

DiFF=(Vo-V[1])/Vo...(8)

根据占空比Da（Da=Di），产生图14中所示的控制脉冲信号SDa和/SDa。类似地，根据占空比Db（Db=Dv），产生图15中所示的控制脉冲信号SDb和/SDb。

根据用于电源PS1的电流控制的控制脉冲信号和用于电源PS2的电压控制的控制脉冲信号的逻辑和，分别设置用于控制开关元件S1到S4的导通/关断的控制信号SG1到SG4。

开关元件S1形成图10和11中所示升压断路器电路的每个中的上臂元件。因此，通过控制脉冲信号/SDa和/SDb的逻辑和产生控制开关元件S1导通/关断的控制信号SG1。具体而言，在控制脉冲信号/SDa和/SDb中的至少一个处在H电平的周期中，将控制信号SG1设置为H电平。在控制脉冲信号/SDa和/SDb都在L电平的周期中，将控制信号SG1设置为L电平。

结果，对开关元件S1进行导通/关断控制，使其实现图10中所示升压断路器电路（DC电源10）的上臂元件的功能以及图11中所示升压断路器电路（DC电源20）上臂元件的功能。

开关元件S2形成图10中升压断路器电路的上臂元件和图11的升压断路器电路的下臂元件。因此，根据控制脉冲信号/SDa和SDb的逻辑和产生控制开关元件S2导通/关断的控制信号SG2。具体而言，在控制脉冲信号/SDa和SDb中的至少一个处在H电平的周期中，将控制信号SG2设置为H电平。在控制脉冲信号/SDa和SDb都在L电平的周期中，将控制信号SG2设置为L电平。结果，对开关元件S2进行导通/关断控制，使其实现图10中所示升压断路器电路（DC电源10）的上臂元件的功能以及图11中所示升压断路器电路（DC电源20）的下臂元件的功能。

类似地，根据控制脉冲信号SDa和SDb的逻辑和产生用于开关元件S3的控制信号SG3。于是，对开关元件S3进行导通/关断控制，使其实现图10中所示升压断路器电路（DC电源10）的下臂元件的功能以及图11中所示升压断路器电路（DC电源20）的下臂元件的功能。

此外，根据控制脉冲信号SDa和/SDb的逻辑和产生用于开关元件S4的控制信号SG4。于是，对开关元件S4进行导通/关断控制，使其实现图10中所示升压断路器电路（DC电源10）的下臂元件的功能以及图11中所示升压断路器电路（DC电源20）的上臂元件的功能。

图18中所示表格的右列示出了将电源PS1（DC电源10）用作电压源，将电源PS2（DC电源20）用作电流源时各种控制数据的设置。

参考图18的右侧，将用于电压控制的占空比命令值Dv用作电源PS1（DC电源10）的占空比Da，将用于电流控制的占空比命令值Di用作电源PS2（DC电源20）的占空比Db。由电流控制控制的电流Ii是DC电源20的电流I[2］。由电压控制控制的电压是输出电压Vo。

图16中的传递函数Hv对应于与图10所示DC电源10对应的升压断路器电路的传递函数。此外，图17中的传递函数Hi对应于与图11所示DC电源20对应的升压断路器电路的传递函数。

根据输出电压Vo和DC电源10的电压V[1］之间的电压差设置电压控制中的前馈控制量DvFF，如下面（9）所示。此外，根据输出电压Vo和DC电源20的电压V[2］之间的电压差设置电流控制中的前馈控制量DiFF。

DvFF=(Vo-V[1])/Vo...(9)

DiFF=(Vo-V[2])/Vo...(10)

根据占空比Da（Da=Dv），产生图14中所示的控制脉冲信号SDa和/SDa。类似地，根据占空比Db（Db=Di），产生图15中所示的控制脉冲信号SDb和/SDb。

根据用于电源PS1的电压控制的控制脉冲信号和用于电源PS2的电流控制的控制脉冲信号的逻辑和，分别设置用于控制开关元件S1到S4的导通/关断的控制信号SG1到SG4。因此，以与图18中左列所示相同的方式产生用于开关元件S1到S4的控制信号SG1到SG4。

在并联连接模式中，将控制信号SG2和SG4设置成互补电平，因此，以互补方式导通/关断开关元件S2和S4。因此，自然切换了图4中所示V[2］>V[1］时的操作和图5中所示V[1］>V[2］时的操作。此外，在每个操作中，互补地切换开关元件S1和S3，因此，可以分别在电源PS1和PS2中进行根据占空率Da和Db的DC电压变换。

