TWI795782B - 管線式之諧振與非諧振切換式電容轉換電路 - Google Patents

管線式之諧振與非諧振切換式電容轉換電路 Download PDF

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Abstract

一種切換式電容轉換電路包括：複數電容器以及複數開關，複數開關週期性地切換複數電容器；於一第一時段，複數開關控制至少二電容器串聯於第一電源與第二電源之間，且控制至少第一電容器與第二電源並聯；於一第二時段，複數開關控制至少二電容器串聯於第二電源與一接地電位之間，且控制至少第二電容器與第二電源並聯，藉此週期性操作而進行第一電源與第二電源之間的電源轉換。

Description

管線式之諧振與非諧振切換式電容轉換電路
本發明係有關於一種切換式電容轉換電路，特定而言係有關於一種管線式的切換式電容轉換電路，本發明也有關於一種管線式的諧振切換式電容轉換電路。
圖1A~圖1E顯示數種先前技術之切換式電容轉換電路的示意圖。如圖所示，101A~101E依序分別為梯式、迪克森式、費伯納區式、串聯並聯式，以及倍壓式切換式電容轉換電路，其皆可選地以電荷泵或電容分壓方式，將第一電源(對應於V1)轉換為第二電源(對應於V2)，或將第二電源轉換為第一電源。
圖2A顯示一種先前技術之切換式諧振腔轉換器的電路示意圖。圖2B顯示一種典型的電容器之電容值相對於直流偏壓的特性曲線圖。由圖2B可知，隨著電容器的跨壓升高，其等效電容值驟降。前述的先前技術之電容式切換轉換電路，以及切換式諧振腔轉換器，其缺點皆在於，其電容器的跨壓較大，所需耐壓與體積皆提高，方能滿足電性的需求。
本發明即針對上述先前技術之不足，提出一種管線式切換式電容轉換電路，可配置為諧振或非諧振之轉換電路，且可遞迴地擴增其轉換級數，提高轉換倍率，此外，本發明的管線式之諧振與非諧振切換式電容轉換電路，其電容器的跨壓較低，所需耐壓與體積皆可因此有效降低，同時，其諧振頻率較為穩定，而相同的標定(nominal)電容值下，由於有效電容值較高，因而可具有較佳的暫態響應，另一方面，本發明之管線式之諧振切換式電容轉換電路可具有較佳的電流平衡。
於一觀點中，本發明提供一種切換式電容轉換電路，用以將一第一電源轉換為一第二電源或將該第二電源轉換為該第一電源，該切換式電容轉換電路包含：至少一切換轉換器；以及一控制電路，用以控制該切換轉換器；該切換轉換器包括：複數電容器；以及複數開關，受控於該控制電路，用以基於一切換週期而週期性地切換該複數電容器；其中於該切換週期中的一第一時段，該複數開關控制至少二該電容器串聯而電連接於該第一電源與該第二電源之間，且控制至少一該電容器與該第二電源並聯而電連接；其中於該切換週期中的一第二時段，該複數開關控制至少二該電容器串聯而電連接於該第二電源與一接地電位之間，且控制至少一該電容器與該第二電源並聯而電連接，其中於該第一時段中與該第二電源並聯的該電容器，不同於該第二時段中與該第二電源並聯的該電容器；藉此週期性操作而進行該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
於一實施例中，該複數該電容器包括彼此耦接的一第一電容器、一第二電容器、一第三電容器；其中於該切換週期中的該第一時段，該複數開關控制該第一電容器與該第三電容器串聯而電連接於該第一電源與該第二電源之間，且控制該第二電容器與該第二電源並聯而電連接；其中於該切換週期中的該第二時段，該複數開關控制該第二電容器與該第三電容器串聯而電連接於該第二電源與一接地電位之間，且控制該第一電容器與該第二電源並聯而電連接；藉此週期性操作而進行該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
於一實施例中，該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為4。
於一實施例中，於一穩態時，該第三電容器的跨壓與該第二電壓之比值為2，該第一電容器之跨壓與該第二電壓之比值為1，且該第二電容器之跨壓與該第二電壓之比值為1。
於一實施例中，該複數開關包括：一第一開關、一第二開關、一第三開關、一第四開關、一第五開關、一第六開關、一第七開關、一第八開關、一第九開關以及一第十開關；其中於該第一時段，該第一開關、該第二開關與該第三開關導通以控制該第一電容器與該第三電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，該第四開關與該第五開關導通以控制該第二電容器與該第二電源並聯，且該第六開關至第十開關為不導通；其中於該第二時段，該第六開關、該第七開關與該第八開關導通以控制該第二電容器與該第三電容器串聯於該第二電源與一接地電位之間，且該第九開關與該第十開關導通以控制該第 一電容器與該第二電源並聯；藉此週期性操作而進行該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
於一實施例中，該切換轉換器更包括至少一電感器，耦接於該複數電容器對應的至少一電流路徑上，該複數開關更用以週期性地切換該電感器與該第一電容器及/或該第二電容器之耦接，使得該電感器與該第一電容器，及/或，該電感器與該第二電容器，以諧振方式操作而達成該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
於一實施例中，該切換式電容轉換電路之特徵在於更包括以下之一：(1)該至少一電感器包括一第一電感器與一第二電感器，其中該第一電容器更與該第一電感器直接串聯電連接，而形成一第一諧振槽，該第二電容器更與該第二電感器直接串聯電連接，而形成一第二諧振槽；其中於該第一時段，該複數開關更控制該第一諧振槽與該第三電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且更控制該第二諧振槽與該第二電源並聯；其中於該第二時段，該複數開關更控制該第二諧振槽與該第三電容器串聯於該第二電源與一接地電位之間，且更控制該第一諧振槽與該第二電源並聯；(2)該電感器耦接於該第二電源與一切換節點之間；其中該切換週期中的該第一時段，該複數開關更控制該第一電容器與該第三電容器，通過該切換節點與該電感器串聯後，才串聯於該第一電源與該第二電源之間，且更控制該第二電容器通過該切換節點與該電感器串聯後，才與該第二電源並聯；其中於該切換週期中的該第二時段，該複數開關更控制該第二電容器與該第三電容器，通過該切換節點與該電感器串聯於該第二電源 與一接地電位之間，且更控制該第一電容器通過該切換節點與該電感器串聯後，才與該第二電源並聯；或者(3)該至少一電感器包括一第三電感器與一第四電感器，其中該第三電感器耦接於該第二電源與一第一切換節點之間，該第四電感器耦接於該第二電源與一第二切換節點之間；其中該切換週期中的該第一時段，該複數開關更控制該第一電容器與該第三電容器，通過該第一切換節點與該第三電感器串聯後，才串聯於該第一電源與該第二電源之間，且更控制該第二電容器通過該第二切換節點與該第四電感器串聯後，才與該第二電源並聯；其中於該切換週期中的該第二時段，該複數開關更控制該第二電容器與該第三電容器，通過該第二切換節點與該第四電感器串聯於該第二電源與一接地電位之間，且更控制該第一電容器通過該第一切換節點與該第三電感器串聯後，才與該第二電源並聯。
於一實施例中，該第三電容器之電容值遠大於該第一電容器與該第二電容器之電容值，使得該第一電容器與該電感器的第一諧振頻率，與該第二電容器與該電感器的第二諧振頻率，皆高於或等於該第三電容器與該電感器的第三諧振頻率的10倍。
於一實施例中，於特徵(1)中，該電感器上的一諧振電流為全波交流弦波。
於一實施例中，於特徵(2)或(3)中，該電感器上的一諧振電流為全波整流弦波。
於一實施例中，至少部分之該複數開關於該電感器的一電感電流為0時切換，使得至少部分之該複數開關達成零電流切換。
於一實施例中，第一部分之該複數開關於該電感電流達到0後，更延遲一延遲時間才切換，藉此使得該電感器的該電感電流續流，進而使得第二部分之該複數開關為零電壓切換；或者，其中第一部分之該複數開關於該電感電流達到0之前一時段即切換，進而使得第二部分之該複數開關為零電壓切換。
於一實施例中，於一2倍轉換模式下，部分之該複數開關恆導通，另一部分之該複數開關恆不導通，又一部分之該複數開關用以基於該切換週期而切換該第二電容器或該第三電容器其中之一電容器，以於該切換週期的一第一時段使該電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且於該切換週期的一第二時段使該電容器並聯於該第二電源，使得該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為2。
於一實施例中，於一2倍轉換模式下，部分之該複數開關恆導通，另一部分之該複數開關恆不導通，又一部分之該複數開關用以基於該切換週期而切換該第二電容器或該第三電容器其中之一電容器，以於該切換週期的一第一時段使該電容器與該電感器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且於該切換週期的一第二時段使該電容器與該電感器串聯後，並聯於該第二電源，使得該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為2，其中該電感器與該電容器以諧振方式操作而達成該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
於一實施例中，於一3倍轉換模式下，部分之該複數開關恆導通，另一部分之該複數開關恆不導通，又一部分之該複數開關用以基於該切換週期而切換該第一電容器與該第三電容器，以於該切換週期的一第一時段使該第一電容器與該第三電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且於該切換週期的一第二時段使該第一電容器與該第三電容器並聯於該第二電源，使得該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為3。
於一實施例中，於一3倍轉換模式下，部分之該複數開關恆導通，另一部分之該複數開關恆不導通，又一部分之該複數開關用以基於該切換週期而切換該第一電容器與該第三電容器，以於該切換週期的一第一時段使該第一電容器與該第三電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且於該切換週期的一第二時段使該第一電容器與該第三電容器並聯於該第二電源，使得該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為3，其中該電感器與該第一電容器，及/或，該電感器與該第三電容器，以諧振方式操作而達成該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
於一實施例中，該切換轉換器包括複數電感器，耦接於該複數電容器對應的複數電流路徑上，該複數開關用以週期性地切換該複數電感器與該複數電容器之耦接，使得該複數電感器與對應的該複數電容器以諧振方式操作而達成該第一電源與該第二電源之間的電源轉換，其中該複數電感器中的至少之二彼此具有互感(coupled inductance)。
於一實施例中，彼此具有互感的該複數電感器配置為互感電感器(coupled inductors)，或是配置為一變壓器。
於一實施例中，該至少一切換轉換器包括第一切換轉換器與第二切換轉換器，其中該第一切換轉換器與該第二切換轉換器彼此並聯耦接於該第一電源與該第二電源之間，其中該第一切換轉換器與該第二切換轉換器以彼此相反的相位切換每一切換轉換器中對應的該複數開關。
於一實施例中，具有特徵(3)所述之切換式電容轉換電路，其中該第三電感器與該第四電感器皆操作於連續導通模式。
於一實施例中，具有特徵(3)所述之切換式電容轉換電路，其中該切換週期所對應的一切換頻率，低於該第三電感器與該第一電容器的諧振頻率及/或低於該第四電感器與該第二電容器的諧振頻率。
於一實施例中，該控制電路包括一零電流偵測電路，用以根據流經該電感器的一電感電流而產生一零電流偵測訊號，其中當該零電流偵測訊號示意該電感電流為0時，該複數開關切換至各自對應的反相狀態，藉此進行該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
於一實施例中，該控制電路更包括一延遲電路，用以延遲該複數開關切換至各自對應的反相狀態的時點。
於一實施例中，該零電流偵測電路包括一零電流估計電路，耦接於該電感器、該第一電容器及/或該第二電容器，用以根據 該電感器之兩端的電壓差，該第一電容器之兩端的電壓差，及/或該第二電容器之兩端的電壓差，以估計該電感電流為0之時點，以用於產生該零電流偵測訊號。
於一實施例中，該零電流估計電路包括：一電壓偵測電路，用以根據該電感器之兩端的電壓差產生一電壓偵測訊號，以示意該電感器之兩端的電壓差超過零電壓的一第一時段；一斜坡電路，用以根據該電壓偵測訊號，於該第一時段，產生一斜坡訊號之一第一斜坡，並於該第一時段結束後，接續該第一斜坡的終值，而產生該斜坡訊號之一第二斜坡，其中該第一斜坡與該第二斜坡的斜率彼此為反相，且該第一斜坡與該第二斜坡的斜率之絕對值相等；以及一比較器，用以於該第二斜坡到達一零電流閾值時，示意該電感電流為0之時點，以用於產生該零電流偵測訊號。
於一實施例中，該零電流估計電路根據該第一電容器之兩端的電壓差到達峰值的時點及到達谷值的時點，及/或根據該第二電容器之兩端的電壓差到達峰值的時點及到達谷值的時點，以估計該電感電流為0之時點，以用於產生該零電流偵測訊號。
於一實施例中，該至少一電感器包括複數電感器，該複數電感器所對應的複數電感電流藉由以下方式而調節：其中該控制電路更用以產生複數延遲時間，且根據該複數電感電流的一平均值與至少一該複數電感電流之差值，而調整該複數延遲時間中的至少一者，以使該複數電感電流之間成一固定比例；其中該複數電感電流對應於該第一電感器之一電感電流與該第二電感器之一電感電流，或者 對應於該第三電感器之一電感電流與該第四電感器之一電感電流；其中該複數延遲時間分別用以延遲對應的該複數電感器各自的一充電起始時點或一放電起始時點。
於一實施例中，該固定比例為1：1。
於一實施例中，該複數電容器之一更對應於一分配電容器，該複數開關之一更對應於一預充電晶體，該預充電晶體電連接於一輸入電源與該分配電容器之間，其中該輸入電源對應於該第一電源或該第二電源的其中之一；其中該控制電路更用以於一預充模式時，以線性回饋之方式控制該預充電晶體導通程度，並控制其他該複數開關之切換，而控制該複數電容器彼此之電連接關係，以於該分配電容器之壓降低於一閾值電壓時，將該複數電容器至少之一的跨壓預充電至對應的一預設電壓。
於一實施例中，該預設電壓為一輸出電壓之一目標電壓，其中該輸出電壓對應於該第一電源或該第二電源的其中之另一的電壓。
於一實施例中，該切換式電容轉換電路更包含一驅動電路，用以驅動至少部分的該複數開關，該驅動電路包括：複數驅動器，用以根據該控制電路之控制而產生複數驅動訊號，用以週期性地分別驅動部分的該複數開關，以諧振方式進行該第一電源與該第二電源之間的電源轉換；以及一電源供應電路，用以提供部分的該複數驅動器對應的複數驅動電源，包括：一電壓增高電路(voltage booster)，用以根據一時脈訊號、一直流電壓及相關於一輸出電壓的一輸出相關訊 號，而產生一增高電源，其中該增高電源的電壓相關於一輸入電壓及該輸出相關訊號之和，其中該輸入電壓與該輸出電壓分別對應於該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓，或者分別對應於該第二電壓與該第一電壓；複數驅動電容器，其中每一該驅動電容器之跨壓對應於對應的該驅動電源；以及複數供應二極體，自該增高電源，依該供應二極體之順向方向，彼此串聯耦接，其中每一供應二極體的反向端耦接於對應的該驅動電源的一正端，用以向對應的該驅動電容器充電，以產生對應的該驅動電源，且用以阻擋逆向電流與逆向電壓。
於一實施例中，該電壓增高電路、對應的該驅動電容器與對應的該供應二極體形成一電荷幫浦，當該電壓增高電路產生該增高電源時，對應的該供應二極體根據該增高電源對該驅動電容器充電，以產生對應的該驅動電源，其中該驅動電源的一負端耦接該輸出電壓，對應的該驅動電源相關於該輸入電壓。
於一實施例中，該電壓增高電路、對應的該驅動電容器、對應的該供應二極體以及對應的該開關形成一自舉電路(bootstrap)，當該電壓增高電路產生該增高電源時，對應的該供應二極體根據一第二增高電源對該驅動電容器充電，以產生對應的該驅動電源，其中該驅動電源的該負端之電壓隨該複數開關之切換而變動，該驅動電源的該正端之電壓亦隨該複數開關之切換而變動，對應的該驅動電源於穩態時，相關於該輸入電壓，其中該第二增高電源相關於該增高電源。
於一實施例中，該切換式電容轉換電路更包含一上層電容器以及複數上層開關，其中該至少一切換轉換器包括第一切換轉換器與第二切換轉換器；其中該上層電容器、該複數上層開關、該第一切換轉換器與該第二切換轉換器以一基本拓樸彼此耦接；其中於該切換週期中的一第一時段，該複數上層開關控制該第一切換轉換器與該電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且控制該第二切換轉換器與該第二電源並聯；其中於該切換週期中的一第二時段，該複數上層開關控制該第二切換轉換器與該電容器串聯於該第二電源與一接地電位之間，且控制該第一切換轉換器與該第二電源並聯。
於一實施例中，該切換式電容轉換電路更包含一上層電容器以及複數上層開關，其中該至少一切換轉換器包括第一切換轉換器與第二切換轉換器；其中該上層電容器、該複數上層開關、該第一切換轉換器與該第二切換轉換器以一基本拓樸彼此耦接；其中於該切換週期中的一第一時段，該複數上層開關控制該第一切換轉換器與該電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且控制該第二切換轉換器與該第二電源並聯；其中於該切換週期中的一第二時段，該複數上層開關控制該第二切換轉換器與該電容器串聯於該第二電源與一接地電位之間，且控制該第一切換轉換器與該第二電源並聯。
於一實施例中，該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為8。
於一實施例中，該切換式電容轉換電路更包含一又上層電容器、複數又上層開關、又上層的一第一切換轉換器以及又上層的 一第二切換轉換器，其中又上層的該電容器、複數該又上層開關、該又上層的該第一切換轉換器以及該又上層的該第二切換轉換器，更對應於該基本拓樸，以遞迴展開方式而彼此耦接；其中該又上層的該第一切換轉換器與該又上層的該第二切換轉換器，遞迴地對應於下一層的該切換式電容轉換電路。
於又一觀點中，本發明提供一種電源轉換系統，包含如請求項6所述之切換式電容轉換電路；一電壓調節器，用以接收一第一級電源，而產生一輸出電壓，其中該輸出電壓受調節至一預設位準；以及一介面與控制單元，其中該介面與控制單元用以控制該電壓調節器，以調節該輸出電壓至一預設位準，且該介面與控制單元藉由一通訊介面，用以控制該電壓調節器的一切換頻率及/或控制該切換式電容轉換電路之該切換頻率，以提高該電源轉換系統的電源轉換效率。
於一實施例中，該介面與控制單元控制該電壓調節器的該切換頻率與該切換式電容轉換電路之該切換頻率為同步，以降低該電源轉換系統的電磁干擾。
於一實施例中，該切換式電容轉換電路藉由調整至少部分之該複數開關各自對應的延遲時間而調整該切換式電容轉換電路的該切換頻率。
底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
31:零電流偵測電路
32:判斷電路
33,34:零電流估計電路
36:電流感測電路
37:電流調整電路
38:預充電路
70:電源供應電路
71:電壓增高電路
310,510,610,710,1010A,1210,1410,1510A,1510B,1610,2610,2810,3300,3310:切換轉換器
311:電流感測電路
312,334,383:比較器
321:邏輯電路
321a,321b:及閘
322:狀態電路
322a,322b:正反器
331:電壓偵測電路/比較器
332:計時電路
333:斜坡電路
341:峰谷偵測電路
362a,362b:轉換電路
371:平均電路
372a,372b:比較電路
373:延遲電路
381:放大電路
382:訊號決定電路
511:第一諧振槽
512:第二諧振槽
750:驅動電路
910:諧振切換式電容轉換電路
920:電壓調節器
930:介面與控制單元
940:中央處理單元/圖形處理單元/記憶單元
950:電源供應單元
1611:變壓器
1700,1800,1900,2000,2200A,2200B,2400,2600A,2800A,2800B,3000,3700,3800:切換式電容轉換電路
1710,1810,1910,2210,2230,2410:第一切換轉換器
1720,1820,1920,2220,2240,2420:第二切換轉換器
1811,1812,1821,1822,2311,2312,2321,2322:諧振槽
2041a,2041b,361a,361b:電壓感測電路
2630,2830A,2830B,3130,3330:控制電路
3900:電源轉換系統
C1,C2,C3,C11,C12,C21,Cd1,Cd7,Cd9,Cd4,CINT,Cs1,Cs2,CV1,CV2:電容器
Cd4,Cd9:驅動電容器
DCR1,DCR2:寄生電阻
Drv1,Drv4,Drv7,Drv9:驅動器
Ds1~Ds4:供應二極體
EAO:放大控制訊號
G1,G4,G7,G9:驅動訊號
GA,GB:控制訊號
GAD,GAP:控制脈波
GBD,GBP:控制脈波
I1:第一電流
I2:第二電流
Iavg:平均電流訊號
IFC1,IFC2:通訊介面
IL,IL1,IL2,IL11,IL12:電感電流
ISN1,ISN2:電流感測訊號
L,L1,L11,L2,L12:電感器
LX,LX1,LX2:切換節點
Q1~Q10,Q21,Q28:開關
Rcs1,Rcs2:電阻器
RMP:斜坡訊號
S2,S3:驅動電源開關
t2,t4:時點
T1:時段
Ta1,Ta2:調整訊號
td1,td2:延遲時間
TN:負電壓期間
TP:正電壓期間
V1:第一電壓
V2:第二電壓
Vb,Vb1~Vb4:增高電源
VC1,VC2,VC3:跨壓
Vcd1,Vcd7,Vcd9,Vcd4:驅動電源
VD:電壓偵測訊號
VL:電壓差
VLa,VLb:電壓
VLX:節點電壓
VOUT:輸出電壓
Vref:參考訊號
VT:斜坡訊號
Vth0:零電流閾值
ZCD:零電流偵測訊號
圖1A~圖1E顯示數種先前技術之切換式電容轉換電路的示意圖。
圖2A顯示一種先前技術之切換式電容轉換電路的電路示意圖。
圖2B顯示一種典型的電容器之電容值相對於電壓的特性曲線圖。
圖3顯示本發明之非諧振切換式電容轉換電路之一具體實施例的示意圖。
圖4A~圖4B顯示對應於圖3之切換式電容轉換電路之操作實施例的示意圖。
圖5顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。
圖6顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。
圖7顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。
圖8顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的操作波形圖。
圖9顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的操作波形圖。
圖10A~圖10B顯示根據本發明之非諧振切換式電容轉換電路的兩個實施例的示意圖。
圖11~圖13顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。
圖14顯示根據本發明之非諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。
圖15A~圖15B顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的兩個實施例的示意圖。
圖16顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。
圖17顯示根據本發明之非諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。
圖18~圖20顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的數個實施例的示意圖。