接下来，使用图19到22，将描述串联连接模式中的控制操作。

图19示出了串联连接模式中从负载一侧看到的等效电路。

参考图19，在串联连接模式中，将电源PS1和PS2串联连接到负载30。因此，流经电源PS1和PS2的电流是公共的。因此，为了控制输出电压Vo，电源PS1和PS2有必要是共同由电压控制的。

串联连接的电源PS1和PS2对应于执行图12中所示DC电压变换操作的升压断路器电路。具体而言，电源PS1和PS2具有DC电压变换功能，DC电源10和20的电压V[1］和V[2］之和与输出电压Vo之间的电压变换比由等式（4）表示。

在串联连接模式中，不能直接控制DC电源10的电功率P[1］和DC电源20的电功率P[2］。在DC电源10的电功率P[1］和电压V[1］与DC电源20的电功率P[2］和电压V[2］之间，下面的等式（11）表示的关系成立。要指出的是，如在并联连接模式中那样，电功率P[1］和P[2］之和构成负载30的电功率Po(Po=P[1]+P[2])。

P[1]:P[2]=V[1]:V[2]...(11)

参考图20，通过用于电压源操作的电压反馈控制（图21）计算电源PS1和PS2公共的占空比Dc（参见等式（4））。在图20中，由相同的附图标记Dc表示代表占空比Dc的电压信号。

由类似于图14和15所示的脉冲宽度调制控制，基于占空比Dc（参见等式（4））产生控制脉冲信号SDc。控制脉冲信号/SDc是控制脉冲信号SDc的反相信号。在占空比Dc变得更高时，控制脉冲信号SDc的H电平周期变得更长。相反，在占空比Dc变得更低时，控制脉冲信号SDc的L电平周期变得更长。

因此，控制脉冲信号SDc对应于用于控制图12中所示升压断路器电路的下臂元件导通/关断的信号。另一方面，控制脉冲信号/SDc对应于用于控制图12中所示升压断路器电路的上臂元件导通/关断的信号。

图21示出了串联连接模式中控制块203的示例性配置。

参考图21，控制块203根据通过输出电压Vo的电压命令值Vo*和输出电压Vo之间的差异的PI（比例积分）运算获得的反馈控制量和前馈控制量DvFF之和，产生用于电压控制的占空比命令值Dv。传递函数Hv对应于串联连接的电源PS1和PS2的传递函数。

图22示出了串联连接模式中各种控制数据的设置。

参考图22，将用于图21所示电压控制的占空比命令值Dv用作占空比Dc。由电压控制控制的电压是输出电压Vo。图21中的传递函数Hv对应于图12中所示升压断路器电路的传递函数。此外，根据串联连接的电源电压V[1］+V[2］和输出电压Vo之间的电压差设置前馈控制量DvFF，如下面的等式（12）所示。

DvFF=(Vo-(V[2]+V[1]))/Vo...(12)

根据占空比Dc（Dc=Dv），产生图20所示的控制脉冲信号SDc和/SDc。

根据用于控制图12中所示升压断路器电路的控制脉冲信号SDc和/SDc，分别设置用于控制开关元件S1到S4的导通/关断的控制信号SG1到SG4。

在串联连接模式中，通过使开关元件S3固定为导通，将DC电源10和20串联连接。因此，控制信号SG3被固定在H电平。

开关元件S1形成图12中所示升压断路器电路中的上臂元件。因此，将控制脉冲信号/SDc用作控制信号SG1。此外，开关元件S2和S4形成图12的升压断路器电路中的下臂元件。因此，将控制脉冲信号SDc用作控制信号SG2和SG4。

接下来，将描述要具体应用本实施例的供电系统5的供电系统的示例性配置和操作。

图23是电路图，示出了要应用根据本发明实施例的供电系统的供电系统的示例性配置。

参考图23，将具有多个串联连接的电池单元的电池组件用作DC电源10。此外，将多个串联连接的电双层电容器用作DC电源20。此外，在来自电力变换器50的DC电压输出到的电力线PL和地线GL之间，提供平滑电容器35。

负载30包括三相逆变器31和电动机发电机32，逆变器31用于将电力线PL上的DC电压变换成三相AC电压，电动机发电机32从三相逆变器31接收三相AC电压以工作。例如，电动机发电机32由例如安装于电动车辆或混合动力车辆上的牵引电动机形成。具体而言，在电动车辆或混合动力车辆减速时，电动机发电机32进行电力再生。在电动机发电机32工作以产生电力时，三相逆变器31将电动机发电机32产生的三相AC电功率转换成DC电功率并将其输出到电力线PL。通过DC电功率，可以对DC电源10和/或DC电源20充电。