圖21顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的操作波形圖。
圖22A顯示根據本發明之非諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。
圖22B顯示根據本發明之的切換式電容轉換電路的一實施例的電路方塊圖。
圖23~圖25顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的數個實施例的示意圖。
圖26A~圖26B顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路中，零電流偵測電路的數個實施例的示意圖。
圖27A~圖27C顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的數個實施例的操作波形圖。
圖28A~圖28B顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路中，零電流估計電路的數個實施例的示意圖。
圖29顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的數個實施例的操作波形圖。
圖30顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路中，零電流估計電路的一個實施例的示意圖。
圖31顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路中，控制電路用以控制電流平衡之實施例的示意圖。
圖32顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一電流平衡之實施例的操作波形圖。
圖33~圖34顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路中，控制電路的數個預充電路之實施例的示意圖。
圖35~圖36顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的兩個預充電之實施例的操作波形圖。
圖37~圖38顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路中，驅動電路的數個實施例的示意圖。
圖39顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路所建構的電源轉換系統的一個實施例的示意圖。
本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。
圖3顯示本發明之非諧振切換式電容轉換電路之一具體實施例的示意圖(切換式電容轉換電路3000)。圖4A~圖4B顯示對應於圖3之非諧振切換式電容轉換電路之操作實施例的示意圖。
切換式電容轉換電路3000用以將第一電源(對應於第一電壓V1與第一電流I1)轉換為第二電源(對應於第二電壓V2與第二電流I2)，或者，用以將第二電源轉換為第一電源。本實施例中，切換式電容轉換電路3000包含切換轉換器310，切換轉換器310包括彼此耦接的第一電容器(電容器C1)、第二電容器(電容器C2)、第三電容器(電容器C3)以及複數開關Q1~Q10。
在一實施例中，於切換週期中的第一時段(對應於圖4A)，複數開關Q1~Q10控制第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)串聯於第一電源與第二電源之間，且控制第二電容器(電容器C2)與第二電源並聯，第二電容器(電容器C2)的另一端受控制耦接於接地電位。具體以圖4A為例，第一開關Q1、Q2與Q3導通以控制第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)串聯於第一電源與第二電源之間，開關Q4與Q5導通以控制第二電容器(電容器C2)與第二電源並聯，且開關Q6~Q10為不導通(以灰色表示)。本實施例中，於第一時段中，控制 訊號GA為致能，使其所控制之開關為導通，控制訊號GB為禁能，使其所控制之開關為不導通。
於切換週期中的第二時段(對應於圖4B)，複數開關Q1~Q10控制第二電容器(電容器C2)與第三電容器(電容器C3)串聯於第二電源與接地電位之間，且控制第一電容器(電容器C1)與第二電源並聯。如圖4B所示，於切換週期中的第二時段，第二電容器(電容器C2)與第三電容器(電容器C3)反向串聯於第二電源與接地電位之間。具體以圖4B為例，開關Q6、Q7與Q8導通以控制第二電容器(電容器C2)與第三電容器(電容器C3)串聯於第二電源與接地電位之間，且開關Q9與Q10導通以控制第一電容器(電容器C1)與第二電源並聯，且開關Q1~Q5為不導通(以灰色表示)。本實施例中，於第二時段中，控制訊號GA為禁能，使其所控制之開關為不導通，控制訊號GB為致能，使其所控制之開關為導通。
切換式電容轉換電路3000藉上述週期性操作而進行第一電源與第二電源之間的電源轉換。本實施例中，第一電壓V1與第二電壓V2之比值為4。
需說明的是，上述於第二時段中，第二電容器(電容器C2)與第三電容器(電容器C3)「反向」串聯係指，第二電容器(電容器C2)的跨壓與第三電容器(電容器C3)的跨壓為反相(即正負端方向相反)。
繼續參閱圖4A與圖4B，在將第一電源轉換為第二電源的實施例中，於第一時段中(圖4A)，第一電源對彼此串聯的第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)充電，第二電容器(電容器C2)則是放電以供應給第二電源，亦即，第二電容器(電容器C2)對耦接於第二電 源的電容器CV2充電。而於第二時段中(圖4B)，第三電容器(電容器C3)則對第二電容器(電容器C2)以及第二電源充電。
此外，在將第二電源轉換為第一電源的實施例中，於第一時段中(圖4A)，第二電源對彼此串聯的第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)充電，且第二電源對第二電容器(電容器C2)充電。而於第二時段中(圖4B)，第二電源對第一電容器(電容器C1)充電，且第二電源通過第二電容器(電容器C2)對第三電容器(電容器C3)充電。
藉由上述的週期性操作，本實施例中，於穩態時，第三電容器(電容器C3)的跨壓與第二電壓V2之比值為2，第一電容器(電容器C1)之跨壓VC1與第二電壓V2之比值為1，且第二電容器(電容器C2)之跨壓VC2與第二電壓V2之比值為1。在第二電壓V2為12V的實施例中，於穩態時，第一電容器(電容器C1)之跨壓VC1與第二電容器(電容器C2)之跨壓VC2亦皆為12V，值得注意的是，如圖2B所示，由於本發明可以使得電容器上的跨壓於穩態時維持於較低的電壓，因此，電容器得以維持較高的有效電容值，因而電容器所需耐壓與體積皆可因此有效降低，同時，其諧振頻率較為穩定，且具有較佳的暫態響應。還值得注意的是，本發明的輸出電流(例如對應於第二電流I2)，係由兩個渠道所提供，因此可降低漣波。
分別耦接於第一電源與第二電源的電容器CV1與CV2，在第一電源轉換為第二電源的實施例中，分別對應於輸入電容器與輸出電容器，或者，在第二電源轉換為第一電源的實施例中，分別對應於輸出電容器與輸入電容器。
本發明之切換式電容轉換電路，在一實施例中，切換轉換器更包括至少一電感器，耦接於至少部分之複數電容器(例如C1~C2) 對應的至少一電流路徑上，複數開關(例如Q1~Q10)更用以週期性地切換電感器L與第一電容器(電容器C1)及/或第二電容器(電容器C2)之耦接，使得電感器L與第一電容器(電容器C1)，及/或，電感器L與第二電容器(電容器C2)，以諧振方式操作而達成第一電源與第二電源之間的電源轉換。
請參閱圖5，圖5顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。本實施例中的切換轉換器510與圖3的切換轉換器310相似，其差別在於，切換轉換器510更包括電感器L1與電感器L2，第一電容器(電容器C1)與電感器L1直接串聯電連接，而形成第一諧振槽511，第二電容器(電容器C2)與電感器L2直接串聯電連接，而形成第二諧振槽512。在一實施例中，於切換週期的第一時段，複數開關Q1~Q10控制第一諧振槽511與第三電容器(電容器C3)串聯於第一電源與第二電源之間，且控制第二諧振槽512與第二電源並聯。另一方面，於切換週期的第二時段，複數開關Q1~Q10控制第二諧振槽512與第三電容器(電容器C3)串聯於第二電源與接地電位之間，且控制第一諧振槽511與第二電源並聯，切換轉換器510藉由上述週期性操作，以諧振方式操作而達成第一電源與第二電源之間的電源轉換。上述複數開關的Q1~Q10的控制細節可參照圖4A~圖4B的實施例。
圖6顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。本實施例中的切換轉換器610與圖3的切換轉換器310相似，其差別在於，切換轉換器610更包括電感器L，電感器L耦接於第二電源與切換節點LX之間，於切換週期中的第一時段，複數開關Q1~Q10 控制第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)，通過切換節點LX與電感器L串聯後，才串聯於第一電源與第二電源之間，且控制第二電容器(電容器C2)通過切換節點LX與電感器L串聯後，才與第二電源並聯。另一方面，於切換週期中的第二時段，複數開關Q1~Q10控制第二電容器(電容器C2)與第三電容器(電容器C3)，通過切換節點LX與電感器L串聯於第二電源與接地電位之間，且控制第一電容器(電容器C1)通過切換節點LX與電感器L串聯後，才與第二電源並聯。本實施例中，第一電容器(電容器C1)、第二電容器(電容器C2)與第三電容器(電容器C3)皆與電感器L通過諧振而進行第一電源與第二電源之間的轉換。上述複數開關的Q1~Q10的控制細節可參照圖4A~圖4B的實施例。
值得注意的是，本實施例的電容器於充放電的過程，係與電感器以諧振方式進行，因此，可有效降低電容器於充放電時的湧浪電流，且可藉由諧振的特性，而達成零電流切換控制或是零電壓切換控制，後述以諧振方式操作的實施例亦同，細節容後詳述。
圖7顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。本實施例中的切換轉換器710與圖3的切換轉換器310相似，其差別在於，切換轉換器710更包括電感器L1與電感器L2，其中電感器L1耦接於第二電源與第一切換節點LX1之間，電感器L2耦接於第二電源與第二切換節點LX2之間。於切換週期中的第一時段，複數開關Q1~Q10控制第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)，通過第一切換節點LX1與電感器L1串聯後，才串聯於第一電源與第二電源之間，且控制第二電容器(電容器C2)通過第二切換節點LX2與電感器L2串聯 後，才與第二電源並聯。另一方面，於切換週期中的第二時段，複數開關Q1~Q10控制第二電容器(電容器C2)與第三電容器(電容器C3)，通過第二切換節點LX2與電感器L2串聯於第二電源與接地電位之間，且控制第一電容器(電容器C1)通過第一切換節點LX1與電感器L1串聯後，才與第二電源並聯。上述複數開關的Q1~Q10的控制細節可參照圖4A~圖4B的實施例。
在一實施例中，如前述圖5~圖7之實施例中的第三電容器C3之電容值遠大於第一電容器(電容器C1)與第二電容器(電容器C2)之電容值，使得第一電容器(電容器C1)與電感器的第一諧振頻率，與第二電容器(電容器C2)與電感器的第二諧振頻率，皆遠高於第三電容器(電容器C3)與電感器的第三諧振頻率，在一較佳實施例中，第一諧振頻率與第二諧振頻率皆大於等於第三諧振頻率的10倍。
圖8顯示對應於圖5實施例的操作波形圖。電感器L1與L2上的諧振電流(即電感電流IL1、IL2)以及電容器C1、C2、C3各自對應的跨壓VC1、VC2與VC3為全波交流弦波。具體而言，本實施例中，係將第一電源轉換為第二電源，其中第二電壓V2與第二電流I2(對應於輸出電壓與輸出電流)的漣波，以及第三電容器(電容器C3)的跨壓VC3的漣波皆非常低，第一電容器(電容器C1)與第二電容器(電容器C2)的跨壓VC1、VC2也維持於較低的直流位準。
圖9顯示對應於圖6、圖7實施例的操作波形圖。電感器L(對應於圖6實施例)、L1與L2(對應於圖7實施例)上的諧振電流(即 電感電流IL、IL1、IL2)為全波整流弦波，換言之，本實施例中，諧振電流IL、IL1、IL2為大於0的全波整流弦波。
繼續參閱圖9，就一觀點而言，在一實施例中，至少部分之複數開關Q1~Q10於電感器(L、L1、L2)的電感電流(IL、IL1、IL2)為0時切換，使得至少部分之複數開關達成零電流切換。有關零電流切換的控制方式容後詳述。
圖10A~圖10B顯示根據本發明之非諧振切換式電容轉換電路的兩個實施例的示意圖。本發明之管線式之諧振與非諧振切換式電容轉換電路，還可以藉由控制部分之複數開關為恆導通，且控制另一部分之複數開關為恆導通，而使得切換式電容轉換電路操作於不同的倍數之轉換模式。具體舉例而言，以前述的切換轉換器310為例，可操作於2倍轉換模式下，其中部分之複數開關Q1~Q10恆導通，另一部分之複數開關Q1~Q10恆不導通，又一部分之複數開關Q1~Q10用以基於切換週期而切換第二電容器(電容器C2)或第三電容器(電容器C3)其中之一電容器，以於切換週期的第一時段使該電容器串聯於第一電源與第二電源之間，且於切換週期的第二時段使該電容器並聯於第二電源，使得第一電源之第一電壓V1與第二電源之第二電壓V2之比值為2。
圖10A所示的切換轉換器1010A係對應於圖3之切換轉換器310，本實施例中，切換轉換器1010A操作於2倍轉換模式下，其中開關Q1恆導通(以短路顯示)，開關Q2,Q3,Q8~Q10恆不導通，開關Q4~Q7用以基於切換週期而切換第二電容器(電容器C2)，以於切換週期的第一時段使第二電容器(電容器C2)串聯於第一電源與第二電源之間，且於切 換週期的第二時段使第二電容器(電容器C2)並聯於第二電源，使得第一電源之第一電壓V1與第二電源之第二電壓V2之比值為2。本實施例中，由於開關Q2,Q3,Q8~Q10恆不導通，因此第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)各自之至少一端亦恆為浮接。
在另一實施例中，如圖10B所示的切換轉換器1010B係對應於圖3之切換轉換器310，本實施例中，切換轉換器1010B操作於2倍轉換模式下，其中開關Q4,Q9恆導通(以短路顯示)，開關Q3,Q5,Q6,Q10恆不導通，開關Q1,Q2,Q7,Q8用以基於切換週期而切換第三電容器C3，以於切換週期的第一時段使第三電容器C3串聯於第一電源與第二電源之間，且於切換週期的第二時段使第三電容器C3並聯於第二電源，使得第一電源之第一電壓V1與第二電源之第二電壓V2之比值為2。本實施例中，由於開關Q3,Q5,Q6,Q10恆不導通，因此第一電容器C1與第二電容器C2各自之至少一端亦恆為浮接。
圖11~圖13顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。圖11所示的切換轉換器1110可對應於圖5之切換轉換器510，且其複數開關之操作與圖10A之切換轉換器1010A相似，具體而言，本實施例中，於2倍轉換模式下，切換轉換器1110的開關Q1恆導通(以短路顯示)，開關Q2,Q3,Q8~Q10恆不導通，開關Q4~Q7用以基於切換週期而切換第二電容器(電容器C2)，以於切換週期的第一時段使第二電容器(電容器C2)與電感器L2串聯於第一電源與第二電源之間，且於切換週期的第二時段使第二電容器(電容器C2)與電感器L2串聯後，並聯於第二電源，使得第一電源之第一電壓V1與第二電源之第二電 壓V2之比值為2，其中第二電容器(電容器C2)與電感器L以諧振方式操作而達成第一電源與第二電源之間的電源轉換。本實施例中，由於開關Q2,Q3,Q8~Q10恆不導通，因此諧振槽1111(第一電容器(電容器C1)、電感器L1)與第三電容器(電容器C3)各自之至少一端亦恆為浮接。
圖12所示的切換轉換器1210可對應於圖6之切換轉換器610，且其複數開關之操作與圖10A之切換轉換器1010A相似，具體而言，本實施例中，於2倍轉換模式下，切換轉換器1210的開關Q1恆導通(以短路顯示)，開關Q2,Q3,Q8~Q10恆不導通，開關Q4~Q7用以基於切換週期而切換第二電容器(電容器C2)，以於切換週期的第一時段，控制第二電容器(電容器C2)通過切換節點LX與電感器L串聯後才串聯於第一電源與第二電源之間，且於切換週期的第二時段，控制第二電容器(電容器C2)通過切換節點LX與電感器L串聯後，並聯於第二電源，換言之，開關Q4~Q7於切換週期的第二時段，控制第二電容器(電容器C2)通過切換節點LX與電感器L串聯於第二電源與接地電位之間，使得第一電源之第一電壓V1與第二電源之第二電壓V2之比值為2，其中第二電容器(電容器C2)與電感器L以諧振方式操作而達成第一電源與第二電源之間的電源轉換。本實施例中，由於開關Q2,Q3,Q8~Q10恆不導通，因此第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)各自之至少一端亦恆為浮接。
圖13所示的切換轉換器1310可對應於圖7之切換轉換器710，且其複數開關之操作與圖10A之切換轉換器1010A相似，具體而言，本實施例中，於2倍轉換模式下，切換轉換器1310的開關Q4,Q9恆導通(以短路顯示)，開關Q3,Q5,Q6,Q10恆不導通，開關Q1,Q2,Q7,Q8 用以基於切換週期而切換第三電容器C3，以於切換週期的第一時段，控制第三電容器(電容器C3)通過切換節點LX與電感器L串聯後才串聯於第一電源與第二電源之間，且於切換週期的第二時段，控制第三電容器(電容器C3)通過切換節點LX與電感器L串聯後，並聯於第二電源，換言之，開關Q1、Q2、Q7、Q8於切換週期的第二時段，控制第三電容器(電容器C3)通過切換節點LX與電感器L串聯於第二電源與接地電位之間，使得第一電源之第一電壓V1與第二電源之第二電壓V2之比值為2，其中第三電容器(電容器C3)與電感器L以諧振方式操作而達成第一電源與第二電源之間的電源轉換。本實施例中，由於開關Q3,Q5,Q6,Q10恆不導通，因此第一電容器C1與第二電容器(電容器C2)各自之至少一端亦恆為浮接。
圖14顯示根據本發明之非諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。圖14所示的切換轉換器1410係對應於圖3之切換轉換器310，本實施例中，切換轉換器轉換器1410操作於3倍轉換模式下，其中開關Q4恆導通(以短路顯示)，開關Q5,Q6恆不導通，開關Q1~Q3,Q7~Q10用以基於切換週期而切換第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)，以於切換週期的第一時段控制第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)串聯於第一電源與第二電源之間，且於切換週期的第二時段控制第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)並聯於第二電源，使得第一電源之第一電壓V1與第二電源之第二電壓V2之比值為3。本實施例中，由於開關Q5,Q6,恆不導通，因此第二電容器(電容器C2)之一端亦恆為浮接。
圖15A~圖15B顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的兩個實施例的示意圖。圖15A所示的切換轉換器1510A可對應於圖6之切換轉換器610，且其複數開關之操作與圖14之切換轉換器1410相似，具體而言，本實施例中，於3倍轉換模式下，切換轉換器1510A的開關Q4恆導通(以短路顯示)，開關Q5,Q6恆不導通，開關Q1~Q3,Q7~Q10用以基於切換週期而切換第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)，以於切換週期的第一時段控制第一電容器(電容器C1)、第三電容器(電容器C3)與電感器L串聯於第一電源與第二電源之間，且於切換週期的第二時段控制第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)並聯後與電感器L串聯，再與第二電源並聯，使得第一電源之第一電壓V1與第二電源之第二電壓V2之比值為3，其中第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)與電感器L以諧振方式操作而達成第一電源與第二電源之間的電源轉換。本實施例中，由於開關Q5,Q6恆不導通，因此第二電容器(電容器C2)之一端亦恆為浮接。
圖15B所示的切換轉換器可對應於圖7之切換轉換器710，且其複數開關之操作與切換轉換器1510A相似，其差別在於，於切換週期的第一時段中，切換轉換器1510B的第一電容器(電容器C1)、第三電容器(電容器C3)與電感器L1串聯於第一電源與第二電源之間，而於切換週期的第二時段中，第一電容器(電容器C1)與第三電容器(電容器C3)分別與電感器L1、電感器L2串聯後，再與第二電源並聯，使得第一電壓V1與第二電壓V2之比值為3。其開關之操作細節可參照圖15A之實施例。
需說明的是，上述圖10A、圖10B、圖11~圖14、圖15A、圖15B，係分別對應於前述圖3、圖5~圖7的開關與元件配置，藉由部分開關恆導通、另一部分開關恆不導通，其他開關則根據所需的模式而切換，即可使得第一電壓V1與第二電壓V2之比值設定為數種不同的倍數關係。此外，圖10A、圖10B、圖11~圖14、圖15A、圖15B係顯示前述圖3、圖5~圖7之實施例的等效電路圖，其中恆不導通的開關與恆為浮接的電容器則於圖中省略，以簡化圖面。
圖16顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。圖16所示的切換轉換器1610相似於圖7所示的切換轉換器710，本實施例中，切換轉換器1610的電感器L1與L2彼此具有互感，因此，切換轉換器1610的電感電流IL1與IL2彼此之間可具有較佳的電流平衡，同時，也可使得電容器C1,C2彼此之間具有較佳的電壓平衡。
在一實施例中，電感器L1與L2例如可配置為互感電感器(coupled inductors)，或是配置為一變壓器(如1611)。
圖17顯示根據本發明之非諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。在一實施例中，切換式電容轉換電路1700包括第一切換轉換器1710與第二切換轉換器1720，第一切換轉換器1710與第二切換轉換器1720彼此並聯耦接於該第一電源與該第二電源之間，本實施例中，第一切換轉換器1710與第二切換轉換器1720例如對應於前述圖3的切換轉換器310，本實施例中，藉由並聯操作的複數切換轉換器，可以提高輸出功率，或降低漣波電流與漣波電流。需說明的是，上述切換轉 換器的「並聯」係指，切換轉換器的輸入端彼此例如電連接於第一電源，切換轉換器的輸出端例如彼此電連接於第二電源。
在一實施例中，第一切換轉換器1710與第二切換轉換器1720以彼此相反的相位切換每一切換轉換器中對應的該複數開關，以交錯方式進行電源轉換，具體而言，如圖17所示，第一切換轉換器1710之開關Q1~Q10的控制訊號GA與GB係與圖3的切換轉換器310同相，而第二切換轉換器1720之開關Q11~Q20的控制訊號GA與GB係與圖3的切換轉換器310反相(因而也與第一切換轉換器1710反相)。
圖18~圖20顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的數個實施例的示意圖。
圖18的切換式電容轉換電路1800與圖17的切換式電容轉換電路1700相似，切換式電容轉換電路1800包括第一切換轉換器1810與第二切換轉換器1820，其差別在於，第一切換轉換器1810與第二切換轉換器1820更包含了電感器L1,L2,L11,L12，而分別與電容器C1,C2,C11,C12串聯而形成諧振槽1811,1812,1821與1822。如同圖17的切換式電容轉換電路1700，本實施例亦是以交錯方式操作第一切換轉換器1810與第二切換轉換器1820而進行電源轉換，而第一切換轉換器1810與第二切換轉換器1820則各自相似於前述圖5中的切換轉換器510，而以諧振方式進行電源轉換。