在图23的示例性配置中，优选将二次电池形成的DC电源10用作主电源，将电双层电容器形成的DC电源20用作子电源。因此，在并联连接模式中，为了通过控制DC电源10的电功率而防止二次电池过量充电或过量放电，对DC电源10进行电流控制。对DC电源20进行电压控制。

图24示出了并联连接模式中的示例性控制操作。

参考图24，在并联连接模式中，通过图16和17所示的电压控制和电流控制将输出电压Vo维持在电压命令值Vo*。假设在时间点t1和t2之间，负载30（电动机发电机32）消耗电功率Po。

在这里，根据电流命令值I*（功率命令值）将受到电流控制的DC电源10的电功率P[1］调节成基本在恒定值。此外，二次电池形成的DC电源10的电压V[1］不会在短时间内显著变化。

由于DC电源20受到电压控制，所以从DC电源20供应覆盖DC电源10的电功率P[1］相对于负载30的电功率Po短缺的电功率，以便将输出电压Vo维持在电压命令值Vo*。

由电双层电容器形成的DC电源20的电压V[2］根据充电/放电而以高灵敏度变化。具体而言，已知在电双层电容器的电能Ec、该电容器的电容C和该电容器的电压Vc之间，关系Ec=（1/2）×C×Vc×Vc成立。因此，在从DC电源20输出电功率P[2］（P[2］=Po-P[1］）时，DC电源20的电功率P[2］减小。

通过这种方式，在并联连接模式中，根据电压命令值Vo*控制输出电压Vo，可以并行地在负载30与DC电源10和20之间交换电力。因此，即使难以确保来自一个DC电源的输出（例如，在温度极低时），也能够供应负载30所需的能量。此外，由于可以独立地控制DC电源10和20的电功率，所以能够更精确地管理DC电源10和20中每个的电功率。具体而言，可以以更高的安全性使用DC电源10和20中的每个。此外，由于可以独立地控制DC电源10和20，所以能够在DC电源10和20之间交换电力。结果，例如，在开始负载30的工作之前，能够通过电力线PL利用DC电源10和20中的一个对DC电源10和20中的另一个预先充电。

尽管未示出，但在负载30（电动机发电机32）产生电力的再生状态中，可以利用输出电压Vo的控制同时实现配电控制，以通过电流控制将充入DC电源10中的电功率P[1］维持在恒定值，并由DC电源20接收剩余电功率。

图25示出了串联连接模式中的示例性控制操作。在图25中，假设在时间点t1和t2之间，负载30（电动机发电机32）消耗电功率Po。

参考图25，在串联连接模式中，DC电源10和20的电流是公共的。因此，如等式（11）所示，在DC电源10和20之间，根据电压V[1］和V[2］的比例确定功率P[1］和P[2］之间的比例。

在时间点t1和t2之间，在释放能量的时候，电容器形成的DC电源20的电压V[2］显著下降。因此，进行电压控制，使得在DC电源20的电压V[2］降低时，DC电源10的电功率P[1］增大。因此，即使在t1和t2之间的时间段内，也可以将输出电压Vo维持在电压命令值Vo*。

如图25中所示，由于DC电源10和20是串联连接的，所以能够用尽DC电源之一（DC电源20）中存储的能量。这种情况的原因在于，由于在串联连接模式中根据电压V[1］+V[2］与输出电压Vo之比设置占空比Dc，所以即使在DC电源之一的电压降低时，其值也不会非常大。

相反，在并联连接模式中，根据输出电压Vo与电压V[1］或V[2］之比设置占空比Da和Db。因此，如果DC电源之一的电压下降，它将会是接近1.0的值。在升压断路器电路的实际控制中，必须提供失效时间以可靠地防止上下臂元件被同时导通。因此，实际可能的占空比Da和Db均具有上限。因此，在仅有并联模式的情况下，如果DC电源之一的电压下降到特定水平，电压控制失效。具体而言，从用尽DC电源10和20中存储的能量的角度讲，并联连接模式有其限制。因此，从用尽DC电源10和20中存储的能量的角度讲，串联连接模式比并联连接模式更有利。

此外，在串联连接模式中，假如负载30的电功率Po是相同的，流经电力变换器5中开关元件S1到S4的电流低于并联连接模式。这种情况的原因在于，在串联连接模式中，由串联连接执行电压V[1］+V[2］的DC电压变换，而在并联连接模式中，电压V[1］的DC电压变换获得的电流和电压V[2］的DC电压变换获得的电流之和流经每个开关元件。因此，在串联连接模式中，可以降低开关元件处的功率损耗，因此可以提高效率。此外，在串联连接模式中，可以控制输出电压Vo而没有负载30与DC电源10和20之间电力交换期间发生的电压V[1］和V[2］波动的任何影响。