圖19的切換式電容轉換電路1900與圖17的切換式電容轉換電路1700相似，切換式電容轉換電路1900包括第一切換轉換器1910與第二切換轉換器1920，其差別在於，第一切換轉換器1910與第二切換轉 換器1920更包含了電感器L1,L2,L11,L12，而分別以相似於圖7實施例的方式，串聯於電容器C1,C2,C11,C12各自對應的電流路徑上。如同圖17的切換式電容轉換電路1700，本實施例亦是以交錯方式操作第一切換轉換器1910與第二切換轉換器1920而進行電源轉換，而第一切換轉換器1910與第二切換轉換器1920則各自相似於前述圖7中的切換轉換器710，而以諧振方式進行電源轉換。
圖20的切換式電容轉換電路2000與圖19的切換式電容轉換電路1900相似，切換式電容轉換電路2000中的電感器L1,L2,L11,L12，彼此之間具有互感，因此，切換式電容轉換電路2000的電感電流IL1,IL2,IL11,IL12彼此之間可具有較佳的電流平衡，同時，也可使得電容器C1,C2,C11,C12彼此之間具有較佳的電壓平衡。在一實施例中，切換式電容轉換電路2000可依需求，而配置電感器L1,L2,L11,L12彼此之間皆具有互感，或僅部分之電感器之間具有互感。在一實施例中，電感器L1,L2,L11,L12可配置為至少一變壓器。
圖21顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一實施例的操作波形圖。圖21對應於例如圖7的實施例，本實施例中，電感器L1與電感器L2皆操作於連續導通模式，藉此，可進一步降低漣波電流與漣波電流。如圖21所示，電感電流IL1與IL2顯示電感器L1與電感器L2皆操作於連續導通模式，電容器(C1,C2,C3)的跨壓VC1,VC2,VC3的漣波電壓、第二電壓V2的漣波電壓，以及電感電流IL1與IL2與第二電流I2的漣波電流，皆大幅降低。
此外，在複數電感器操作於連續導通模式的實施例中(例如圖21)，切換週期所對應的切換頻率(例如對應於圖21電容器C1的跨壓VC1的頻率，得以不需精準對應於電感器L1與第一電容器(電容器C1)的諧振頻率，及電感器L2與第二電容器(電容器C2)的諧振頻率，在一較佳實施例中，切換頻率可低於電感器L1與第一電容器(電容器C1)的諧振頻率，及/或可低於電感器L2與第二電容器(電容器C2)的諧振頻率，因此，對於電感器(如L1,L2)之電感值的變異，以及電容器(如C1,C2)之電容值的變異，本發明之諧振切換式電容轉換電路具有較高的容忍度。
請同時參閱圖22A與圖22B，圖22A顯示根據本發明之非諧振切換式電容轉換電路的一實施例的示意圖。圖22B顯示根據本發明之的切換式電容轉換電路的一實施例的電路方塊圖。
圖22A所示的切換式電容轉換電路2200A包含了第一切換轉換器2210與第二切換轉換器2220，以及一上層電容器(電容器C21)以及複數上層開關(Q21，Q28)，其中第一切換轉換器2210與第二切換轉換器2220例如皆可對應於圖3的切換轉換器310。就一觀點而言，圖22A所示的切換式電容轉換電路2200A，係植基於例如圖3的切換轉換器310，而配置為具有更多層的切換式電容轉換電路，具體而言，上層電容器(電容器C21)、複數上層開關(開關Q21，Q28)、第一切換轉換器2210與第二切換轉換器2220以一基本拓樸彼此耦接，請同時參閱圖22B，所述之「基本拓樸」，在一實施例中，係指上層電容器(電容器C21)、複數上層開關Q21，Q28、第一切換轉換器2210與第二切換轉換器2220之基本耦接關係，容後詳述。
同時參閱圖22B，在一實施例中，根據前述的基本拓樸，第一切換轉換器2210(對應於2230，圖22B)的輸入端與上層電容器(電容器C21)的一端彼此電連接，且第二切換轉換器2220(對應於2240，圖22B)的輸入端與上層電容器(電容器C21)的另一端彼此電連接，此外，第一切換轉換器2210的輸出端、第二切換轉換器2220的輸出端與第二電源彼此電連接。
於切換週期中的第一時段(例如對應於控制訊號GB致能，而控制訊號GA禁能時)，複數上層開關(如開關Q21，Q28)與第一切換轉換器2210之複數開關(如開關Q11~Q20)控制上層電容器(電容器C21)與第一切換轉換器2210串聯且於第一電源與第二電源之間建立至少一電流路徑，且複數上層開關(如Q21，Q28)與第二切換轉換器2220之複數開關(如Q1~Q10)控制上層電容器C21與第二切換轉換器2220之間為斷路，且控制第二切換轉換器2220於第二電源至接地電位之間建立至少一電流路徑。
另一方面，於切換週期中的第二時段(例如對應於控制訊號GB禁能，控制訊號GA致能時)，複數上層開關(Q21，Q28)與第二切換轉換器2220之複數開關(Q1~Q10)控制第二切換轉換器2220與上層電容器(電容器C21)串聯於第二電源與接地電位之間，且於第二電源與接地電位之間建立至少一電流路徑，且複數上層開關(Q21，Q28)與第一切換轉換器2210之複數開關(Q11~Q20)控制上層電容器(電容器C21)與第一切換轉換器2210之間為斷路，且控制第一切換轉換器2210於第二電源至接地電位之間建立至少一電流路徑。
前述之電流路徑例如為控制訊號GA致能時，或控制訊號GB致能時，分別所對應導通之開關所建立而得的電流路徑。
本實施例中，如圖22A所示的第一電壓V1與第二電壓V2之比值為8。詳言之，在穩態時，電容器C21的跨壓為4*V2，電容器C3與C13(皆對應於如前述實施例中的第三電容器)的跨壓皆為2*V2，而電容器C1,C11(皆對應於如前述實施例中的第一電容器),C2,C12(皆對應於如前述實施例中的第二電容器)的跨壓皆為V2。
繼續參閱圖22B，根據本發明，可藉由圖22B的基本拓樸，遞迴地擴充管線式切換式電容轉換電路的層數，藉此達成第一電壓與第二電壓之間更高的轉換倍率。如圖22B所示，任一具有符合圖22B的基本拓樸的管線式切換式電容轉換電路(例如對應為圖中之N層管線式切換式電容轉換電路，其中N為大於等於2的整數)，可用以取代第一切換轉換器2230與第二切換轉換器2240，藉此獲得更高層數的管線式切換式電容轉換電路，亦即管線式切換式電容轉換電路2200B將成為N+1層管線式切換式電容轉換電路。
具體舉例而言，如將圖22A的管線式切換式電容轉換電路2200A，代入圖22B的第一切換轉換器2230與第二切換轉換器2240，則圖22B的管線式切換式電容轉換電路2200B將配置成為16：1的管線式切換式電容轉換電路，相同的代入配置可持續重複地提高層數，進而不斷提高電源的轉換倍數。
在此實施例中(16：1的切換式電容轉換電路)，如圖22A的第一切換轉換器2210與第二切換轉換器2220可視為最底層(1層)之管線式切換式電容轉換電路，其結構對應於如圖3的切換轉換器310，而圖22A的管線式切換式電容轉換電路2200A可視為2層之管線式切換式電容轉換電路，再者，以圖22A的2層管線式切換式電容轉換電路2200A代入圖22B的第一切換轉換器2230與第二切換轉換器2240，則圖22B所示 的管線式切換式電容轉換電路2200B，可視為3層之管線式切換式電容轉換電路。
圖23~圖25顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的數個實施例的示意圖。
圖23所示的切換式電容轉換電路2300相似於圖22A所示的切換式電容轉換電路2200A，其中，第一切換轉換器2310與第二切換轉換器2320更配置了如圖5實施例中的諧振槽，亦即，諧振槽2311,2312,2321,2322，換言之，切換式電容轉換電路2300以相似於切換式電容轉換電路2200A的方式進行切換操作，進而藉由諧振槽2311,2312,2321,2322以諧振方式進行第一電源與第二電源之間的轉換，本實施例中，第一電壓V1與第二電壓V2之比值亦為8。
圖24所示的切換式電容轉換電路2400相似於圖22A所示的切換式電容轉換電路2200A，其中，第一切換轉換器2410與第二切換轉換器2420更配置了如圖7實施例中的電感器，亦即，電感器L11,L12,L1,L2，換言之，切換式電容轉換電路2400以相似於切換式電容轉換電路2200A的方式進行切換操作，進而藉由電感器L1,L2,L11,L12與對應的電容器，以如圖7實施例之諧振方式進行第一電源與第二電源之間的轉換，本實施例中，第一電壓V1與第二電壓V2之比值亦為8。
圖25的切換式電容轉換電路2500與圖24的切換式電容轉換電路2400相似，切換式電容轉換電路2500中的電感器L1,L2,L11,L12，彼此之間具有互感，因此，切換式電容轉換電路2500的電感電流IL1,IL2,IL11,IL12彼此之間可具有較佳的電流平衡，同時，也可使得電 容器C1,C2,C11,C12彼此之間具有較佳的電壓平衡。在一實施例中，切換式電容轉換電路2500可依需求，而配置電感器L1,L2,L11,L12彼此之間皆具有互感，或僅部分之電感器之間具有互感。在一實施例中，電感器L1,L2,L11,L12可配置為至少一變壓器。
圖26A~圖26B顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路與其中的零電流偵測電路的數個實施例的示意圖。圖27A~圖27C顯示對應於圖26A~圖26B之實施例的操作波形圖。
圖26A的切換式電容轉換電路2600A包括切換轉換器2610以及控制電路2630，切換轉換器2610的配置與圖7的切換轉換器710相同，控制電路2630用以產生控制訊號(如控制訊號GA與控制訊號GB)以控制切換轉換器2610的複數開關(如開關Q1~Q10)，控制電路2630包括零電流偵測電路31與判斷電路32，零電流偵測電路31用以根據流經電感器L1與L2的電感電流IL1與IL2而產生零電流偵測訊號ZCD，本實施例中，零電流偵測電路31偵測電感電流IL，於本實施例中，其對應於電感電流IL1與IL2之和。在一實施例中，當零電流偵測訊號ZCD示意電感電流IL為0時，複數開關Q1~Q10切換至各自對應的反相狀態，藉此進行第一電源與第二電源之間的電源轉換。具體以圖27A為例，當電感電流IL為0時(本實施例中代表電感電流IL1與IL2之任一轉為0)，控制訊號GA與控制訊號GB各自轉為反相的位準，以控制複數開關Q1~Q10切換至各自對應的反相狀態。在一實施例中，當電感電流IL1的諧振頻率與IL2的諧振頻率相等時，如圖所示，於IL任兩次相鄰的0電流時點之間對應於切換週期之50%。
請繼續參閱圖26A，在一實施例中，零電流偵測電路31包括電流感測電路311以及比較器312，電流感測電路311用以感測電感電流IL。比較器312，用以將感測所得之電流相關訊號與一參考訊號Vref比對，用以產生零電流偵測訊號ZCD，以示意電感電流IL到達0電流的時點。
請繼續參閱圖26A，在一實施例中，判斷電路32包括邏輯電路321與狀態電路322，邏輯電路321用以根據零電流偵測訊號ZCD以及控制訊號GA與控制訊號GB當前的狀態，而於零電流偵測訊號ZCD示意電感電流IL到達0電流時，產生控制脈波GAP與控制脈波GBP，控制脈波GAP與控制脈波GBP用以觸發狀態電路322，以產生控制訊號GA與控制訊號GB。
在一實施例中，判斷電路32還包括延遲電路323，用以延遲控制脈波GAP與控制脈波GBP而產生延遲後的控制脈波GAD與控制脈波GBD，控制訊號GA與控制訊號GB亦因而同時受到延遲，藉此以延遲複數開關Q1~Q10切換至各自對應的反相狀態的時點。
請同時參閱圖26A與圖27B，圖27B的實施例中，可調整前述的參考訊號Vref，而使得例如控制訊號GA轉為低位準(示意不導通)的時間提早，例如圖27B中，控制訊號GA轉為低位準，比電感電流IL1到達0的時點，提早了時段T1，此時電感電流IL1例如仍為正電流，於藉此達成例如開關Q10的零電壓切換。
請同時參閱圖26A與圖27C，在一實施例中，上述的延遲時間可造成例如電感電流IL2於延遲時間續流，藉此達成例如開關Q1的零電壓切換。具體而言，如圖27C中，電感電流IL2於到達0後，還經過了延遲時間T2，使得電感電流IL2續流至例如負電流，控制訊號GB才轉 為不導通，接著再於延遲時間T3之後，控制訊號GA才轉為導通，藉此達成例如開關Q1的零電壓切換。
請參閱圖26B，圖26B係對應於圖26A之一更具體的實施例。本實施例中，邏輯電路321包括及閘321a與及閘321b，及閘321a用以根據零電流偵測訊號ZCD與控制訊號GA之反相訊號而產生控制脈波GAP，及閘321b用以根據零電流偵測訊號ZCD與控制訊號GA之同相訊號而產生控制脈波GBP。延遲電路323包括延遲單元323a與323b，分別用以延遲控制脈波GAP與控制脈波GBP而產生延遲後的控制脈波GAD與控制脈波GBD。狀態電路322包括正反器322a與322b，分別用以根據控制脈波GAD與控制脈波GBD而觸發產生控制訊號GA與控制訊號GB。
需說明的是，上述根據電感電流達到0而決定複數開關切換時點的操作方式，並不限定應用於圖26A與圖26B的切換轉換器2610，在另一實施例中，上述的操作方式，亦可應用於例如對應於圖6、圖13、圖15A、圖15B、圖19等實施例中，在共用電感器L的實施例中(如圖6)，零電流偵測電路31可用以感測電感器L的電感電流IL而達成前述的零電流偵測與後續的控制操作，在此不予贅述。
圖28A~圖28B顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路(切換式電容轉換電路2800A、2800B)，及其中零電流估計電路的數個實施例的示意圖，此二實施例，亦藉由零電流偵測訊號ZCD而進行開關的控制。
圖28A所示的控制電路2830A以另一種實施方式產生零電流偵測訊號ZCD，其中，本實施例的切換轉換器2810係對應於圖6的切換轉換器610，其中電容器C1與C2於電流路徑上共用了電感器L1。
控制電路2830A包括零電流估計電路33，耦接於電感器L1，用以根據電感器L1之兩端的電壓差，第一電容器(電容器C1)之兩端的電壓差，以估計電感電流IL1為0之時點，以用於產生零電流偵測訊號ZCD，接著根據零電流偵測訊號ZCD而由判斷電路32產生控制訊號(如GA,GB)以控制複數開關之操作，可參照圖26A之實施例。
同時參閱圖28A與圖29，在一實施例中，零電流估計電路33包括電壓偵測電路331以及計時電路332，電壓偵測電路331用以根據例如電感器L1之兩端的電壓差VL，產生一電壓偵測訊號VD，以示意電感器L1之兩端的電壓差VL超過零電壓的一正電壓期間TP。計時電路332耦接於電壓偵測電路331之輸出端，用以根據電壓偵測訊號VD，預估電感器L1之兩端的電壓差VL不超過零電壓的一負電壓期間TN，進而產生零電流偵測訊號ZCD，以示意電感電流IL1為零之時點。
需說明的是，上述根據電感器之兩端的電壓差，產生一電壓偵測訊號VD，而預估電感電流為零之時點的操作方式，並不限定應用於圖28A的切換轉換器2810，在另一實施例中，上述的操作方式，亦可應用於例如對應於圖7等實施例中，在電容器具有各自對應的電感器(如L1,L2)的實施例中(如圖7)，電壓偵測電路可用以分別感測電感器L1、L2各自的電感電流IL1、IL2，而分別預估電感電流IL1、IL2到達0的時點，以進行後續的控制操作，在此不予贅述。
圖28B所示的控制電路2830B以另一種實施方式產生零電流偵測訊號ZCD，其中，本實施例的切換轉換器2810係對應於圖6的切換轉換器610。
本實施例中，控制電路2830B包括零電流估計電路33，耦接第一電容器(電容器C1)(亦可耦接於第二電容器(電容器C2))，用以根據第一電容器C1(亦可根據第二電容器(電容器C2))之兩端的電壓差(跨壓VC1)(亦可根據跨壓VC2)，以估計電感電流IL1為0之時點，以用於產生零電流偵測訊號ZCD，接著根據零電流偵測訊號ZCD而由判斷電路32產生控制訊號(如GA,GB)以控制複數開關之操作，可參照圖26A之實施例。
同時參閱圖28B與圖29，本實施例中，零電流估計電路34包括峰谷偵測電路341，峰谷偵測電路341用以根據電容C1之兩端的電壓差(跨壓VC1)，產生電壓偵測訊號，以示意電容C1之兩端的電壓差之峰值之峰值時點(如圖4所示之時點t2)，及其谷值之谷值時點(如圖4所示之時點t4)，並據以產生零電流偵測訊號ZCD，其中峰值時點與谷值時點皆對應於電感電流IL為0之時點。偵測電壓差之峰值與谷值有許多不同的實施方式，其為本領域中具有通常之示者所熟知，在此不予贅述。
圖30顯示對應於圖28A的切換式電容轉換電路中，零電流估計電路的一更具體實施例的示意圖。本實施例的零電流估計電路33包括比較器(對應於前述的電壓偵測電路331)，斜坡電路333以及比較器334，其中斜坡電路333與比較器334對應於前述的計時電路332。
比較器331用以比較電感器L之兩端的電壓VLa與VLb而產生電壓偵測訊號VD，以示意電感器L之兩端的電壓差超過零電壓一時段T1。
斜坡電路333用以根據電壓偵測訊號VD，於時段T1，產生斜坡訊號VT之第一斜坡(如圖29之上升斜坡)，並於時段T1結束後，接續第一斜坡的終值(即斜坡訊號VT之頂點)，而產生斜坡訊號VT之第二斜坡(如圖29之下降斜坡)，本實施例中，第一斜坡與第二斜坡的斜率彼此為反相，且第一斜坡與第二斜坡的斜率之絕對值相等，在一實施例中，例如可配置電流源Is1與Is2以相等電流值對積分電容器(電容器CINT)充電與放電而達成。
比較器334用以於斜坡訊號VT(特別是指第二斜坡)到達零電流閾值Vth0時，示意電感電流IL為0之時點，以用於產生零電流偵測訊號ZCD。需說明的是，在其他實施例中，第一斜坡與第二斜坡的斜率之絕對值亦可為其他比例，在此情況下，同時需藉由調整零電流閾值，即可獲得相同的功效。
圖31顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路中，控制電路3130用以控制電流平衡之實施例的示意圖。本實施例的切換式電容轉換電路包括複數電感器，例如對應於圖5、圖7、圖13、圖15B、圖16、圖18~圖20、圖23~圖25之實施例，如圖31所示，控制電路3130耦接於複數電感器(如L1,L2)以感測所對應的複數電感電流IL1、IL2，且根據複數電感電流(如IL1與IL2)的平均值與複數電感電流其中至少之一的差值，而調整與電感電流IL1、IL2相關的控制參數，以調節複數電感電流IL1與IL2之間成一固定比例，在一較佳實施例中，調節複數電感電流IL1與IL2相等，以達成電流平衡。
請同時參閱圖32，圖32顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的一電流平衡之實施例的操作波形圖。在一較佳實施例中，控制電路3130可調整至少前述切換週期中的複數時段的延遲時間，而切換至少部分之複數開關的延遲時間(如td1，及/或td2)，藉此調整電感電流IL1、IL2的至少之一，進而使得複數電感電流IL1與IL2達成電流平衡。舉例而言，當電感電流IL1較平均電流為高時，可以延遲與電感電流IL1相關的開關之切換，以降低電感電流IL1，進而使得複數電感電流IL1與IL2達成電流平衡。在其他實施例中，亦可分別以對應的方向調整電感電流IL1與IL2。
繼續參閱圖31，本實施例中，控制電路3130包括電流感測電路36以及電流調整電路37，電流感測電路36用以根據電感電流IL1與IL2以產生電流感測訊號ISN1及電流感測訊號ISN2，電流調整電路37包括平均電路371、比較電路372a與372b，平均電路371根據電流感測訊號ISN1及電流感測訊號ISN2而產生平均電流訊號Iavg，比較電路372a與372b則分別用以根據電流感測訊號ISN1與平均電流訊號Iavg的差值而產生調整訊號Ta1，及/或根據電流感測訊號ISN2與平均電流訊號Iavg的差值而產生調整訊號Ta2，調整訊號Ta1及/或調整訊號Ta2用以調整控制訊號GA及/或GB。
詳言之，在一實施例中，僅需調整訊號Ta1與調整訊號Ta2二者中的至少之一，即可對控制訊號GA與GB的至少之一的延遲時間進行調整(例如藉由延遲電路373調整延遲時間td1，及/或td2)，藉此調整電感電流IL1與IL2中的至少之一，而達成前述的電流平衡。
繼續參閱圖31，電流感測電路36包含電壓感測電路361a、361b以及轉換電路362a及362b。電壓感測電路361a用以感測第一電感(電感器L1)之兩端的電壓差(L1A-L1B)，而對應產生一第一電壓感測訊號。電壓感測電路361b用以感測第二電感(電感器L2)之兩端的電壓差(L2A-L2B)，而對應產生一第二電壓感測訊號。於一實施例中，電壓感測電路361a及361b分別包含電阻器Rcs1與電容器Cs1所組成的濾波器，及一電阻器Rcs2與電容器Cs2，以分別耦接於第一電感L1之兩側及第二電感(電感器L1)之兩側，用以分別將電感器L1與例如寄生電阻DCR1之跨壓，與電感器L2與例如寄生電阻DCR2之跨壓濾波取出，在特定配置的關係下，電容器Cs1與電容器Cs2的跨壓分別與寄生電阻DCR1之跨壓及寄生電阻DCR2之跨壓成線性正相關。
轉換電路362a及362b分別轉換，用以根據該第一電壓感測訊號及該第二電壓感測訊號分別對應產生該第一電流感測訊號(電流感測訊號ISN1)及該第二電流感測訊號(電流感測訊號ISN2)。於一實施例中，轉換電路362a及362b分別可例如但不限制為轉導放大器。
需說明的是，前述電流感測電路36係以寄生電阻DCR(寄生直流電阻)電流檢測架構為實施例，然而此非用以限制本發明之範疇，在其他實施例中，亦可採用其他的電流檢測方式，而感測第一功率級電路與第二功率級電路的電流，例如也可以在電流路徑上串聯電流感測電阻以感測電流，或是感測開關上的跨壓以感測電流，而獲得對應的電流感測訊號，仍可藉由前述的平均與比較而進行電流平衡之控制，下同。
圖33~圖34顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路中，數個預充電路之實施例的示意圖。
在一實施例中，本發明之切換式電容轉換電路中的複數電容器之一，更對應於一分配電容器，而複數開關的其中之一更對應於一預充電晶體，預充電晶體電連接於一輸入電源與分配電容器之間，其中輸入電源對應於第一電源或第二電源的其中之一。
具體以圖33為例，切換式電容轉換電路3300包含切換轉換器3310以及控制電路3330，本實施例中，輸入電源例如對應於第一電源，分配電容器例如對應於電容器C3，預充電晶體例如對應於開關Q1，控制電路3330包括預充電路38，預充電路38用以於預充模式時，產生控制訊號G1以線性回饋之方式控制預充電晶體Q1的導通程度，控制電路3330並控制其他複數開關Q2~Q10之切換，而控制複數電容器C1~C3彼此之電連接關係，以於分配電容器C3之壓降低於一閾值電壓時，將複數電容器C1~C3至少之一的跨壓預充電至對應的預設電壓，藉此，可有效降低例如於電源啟動時的湧浪電流。
在一實施例中，例如可將其中電容器C1充電至一對應的預設電壓，或者也可將所有的電容器都預充電至對應的預設電壓，在一較佳實施例中，預設電壓對應於複數電容器各自於穩態時的直流電壓，因此，在一實施例中，預設電壓相關於輸出電壓之目標電壓，本實施例中預設電壓對應於第二電壓V2或其倍數。
圖34顯示預充電路之一更具體實施例，預充電路38包括放大電路381、訊號決定電路382，在一實施例中，放大電路381用以根據一斜坡訊號RMP與分配電容器(電容器C3)之一端的電壓的差值而產生一放大控制訊號EAO，訊號決定電路382根據放大控制訊號EAO而控制預充電晶體(開關Q1)，以控制分配電容器(電容器C3)之一端的電壓根據斜坡訊號RMP的上升速率而充電至對應的預設電壓。
在一實施例中，預充電路38包括還包括比較器383，用以感測輸入電壓(對應於第一電壓V1)，用以判斷當輸入電壓高於一閾值電壓時，才啟動上述的預充模式。訊號決定電路382與放大電路381也用以判斷分配電容器(電容器C3)的跨壓是否超過一閾值電壓，以決定是否啟動上述的預充模式。
需說明的是，在預充模式後，訊號決定電路382所產生的控制訊號G1仍可同步於控制訊號GA而控制開關Q1，而進行第一電源與第二電源之間的轉換。
圖35~圖36顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路的兩個預充電路之實施例的操作波形圖。
圖35顯示於預充模式下，開關Q1控制了預設的電流(如圖示之第一電流I1)以對電容器C3和其他電容預充電，使得電容器C3的跨壓VC3與第二電壓V2以一預設上升斜率，預充至各自對應的預設電壓。
圖36則顯示，於預充模式後，由於各電容器皆已先預充至各自對應的預設電壓，因此，在複數開關開始週期性切換以進行諧振式電源轉換時，電感器與電容器的湧浪電流皆被有效降低。
圖37~圖38顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路中，驅動電路的數個實施例的示意圖。
首先參閱圖37，本實施例中，切換式電容轉換電路3700包含了對應於例如圖5實施例的切換轉換器510以及驅動電路750，驅動電路750用以驅動至少部分的複數開關(如Q1,Q4,Q7,Q9)，驅動電路750包括複數驅動器Drv1,Drv4,Drv7,Drv9以及電源供應電路70。