如上所述，在根据本实施例的供电系统中，通过控制多个开关元件S1到S4，可以有选择地使用两个DC电源10和20并联连接的模式和所述电源串联连接的模式。结果，能够有选择地使用对负载功率（供应要消耗的电功率和接收产生的电功率）有改善的响应且电功率的可管理性改善的并联连接，以及具有更高效率并允许所存储能量有更高可用性的串联连接。因此，可以有效地利用两个DC电源10和20。

(供电系统的修改)

图26是电路图，示出了根据本发明实施例的修改的供电系统的配置。

参考图26，根据实施例的修改的供电系统5#与图1所示供电系统5不同之处在于其包括电力变换器50#，替代了电力变换器50。与图1所示的电力变换器50不同之处在于，电力变换器50#还包括开关元件S5到S8。对于开关元件S5到S8，分别提供了对应的反并联二极管D5到D8。

电力变换器50#是电力变换器50和图27中所示桥式变换器55#的组合。

参考图27，桥式变换器55#具有开关元件Sa到Sd，用于形成连接于DC电源和负载LD之间的全电桥。开关元件Sa形成功率源侧的上臂元件，开关元件Sb形成功率源侧的下臂元件。开关元件Sc形成负载侧的上臂元件，开关元件Sd形成负载侧的下臂元件。在开关元件Sa和Sb的节点以及开关元件Sc和Sd的节点之间电连接电抗器L。

在桥式变换器55#中，能够有选择地应用直接电压升/降模式和间接电压升/降模式，在直接电压升/降模式中，可以在从电源PS到负载LD的电压升高（升压）操作（VH>Vi）和电压下降（降压）操作（VH<Vi）中共同控制切换，在间接电压升/降模式中，切换操作在升压操作和降压操作中改变。

参考图28，在直接电压升/降模式中，以互补方式交替导通/关断一对开关元件Sa和Sd和一对开关元件Sb和Sc。因此，如果用D表示该对开关元件Sa和Sd的导通周期的比例（占空比），该对开关元件Sb和Sc的占空比将是（1-D）。在这里将电压变换比（VH/Vi）给出为D/（1-D），因此，可以由以下等式（13）表示桥式变换器55#进行的电压变换。

VH=D/(1-D)xVi...(13)

从等式（13）可以理解，在D<0.5时，VH<Vi（电压下降），在D>0.5时，VH>Vi（电压升高）。具体而言，可以将使用占空比D的共同切换控制应用于升压和降压操作。

参考图29，在间接电压升/降模式中，在升压和降压时改变切换操作。

在升压操作时，在电源侧的臂中，作为上臂元件的开关元件Sa固定为导通，而作为下臂元件的开关元件Sb固定为关断。相反，在负载侧的臂中，以互补方式交替导通/关断开关元件Sc和Sd。因此，在用D表示作为下臂元件的开关元件Sd的占空比时，作为上臂元件的开关元件Sc的占空比将是（1-D）。

因此，桥式变换器55#充当升压断路器电路，这里，电压变换比（VH/Vi）将是1/（1-D）。具体而言，由下面的等式（14）给出桥式变换器55#为升压进行的电压变换。

VH=1/(1-D)xVi...(14)

相反，在降压操作时，在负载侧的臂中，作为上臂元件的开关元件Sc固定为导通，而作为下臂元件的开关元件Sd固定为关断。在电源侧的臂中，以互补方式交替导通/关断开关元件Sa和Sb。如果用D表示作为上臂元件的开关元件Sa的占空比，作为下臂元件的开关元件Sb的占空比是（1-D）。

因此，桥式变换器55#充当降压断路器电路。因此，此时的电压变换比（VH/Vi）是D。具体而言，由下面的等式（15）给出桥式变换器55#为降压进行的电压变换。

VH=DxVi...(15)

在根据实施例的修改的供电系统5#中，同样在直接电压升/降模式和间接电压升/降模式的每个中，可以切换并联连接模式和串联选择模式。

在并联连接模式中，如在供电系统5中那样，对DC电源10和20之一进行电压控制，对另一个进行电流控制。

再次参考图26，在并联连接模式中，对于DC电源10，等效形成了桥式变换器，其中开关元件S5充当电源侧上的上臂元件（图27的开关元件Sa），开关元件S6充当电源侧上的下臂元件（图27的开关元件Sb），一对开关元件S1和S2充当负载侧上的上臂元件（图27的开关元件Sc），一对开关元件S3和S4充当负载侧上的下臂元件（图27的开关元件Sd）。

类似地，对于DC电源20，等效形成了桥式变换器，其中开关元件S7充当电源侧上的上臂元件（图27的开关元件Sa），开关元件S8充当电源侧上的下臂元件（图27的开关元件Sb），一对开关元件S1和S4充当负载侧上的上臂元件（图27的开关元件Sc），一对开关元件S2和S3充当负载侧上的下臂元件（图27的开关元件Sd）。

参考图30，在并联连接模式中，根据图16或17的控制方框图，对DC电源10进行电压控制或电流控制，由此计算占空比Da。在对DC电源10进行电压控制时，占空比Da是用于电压控制的占空比命令值Dv（图16），占空比Db是用于电流控制的占空比命令值Di（图17）。相反，在对DC电源20进行电压控制时，占空比Da是用于电流控制的占空比命令值Di（图17），占空比Db是用于电压控制的占空比命令值Dv（图16）。可以类似于参考图14和15所述那样，通过PWM控制计算占空比Da和Db。

再次参考图26，在串联连接模式中，开关元件S3固定为导通，使得DC电源10和20串联连接。对于串联连接的DC电源10和20，等效地形成了桥式变换器，其中开关元件S1形成负载侧的上臂元件，开关元件S2和S4形成负载侧的下臂元件。至于电源侧的臂，开关元件S5和S7形成上臂元件，开关元件S6和S8形成下臂元件。

再次参考图30，在串联连接模式中，如在供电系统5中一样，对串联连接的DC电源10和20进行电压控制。具体而言，通过根据图21的控制方框图对输出电压Vo进行电压控制来计算占空比Dc。占空比Dc对应于图16的占空比命令值Dv。可以通过参考图20所述的PWM控制计算占空比Dc。

接下来，将参考图31到34更详细地描述在直接电压升/降模式和间接电压升/降模式中的每个中的并联连接模式和串联连接模式中开关元件的导通/关断控制。

图31示出了直接电压升/降模式中并联连接模式中开关元件的导通/关断控制。

如上所述，在对应于电源侧上的臂的开关元件S5到S8中，开关元件S5和S7对应于上臂元件，开关元件S6和S8对应于下臂元件。因此，以与图28的开关元件Sa的导通/关断控制类似的方式控制开关元件S5和S7。具体而言，用于开关元件S5的控制信号SG5对应于基于DC电源10的占空比Da的控制脉冲信号SDa。

类似地，用于开关元件S7的控制信号SG7对应于基于DC电源20的占空比Db的控制脉冲信号SDb。此外，对于对应于下臂元件的开关元件S6和S8而言，用于开关元件S6的控制信号SG6对应于控制信号SG5的反相信号（/SDa），用于开关元件S8的控制信号SG8对应于控制信号SG7的反相信号（/SDb）。

在供电系统5#中，开关元件S1到S4形成负载侧的臂。在与DC电源10对应的桥式变换器和与DC电源20对应的桥式变换器的每个中，开关元件S1形成负载侧上的上臂元件。因此，根据依据DC电源10一侧占空比（1-Da）的控制信号SG6（/SDa）和依据DC电源20一侧占空比（1-Db）的控制信号SG8（/SDb）的逻辑和，产生用于开关元件S1的控制信号SG1。结果，对开关元件S1进行导通/关断控制，使其实现与DC电源10对应的桥式变换器负载侧上臂元件的功能和与DC电源20对应的桥式变换器负载侧上臂元件的功能。

开关元件S2形成与DC电源10对应的桥式变换器中的上臂元件，并形成与DC电源20对应的桥式变换器中的下臂元件。因此，根据控制信号SG6（/SDa）和SG7（/SDb）的逻辑和，产生用于开关元件S2的控制信号SG2。结果，对开关元件S2进行导通/关断控制，使其实现与DC电源10对应的桥式变换器负载侧上臂元件的功能和与DC电源20对应的桥式变换器负载侧下臂元件的功能。

开关元件S3形成分别与DC电源10和20对应的桥式变换器的每个中负载侧的下臂元件。因此，根据控制信号SG5（SDa）和SG7（SDb）的逻辑和，产生用于开关元件S3的控制信号SG3。结果，对开关元件S3进行导通/关断控制，使其实现与DC电源10对应的桥式变换器负载侧下臂元件的功能和与DC电源20对应的桥式变换器负载侧下臂元件的功能。

开关元件S4形成与DC电源10对应的桥式变换器中的下臂元件并形成与DC电源20对应的桥式变换器中的上臂元件。因此，根据控制信号SG5（SDa）和SG8（/SDb）的逻辑和，产生用于开关元件S4的控制信号SG4。结果，对开关元件S4进行导通/关断控制，使其实现与DC电源10对应的桥式变换器负载侧下臂元件和与DC电源20对应的桥式变换器负载侧上臂元件的功能。