複數驅動器Drv1,Drv4,Drv7,Drv9用以根據對應的控制訊號GA或GB之控制而產生複數驅動訊號G1,G4,G7,G9，用以週期性地分別驅動部分的複數開關Q1,Q4,Q7,Q9，以諧振方式進行第一電源與第二電源之間的電源轉換。需說明的是，其餘開關(基本上為不需偏移電壓驅動者)亦根據對應的控制訊號GA或GB而驅動以進行切換，其細節非本案重點，故在此不予贅述。
電源供應電路70用以提供複數驅動器Drv1,Drv4,Drv7,Drv9對應的複數驅動電源Vcd1,Vcd7,Vcd9,Vcd4，電源供應電路70包括電壓增高電路71(voltage booster)、複數驅動電容器(電容器Cd1,Cd7,Cd9,Cd4)、以及複數供應二極體Ds1~Ds4。
電壓增高電路71(voltage booster)，用以根據時脈訊號、直流電壓VDD及相關於輸出電壓(本實施例中對應於第二電壓V2)的輸出相關訊號，而產生增高電源Vb，其中增高電源Vb的電壓相關於輸入電壓(本實施例中對應於第一電壓V1)及輸出相關訊號之和。其中每一驅動電容器(電容器Cd1,Cd7,Cd9,Cd4)之跨壓對應於對應的驅動電源Vcd1,Vcd7,Vcd9,Vcd4。複數供應二極體(Ds1~Ds4)，自增高電源Vb，依供應二極體Ds4~Ds1之順向方向，彼此串聯耦接，其中每一供應二極體Ds1~Ds4的反向端耦接於對應的驅動電源Vcd1,Vcd7,Vcd9,Vcd4的正端，用以向對應的驅動電容器(電容器Cd1,Cd7,Cd9,Cd4)充電，以產生對應的驅動電源Vcd1,Vcd7,Vcd9,Vcd4，且用以阻擋逆向電流與逆向電壓。
繼續參閱圖37，電壓增高電路71、對應的驅動電容器(電容器Cd9,Cd4)與對應的供應二極體Ds3~Ds4形成電荷幫浦，當電壓增高電路71產生增高電源Vb時，對應的供應二極體Ds3~Ds4根據增高電源Vb 對驅動電容器Cd9,Cd4充電，以產生對應的驅動電源Vcd9,Vcd4，其中驅動電源Vcd9,Vcd4的負端耦接相對而言固定的輸出電壓(V2)，對應的驅動電源Vcd9,Vcd4相關於直流電壓VDD。
繼續參閱圖37，本實施例中，電壓增高電路71、對應的驅動電容器(電容器Cd1,Cd7)、對應的供應二極體Ds1~Ds2以及對應的開關Q1，Q7分別對應形成自舉電路(bootstrap)，當電壓增高電路71產生增高電源Vb時，對應的供應二極體Ds1~Ds2根據對應的第二增高電源Vb3~Vb4對驅動電容器(電容器Cd1,Cd7)充電，以產生對應的驅動電源Vcd1,Vcd7，其中驅動電源Vcd1,Vcd7的負端之電壓隨複數開關Q1,Q7之切換而變動，驅動電源Vcd1,Vcd7，的正端之電壓亦隨複數開關Q1,Q7之切換而變動(此即自舉之意)，對應的驅動電源Vcd1,Vcd7於穩態時，相關於相關於輸入電壓(V1)，其中第二增高電源Vb3~Vb1相關於增高電源Vb。
繼續參閱圖37，在一實施例中，電源供應電路70更包括驅動電源開關S2及S3，分別並聯於對應的供應二極體Ds2與Ds3，當切換轉換器510對應為如圖配置諧振槽的諧振式切換轉換器時，驅動電源開關S2及S3可設定為恆導通，以提高轉換效率，而於其他類別的切換轉換器時，可以設定為不導通，其細節容後詳述。
參閱圖38，切換式電容轉換電路3800相似於切換式電容轉換電路3700，切換式電容轉換電路3800包含了對應於例如圖6實施例的切換轉換器610以及驅動電路850，驅動電路850用以驅動至少部分的複數開關(如Q1,Q4,Q7,Q9)，驅動電路850包括複數驅動器Drv1,Drv4,Drv7,Drv9以及電源供應電路80，電源供應電路80相似地包括了電壓增 高電路81、複數驅動電容器(電容器Cd1,Cd7,Cd9,Cd4)、以及複數供應二極體Ds1~Ds4。
與切換式電容轉換電路3700的不同之處在於，切換式電容轉換電路3800中切換轉換器610的由於包括了電容器C2與C3所共用的電感L，因此，電壓增高電路81於本實施例中配置為自舉電路，耦接於切換節點LX，基於切換節點電壓VLX而以自舉方式產生對應的增高電源Vb。其餘操作可參照切換式電容轉換電路3700的實施例。
圖39顯示根據本發明之諧振切換式電容轉換電路所建構的電源轉換系統的一實施例的示意圖。電源轉換系統3900包含諧振切換式電容轉換電路910、電壓調節器920、介面與控制單元930。
諧振切換式電容轉換電路910例如可對應於前述包含電感器之切換式電容轉換電路之任一，用以將第一電源(如對應於V1)轉換為第二電源(如對應於V2)。
電壓調節器920用以轉換第二電源而產生輸出電壓VOUT，其中輸出電壓VOUT受調節至一預設位準。
介面與控制單元930用以控制電壓調節器920，以調節輸出電壓VOUT至預設位準，且介面與控制單元930藉由通訊介面IFC1與IFC2，用以控制電壓調節器920的切換頻率，及/或控制諧振切換式電容轉換電路910之切換頻率，以提高電源轉換系統3900的電源轉換效率。
在一較佳實施例中，介面與控制單元930控制電壓調節器920的切換頻率與諧振切換式電容轉換電路910之切換頻率為同步，以降低電源轉換系統3900的電磁干擾。
在一較佳實施例中，諧振切換式電容轉換電路910藉由調整其中的至少部分之複數開關(如對應於前述實施例中的Q1~Q10)各自對應的延遲時間而調整諧振切換式電容轉換電路910的切換頻率。
如圖39所示，電壓調節器920及介面與控制單元930可分別進一步耦接至中央處理單元/圖形處理單元/記憶單元940，輸出電壓VOUT係用以供應電源予中央處理單元/圖形處理單元/記憶單元940。其中，中央處理單元/圖形處理單元/記憶單元940例如可為中央處理單元(center processing unit,CPU)、圖形處理單元(graphic processing unit,GPU)與記憶單元之其中之一或其組合電路。
於一實施例中，介面與控制單元930可根據中央處理單元/圖形處理單元/記憶單元940的負載需求而調整例如前述的控制訊號GA,GB及/或其延遲時間，以調節第一電壓V1與第二電壓V2之比例及第二電壓V2與輸出電壓VOUT之比例。於另一實施例中，介面與控制單元930可根據中央處理單元/圖形處理單元/記憶單元940的負載需求而調整諧振切換式電容轉換電路910之諧振頻率及電壓調節器920之切換頻率。上述通訊介面例如但不限於I2C(Inter-Integrated Circuit)介面。
在一實施例中，電源轉換系統3900還包含了電源供應單元950，用以提供第一電源。於一實施例中，電源供應單元950可包含一電磁干擾抑制器，其具有一過濾頻段，前述同步的諧振切換式電容轉換電路910之諧振頻率與電壓調節器920之切換頻率可位於前述電磁干擾抑制器之過濾頻段之內，藉此可同時過濾掉諧振切換式電容轉換電路910及電壓調節器920之電磁雜訊而提升電磁干擾的過濾效果。
本發明提供了一種新的具有管線式結構的切換式電容轉換電路，可依需求擴充其層數與調整其轉換倍率，在電流路徑上配置電 感器，即可擴充為具有管線式結構的諧振切換式電容轉換電路，可降低湧浪電流，本發明之管線式諧振切換式電容轉換電路可雙向進行電源轉換，且可搭配數種控制方式，達成零電流切換控制，零電壓切換控制，連續導通模式模式、預充電等，有效簡化電路且提高電源轉換之效率，降低漣波與雜訊。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之最廣的權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及/或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。
3000:切換式電容轉換電路
310:切換轉換器
C1,C2,C3:電容器
CV1,CV2:電容器
GA,GB:控制訊號
I1:第一電流
I2:第二電流
Q1~Q10:開關
V1:第一電壓
V2:第二電壓

Claims (41)

  1. 一種切換式電容轉換電路，用以將一第一電源轉換為一第二電源或將該第二電源轉換為該第一電源，該切換式電容轉換電路包含：至少一切換轉換器；以及一控制電路，用以控制該切換轉換器；該切換轉換器包括：複數電容器；以及複數開關，受控於該控制電路，用以基於一切換週期而週期性地切換該複數電容器；其中於該切換週期中的一第一時段，該複數開關控制至少二該電容器串聯而電連接於該第一電源與該第二電源之間，且控制至少一該電容器與該第二電源並聯而電連接；其中於該切換週期中的一第二時段，該複數開關控制至少二該電容器串聯而電連接於該第二電源與一接地電位之間，且控制至少一該電容器與該第二電源並聯而電連接，其中於該第一時段中與該第二電源並聯的該電容器，不同於該第二時段中與該第二電源並聯的該電容器；藉此週期性操作而進行該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
  2. 如請求項1所述之切換式電容轉換電路，其中該複數該電容器包括彼此耦接的一第一電容器、一第二電容器、一第三電容器；其中於該切換週期中的該第一時段，該複數開關控制該第一電容器與該第三電容器串聯而電連接於該第一電源與該第二電源之間，且控制該第二電容器與該第二電源並聯而電連接； 其中於該切換週期中的該第二時段，該複數開關控制該第二電容器與該第三電容器串聯而電連接於該第二電源與該接地電位之間，且控制該第一電容器與該第二電源並聯而電連接；藉此週期性操作而進行該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
  3. 如請求項2所述之切換式電容轉換電路，其中該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為4。
  4. 如請求項3所述之切換式電容轉換電路，其中於一穩態時，該第三電容器的跨壓與該第二電壓之比值為2，該第一電容器之跨壓與該第二電壓之比值為1，且該第二電容器之跨壓與該第二電壓之比值為1。
  5. 如請求項2所述之切換式電容轉換電路，其中該複數開關包括：一第一開關、一第二開關、一第三開關、一第四開關、一第五開關、一第六開關、一第七開關、一第八開關、一第九開關以及一第十開關；其中於該第一時段，該第一開關、該第二開關與該第三開關導通以控制該第一電容器與該第三電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，該第四開關與該第五開關導通以控制該第二電容器與該第二電源並聯，且該第六開關至第十開關為不導通；其中於該第二時段，該第六開關、該第七開關與該第八開關導通以控制該第二電容器與該第三電容器串聯於該第二電源與該接地電位之間，且該第九開關與該第十開關導通以控制該第一電容器與該第二電源並聯；藉此週期性操作而進行該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
  6. 如請求項2所述之切換式電容轉換電路，其中該切換轉換器更包括至少一電感器，耦接於該複數電容器對應的至少一電流路徑上，該複數開關更用以週期性地切換該電感器與該第一電容器及/或該第二電容器之耦接，使得該電感器與該第一電容器，及/或，該電感器與該第二電容器，以諧振方式操作而達成該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
  7. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，其特徵在於更包括以下之一：(1)該至少一電感器包括一第一電感器與一第二電感器，其中該第一電容器更與該第一電感器直接串聯電連接，而形成一第一諧振槽，該第二電容器更與該第二電感器直接串聯電連接，而形成一第二諧振槽；其中於該第一時段，該複數開關更控制該第一諧振槽與該第三電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且更控制該第二諧振槽與該第二電源並聯；其中於該第二時段，該複數開關更控制該第二諧振槽與該第三電容器串聯於該第二電源與該接地電位之間，且更控制該第一諧振槽與該第二電源並聯；(2)該電感器耦接於該第二電源與一切換節點之間；其中該切換週期中的該第一時段，該複數開關更控制該第一電容器與該第三電容器，通過該切換節點與該電感器串聯後，才串聯於該第一電源與該第二電源之間，且更控制該第二電容器通過該切換節點與該電感器串聯後，才與該第二電源並聯；其中於該切換週期中的該第二時段，該複數開關更控制該第二電容器與該第三電容器，通過該切換節點與該電感器串聯於該第二電源與該接地 電位之間，且更控制該第一電容器通過該切換節點與該電感器串聯後，才與該第二電源並聯；或者(3)該至少一電感器包括一第三電感器與一第四電感器，其中該第三電感器耦接於該第二電源與一第一切換節點之間，該第四電感器耦接於該第二電源與一第二切換節點之間；其中該切換週期中的該第一時段，該複數開關更控制該第一電容器與該第三電容器，通過該第一切換節點與該第三電感器串聯後，才串聯於該第一電源與該第二電源之間，且更控制該第二電容器通過該第二切換節點與該第四電感器串聯後，才與該第二電源並聯；其中於該切換週期中的該第二時段，該複數開關更控制該第二電容器與該第三電容器，通過該第二切換節點與該第四電感器串聯於該第二電源與該接地電位之間，且更控制該第一電容器通過該第一切換節點與該第三電感器串聯後，才與該第二電源並聯。