通过图31中所示的导通/关断控制，在供电系统5#的直接电压升/降模式中，可以实现如电源系统5中那样允许在负载30与DC电源10和20之间并行交换电力的并联连接模式。

图32示出了直接电压升/降模式中串联连接模式中开关元件的导通/关断控制。

参考图32，在串联连接模式中，对于电源侧上的臂，开关元件S5和S7形成上臂元件，开关元件S6和S8形成下臂元件。因此，以与图28所示的控制信号Sa类似的方式设置控制信号SG5和SG7，用于控制电源侧上的上臂元件。具体而言，控制信号SG5和SG7对应于基于占空比Dc的控制信号SDc。以与图28所示的控制信号Sb类似的方式设置控制信号SG6和SG8，用于控制电源侧上的上臂元件。具体而言，控制信号SG6和SG8对应于基于占空比（1-Dc）的控制信号/SDc。

另一方面，对于负载侧的臂，开关元件S3固定为导通，用于串联连接DC电源10和20。具体而言，控制信号SG3被固定在H电平。此外，对于串联连接的DC电源10和20，开关元件S1形成上臂元件，开关元件S2和S4形成下臂元件。因此，以与图28所示的控制信号Sc类似的方式设置控制信号SG1，用于控制负载侧的上臂元件。具体而言，控制信号SG1对应于基于占空比（1-Dc）的控制信号/SDc。此外，以与图28所示的控制信号Sd类似的方式设置控制信号SG2和SG4，用于控制负载侧上的下臂元件。具体而言，控制信号SG2和SG4对应于基于占空比Dc的控制信号SDc。

通过图32中所示的导通/关断控制，在供电系统5#的直接电压升/降模式中，可以实现类似于电源系统5（电力变换器50）的串联连接模式。

图33示出了间接电压升/降模式中并联连接模式中开关元件的导通/关断控制。

参考图33，在间接电压升/降模式中，在升压和降压操作之间必须要改变切换控制。因此，在并联连接模式中，必须要根据DC电源10电压升/降和DC电源20电压升/降的组合，基于电压V[1］和V[2］以及输出电压Vo的大小，在切换控制的四种不同模式间切换。

根据对应于DC电源10的桥式变换器用于提升还是降低电压，以与图29所示的开关元件Sa和Sb的导通/关断控制类似的方式控制与DC电源10一侧上电源侧的臂对应的开关元件S5和S6。具体而言，在升压操作时，将控制信号SG5固定在H电平，将控制信号SG6固定在L电平。在降压操作时，控制信号SG5对应于基于DC电源10的占空比Da的控制脉冲信号SDa，控制信号SG6对应于控制信号SG5的反相信号（/SDa）。

根据对应于DC电源20的桥式变换器用于提升还是降低电压，以与图29所示的开关元件Sa和Sb的导通/关断控制类似的方式控制与DC电源20一侧上电源侧的臂对应的开关元件S7和S8。具体而言，在升压操作时，将控制信号SG7固定在H电平，将控制信号SG8固定在L电平。在降压操作时，控制信号SG7对应于基于DC电源20的占空比Db的控制脉冲信号SDb，控制信号SG8对应于控制信号SG7的反相信号（/SDb）。

如上所述，与负载侧的臂对应的开关元件S1到S4形成与DC电源10对应的桥式变换器的上或下臂元件以及与DC电源20对应的桥式变换器的上或下臂元件。因此，对这些元件进行导通/关断控制，使得如上所述在相应变换器中实现上和下臂元件的功能。

例如，根据用于对应于DC电源10的桥式变换器的上臂元件（Sc）的控制信号和用于对应于DC电源20的桥式变换器的上臂元件（Sc）的控制信号的逻辑和，控制开关元件S1。具体而言，如果对于DC电源10和20都要升高电压，则根据用于根据开关元件Sc的占空比（1-Da）、（1-Db）进行控制的控制信号/SDa和/SDb的逻辑和，设置用于开关元件S1的控制信号SG1。相反，如果要在DC电源10一侧升高电压，在DC电源20一侧降低电压，则根据控制信号/SDa和H电平信号的逻辑和设置控制信号SG1，以根据升压侧上的开关元件Sc的占空比（1-Da）和降压侧上的开关元件Sc的固定导通实现这两种控制。

类似地，如果要在DC电源10一侧降低电压，在DC电源20一侧升高电压，则根据H电平信号和控制信号/SDb的逻辑和设置控制信号SG1，以实现降压侧上的开关元件Sc的固定导通和根据升压侧上的开关元件Sc的占空比（1-Db）的控制。

此外，如果要对DC电源10和20都降低电压，则根据H电平信号的逻辑和控制控制信号SG1，以实现DC电源10和20中每一个一侧上开关元件Sc的固定导通。

根据与DC电源10对应的桥式变换器的上臂元件（Sc）的控制信号（图29）和与DC电源20对应的桥式变换器的下臂元件（Sd）的控制信号（图29）的逻辑和，以与结合切换控制信号SG1所述类似的方式控制用于开关元件S2的控制信号SG2。类似地，根据与DC电源10对应的桥式变换器的下臂元件（Sd）的控制信号（图29）和与DC电源20对应的桥式变换器的下臂元件（Sd）的控制信号（图29）的逻辑和，设置控制信号SG3。根据与DC电源10对应的桥式变换器的下臂元件（Sd）的控制信号（图29）和与DC电源20对应的桥式变换器的上臂元件（Sc）的控制信号（图29）的逻辑和，设置控制信号SG4。

通过图33中所示的导通/关断控制，在供电系统5#的间接电压升/降模式中，可以实现如电源系统5中那样允许在负载30与DC电源10和20之间并行交换电力的并联连接模式。

图34示出了间接电压升/降模式中串联连接模式中开关元件的导通/关断控制。

参考图34，在串联连接模式中，必须要基于串联连接的DC电源10和20的电压（V[1］+V[2］=Vi）和输出电压Vo的大小，切换升压（Vi<Vo）/降压（Vi>Vo）切换控制。

在升压时，为了使形成电源侧上上臂元件的开关元件S5和S7固定为导通，根据图29将控制信号SG5和SG7固定在H电平。此外，为了将形成电源侧下臂元件的开关元件S6和S8固定为关断，将控制信号SG6和SG8固定为L电平。

另一方面，在形成负载侧上的臂的开关元件S1到S4中，将开关元件S3固定为导通以串联连接DC电源10和20。如上所述，在与串联连接的DC电源10和20对应的变换器中，开关元件S1对应于负载侧的上臂元件，开关元件S2和S4对应于负载侧上的下臂元件。因此，类似于图29中所示的控制信号Sc（用于升压），根据占空比（1-Dc）（亦即，控制信号/SDc）设置用于开关元件S1的控制信号SG1。此外，类似于图29所示的控制信号Sd（用于升压），根据占空比Dc（亦即，控制信号SDc）设置用于开关元件S2和S4的控制信号SG2和SG4。

在降压时，类似于图29中所示的开关元件Sa，根据占空比Dc控制形成电源侧上上臂元件的开关元件S5和S7。具体而言，控制信号SG5和SG7对应于控制信号SDc。类似地，类似于图29中所示的开关元件Sb，根据占空比（1-Dc）控制形成电源侧上下臂元件的开关元件S6和S8。具体而言，控制信号SG6和SG8对应于控制信号/SDc。

在形成负载侧上的臂的开关元件S1到S4中，将开关元件S3固定为导通以串联连接DC电源10和20。类似于图29所示的控制信号Sc（用于降压），将用于控制上臂元件导通/关断的控制信号SG1固定在H电平。此外，类似于图29所示的控制信号Sd（用于降压），将用于控制下臂元件导通/关断的控制信号SG2和SG4固定在L电平。

通过图34中所示的导通/关断控制，在供电系统5#的间接电压升/降模式中，可以实现类似于电源系统5（电力变换器50）的串联连接模式。

如上所述，在图27所示的供电系统5#中，通过控制多个开关元件S1到S4，如在供电系统5中那样，可以有选择地使用两个DC电源10和20并联连接的模式和所述电源串联连接的模式。

在本实施例及其修改中，已经描述了将二次电池和电双层电容器代表的不同类型DC电源用作DC电源10和20的范例。通过组合不同类型的DC电源，特别是向负载供应电力的能量密度和功率密度（Ragone曲线）不同的源，更容易在宽工作范围上为负载确保电力，因为电源互补地在相互良好和不良性能范围中工作，在并联连接模式中尤其是这样。此外，在组合具有不同输出电压的两个DC电源时，因为在串联连接模式和并联连接模式之间切换，预计能够有效利用DC电源。不过，要指出的是，即使DC电源10和20是具有同样额定电压的电源和/或同样类型电源，本发明仍然适用。例如，在将同样类型的DC电源用作主电源和子电源时，可以适当适用本发明的电源系统。

此外，要指出的是，可以由利用受控DC电压Vo工作的任何装置配置负载30。具体而言，尽管在以上实施例中描述了负载30是用于运行的牵引电动机或安装在电动车辆或混合动力车辆上的逆变器的例子，但本发明的应用不限于这样的例子。

已经描述的实施例仅仅是示例，不应被解释为限制性的。本发明的范围由每条权利要求确定，适当考虑实施例的书面描述并在权利要求语言的含义和等价含义中包含修改。

工业实用性

本发明适用于用于在负载和两个DC电源之间交换电力的供电系统。

Claims (10)

1.一种供电系统，包括：

第一DC电源；

第二DC电源；以及

电力变换器，用于在所述第一和第二DC电源与电连接到负载的电力线之间执行DC电压变换，以控制所述电力线上的输出电压；其中

所述电力变换器包括多个开关元件，并配置成能够通过控制所述多个开关元件在第一工作模式和第二工作模式之间切换，在所述第一工作模式中，在所述第一和第二DC电源与所述电力线并联电连接的条件下执行所述DC电压变换，在所述第二工作模式中，在所述第一和第二DC电源与所述电力线串联电连接的条件下执行所述DC电压变换，并且

所述多个开关元件包括

电连接于所述电力线和第一节点之间的第一开关元件，

电连接于第二节点和所述第一节点之间的第二开关元件，

电连接于第三节点和所述第二节点之间的第三开关元件，所述第三节点电连接到所述第二DC电源的负端子，以及

电连接于所述第一DC电源的负端子和所述第三节点之间的第四开关元件；并且

所述电力变换器还包括

电连接于所述第二节点和所述第一DC电源的正端子之间的第一电抗器，以及

电连接于所述第一节点和所述第二DC电源的正端子之间的第二电抗器。

2.根据权利要求1所述的供电系统，其中

在所述第一工作模式中，所述电力变换器根据第一控制信号和第二控制信号的逻辑和，控制所述第一到第四开关元件的导通/关断，所述第一控制信号用于所述第一DC电源和所述电力线之间的所述DC电压变换，所述第二控制信号用于所述第二DC电源和所述电力线之间的所述DC电压变换。

3.根据权利要求1或2所述的供电系统，其中

在所述第一工作模式中，所述电力变换器控制所述第一和第二DC电源之一和所述电力线之间的所述DC电压变换，使得所述输出电压变得等于命令电压，并控制所述第一和第二DC电源中的另一个和所述电力线之间的所述DC电压变换，使得所述DC电源中的所述另一个的电流变得等于命令电流。

4.根据权利要求1所述的供电系统，其中

在所述第二工作模式中，所述电力变换器控制所述第一到第四开关元件的导通/关断，使得所述第三开关元件固定为导通，而所述第二和第四开关元件与所述第一开关元件根据用于串联连接的第一和第二DC电源与所述电力线之间的所述DC电压变换的控制信号互补地导通/关断。

5.根据权利要求1或4所述的供电系统，其中

在所述第二工作模式中，所述电力变换器控制串联连接的第一和第二DC电源与所述电力线之间的所述DC电压变换，使得所述输出电压变得等于命令电压。

6.根据权利要求1所述的供电系统，其中

所述多个开关元件包括这样的开关元件，该开关元件在所述第二工作模式中固定为导通以串联连接所述第一和第二DC电源，并且在所述第一工作模式中根据用于控制所述输出电压的DC电压变换的占空比而导通/关断。

7.根据权利要求1所述的供电系统，其中

所述多个开关元件中的每一个被布置成既被包括在第一电力变换路径中又被包括在第二电力变换路径中，所述第一电力变换路径在所述第一工作模式中形成于所述第一DC电源和所述电力线之间，所述第二电力变换路径在所述第一工作模式中形成于所述第二DC电源和所述电力线之间。

8.根据权利要求7所述的供电系统，其中

在所述第一工作模式中，根据第一控制信号与第二控制信号的逻辑和，导通/关断所述多个开关元件中的每一个，所述第一控制信号用于所述第一DC电源和所述电力线之间的所述DC电压变换，所述第二控制信号用于所述第二DC电源和所述电力线之间的所述DC电压变换；并且

在所述第二工作模式中所述多个开关元件中的每一个被分类成：固定为导通以串联连接所述第一和第二DC电源的开关元件；以及根据用于控制所述输出电压的DC电压变换的占空比导通/关断的开关元件。

9.根据权利要求1、2、4和6到8中任一项所述的供电系统，其中

所述第一和第二DC电源具有彼此不同的额定输出电压。

10.根据权利要求1、2、4和6到8中任一项所述的供电系统，其中

所述第一和第二DC电源具有彼此不同的输出能量密度和彼此不同的输出功率密度。