  8. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，其中該第三電容器之電容值遠大於該第一電容器與該第二電容器之電容值，使得該第一電容器與該電感器的第一諧振頻率，與該第二電容器與該電感器的第二諧振頻率，皆高於或等於該第三電容器與該電感器的第三諧振頻率的10倍。
  9. 如請求項7所述之切換式電容轉換電路，其中於特徵(1)中，該電感器上的一諧振電流為全波交流弦波。
  10. 如請求項7所述之切換式電容轉換電路，其中於特徵(2)或(3)中，該電感器上的一諧振電流為全波整流弦波。
  11. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，其中至少部分之該複數開關於該電感器的一電感電流為0時切換，使得至少部分之該複數開關達成零電流切換。
  12. 如請求項11所述之切換式電容轉換電路，其中第一部分之該複數開關於該電感電流達到0後，更延遲一延遲時間才切換，藉此使得該電感器的該電感電流續流，進而使得第二部分之該複數開關為零電壓切換；或者，其中第一部分之該複數開關於該電感電流達到0之前一時段即切換，進而使得第二部分之該複數開關為零電壓切換。
  13. 如請求項2所述之切換式電容轉換電路，其中於一2倍轉換模式下，部分之該複數開關恆導通，另一部分之該複數開關恆不導通，又一部分之該複數開關用以基於該切換週期而切換該第二電容器或該第三電容器其中之一電容器，以於該切換週期的一第一時段使該電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且於該切換週期的一第二時段使該電容器並聯於該第二電源，使得該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為2。
  14. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，其中於一2倍轉換模式下，部分之該複數開關恆導通，另一部分之該複數開關恆不導通，又一部分之該複數開關用以基於該切換週期而切換該第二電容器或該第三電容器其中之一電容器，以於該切換週期的一第一時段使該電容器與該電感器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且於該切換週期的一第二時段使該電容器與該電感器串聯後，並聯於該第二電源，使得該第一電源之一第一電壓與該第二電源之 一第二電壓之比值為2，其中該電感器與該電容器以諧振方式操作而達成該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
  15. 如請求項2所述之切換式電容轉換電路，其中於一3倍轉換模式下，部分之該複數開關恆導通，另一部分之該複數開關恆不導通，又一部分之該複數開關用以基於該切換週期而切換該第一電容器與該第三電容器，以於該切換週期的一第一時段使該第一電容器與該第三電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且於該切換週期的一第二時段使該第一電容器與該第三電容器並聯於該第二電源，使得該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為3。
  16. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，其中於一3倍轉換模式下，部分之該複數開關恆導通，另一部分之該複數開關恆不導通，又一部分之該複數開關用以基於該切換週期而切換該第一電容器與該第三電容器，以於該切換週期的一第一時段使該第一電容器與該第三電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且於該切換週期的一第二時段使該第一電容器與該第三電容器並聯於該第二電源，使得該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為3，其中該電感器與該第一電容器，及/或，該電感器與該第三電容器，以諧振方式操作而達成該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
  17. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，其中該切換轉換器包括複數電感器，耦接於該複數電容器對應的複數電流路徑上，該複數開關用以週期性地切換該複數電感器與該複數電容器之耦接，使得該複數電感器與對應 的該複數電容器以諧振方式操作而達成該第一電源與該第二電源之間的電源轉換，其中該複數電感器中的至少之二彼此具有互感(coupled inductance)。
  18. 如請求項17所述之切換式電容轉換電路，其中彼此具有互感的該複數電感器配置為互感電感器(coupled inductors)，或是配置為一變壓器。
  19. 如請求項1所述之切換式電容轉換電路，其中該至少一切換轉換器包括第一切換轉換器與第二切換轉換器，其中該第一切換轉換器與該第二切換轉換器彼此並聯耦接於該第一電源與該第二電源之間，其中該第一切換轉換器與該第二切換轉換器以彼此相反的相位切換每一切換轉換器中對應的該複數開關。
  20. 如請求項7所述之切換式電容轉換電路，其中該至少一切換轉換器包括第一切換轉換器與第二切換轉換器，其中該第一切換轉換器與該第二切換轉換器彼此並聯耦接於該第一電源與該第二電源之間，其中該第一切換轉換器與該第二切換轉換器以彼此相反的相位切換每一切換轉換器中對應的該複數開關。
  21. 如請求項7中，具有特徵(3)所述之切換式電容轉換電路，其中該第三電感器與該第四電感器皆操作於連續導通模式。
  22. 如請求項21中，具有特徵(3)所述之切換式電容轉換電路，其中該切換週期所對應的一切換頻率，低於該第三電感器與該第一電容器的諧振頻率及/或低於該第四電感器與該第二電容器的諧振頻率。
  23. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，其中該控制電路包括一零電流偵測電路，用以根據流經該電感器的一電感電流而產生一零電流偵測訊號，其中當該零電流偵測訊號示意該電感電流為0時，該複數開關切換至各自對應的反相狀態，藉此進行該第一電源與該第二電源之間的電源轉換。
  24. 如請求項23所述之切換式電容轉換電路，其中該控制電路更包括一延遲電路，用以延遲該複數開關切換至各自對應的反相狀態的時點。
  25. 如請求項24所述之切換式電容轉換電路，其中該零電流偵測電路包括一零電流估計電路，耦接於該電感器、該第一電容器及/或該第二電容器，用以根據該電感器之兩端的電壓差，該第一電容器之兩端的電壓差，及/或該第二電容器之兩端的電壓差，以估計該電感電流為0之時點，以用於產生該零電流偵測訊號。
  26. 如請求項25所述之切換式電容轉換電路，其中該零電流估計電路包括：一電壓偵測電路，用以根據該電感器之兩端的電壓差產生一電壓偵測訊號，以示意該電感器之兩端的電壓差超過零電壓的一第一時段；一斜坡電路，用以根據該電壓偵測訊號，於該第一時段，產生一斜坡訊號之一第一斜坡，並於該第一時段結束後，接續該第一斜坡的終值，而產生該斜坡訊號之一第二斜坡，其中該第一斜坡與該第二斜坡的斜率彼此為反相，且該第一斜坡與該第二斜坡的斜率之絕對值相等；以及一比較器，用以於該第二斜坡到達一零電流閾值時，示意該電感電流為0之時點，以用於產生該零電流偵測訊號。
  27. 如請求項25所述之切換式電容轉換電路，其中該零電流估計電路根據該第一電容器之兩端的電壓差到達峰值的時點及到達谷值的時點，及/或根據該第二電容器之兩端的電壓差到達峰值的時點及到達谷值的時點，以估計該電感電流為0之時點，以用於產生該零電流偵測訊號。
  28. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，其中該至少一電感器包括複數電感器，該複數電感器所對應的複數電感電流藉由以下方式而調節：其中該控制電路更用以產生複數延遲時間，且根據該複數電感電流的一平均值與至少一該複數電感電流之差值，而調整該複數延遲時間中的至少一者，以使該複數電感電流之間成一固定比例；其中該複數電感電流對應於該第一電感器之一電感電流與該第二電感器之一電感電流，或者對應於該第三電感器之一電感電流與該第四電感器之一電感電流；其中該複數延遲時間分別用以延遲對應的該複數電感器各自的一充電起始時點或一放電起始時點。
  29. 如請求項28所述之切換式電容轉換電路，其中該固定比例為11。
  30. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，其中該複數電容器之一更對應於一分配電容器，該複數開關之一更對應於一預充電晶體，該預充電晶體電連接於一輸入電源與該分配電容器之間，其中該輸入電源對應於該第一電源或該第二電源的其中之一； 其中該控制電路更用以於一預充模式時，以線性回饋之方式控制該預充電晶體導通程度，並控制其他該複數開關之切換，而控制該複數電容器彼此之電連接關係，以於該分配電容器之壓降低於一閾值電壓時，將該複數電容器至少之一的跨壓預充電至對應的一預設電壓。
  31. 如請求項30所述之切換式電容轉換電路，其中該預設電壓為一輸出電壓之一目標電壓，其中該輸出電壓對應於該第一電源或該第二電源的其中之另一的電壓。
  32. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，更包含一驅動電路，用以驅動至少部分的該複數開關，該驅動電路包括：複數驅動器，用以根據該控制電路之控制而產生複數驅動訊號，用以週期性地分別驅動部分的該複數開關，以諧振方式進行該第一電源與該第二電源之間的電源轉換；以及一電源供應電路，用以提供部分的該複數驅動器對應的複數驅動電源，包括：一電壓增高電路(voltage booster)，用以根據一時脈訊號、一直流電壓及相關於一輸出電壓的一輸出相關訊號，而產生一增高電源，其中該增高電源的電壓相關於一輸入電壓及該輸出相關訊號之和，其中該輸入電壓與該輸出電壓分別對應於該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓，或者分別對應於該第二電壓與該第一電壓；複數驅動電容器，其中每一該驅動電容器之跨壓對應於對應的該驅動電源；以及 複數供應二極體，自該增高電源，依該供應二極體之順向方向，彼此串聯耦接，其中每一供應二極體的反向端耦接於對應的該驅動電源的一正端，用以向對應的該驅動電容器充電，以產生對應的該驅動電源，且用以阻擋逆向電流與逆向電壓。
  33. 如請求項32所述之切換式電容轉換電路，其中該電壓增高電路、對應的該驅動電容器與對應的該供應二極體形成一電荷幫浦，當該電壓增高電路產生該增高電源時，對應的該供應二極體根據該增高電源對該驅動電容器充電，以產生對應的該驅動電源，其中該驅動電源的一負端耦接該輸出電壓，對應的該驅動電源相關於該輸入電壓。
  34. 如請求項32所述之切換式電容轉換電路，其中該電壓增高電路、對應的該驅動電容器、對應的該供應二極體以及對應的該開關形成一自舉電路(bootstrap)，當該電壓增高電路產生該增高電源時，對應的該供應二極體根據一第二增高電源對該驅動電容器充電，以產生對應的該驅動電源，其中該驅動電源的該負端之電壓隨該複數開關之切換而變動，該驅動電源的該正端之電壓亦隨該複數開關之切換而變動，對應的該驅動電源於穩態時，相關於該輸入電壓，其中該第二增高電源相關於該增高電源。
  35. 如請求項1所述之切換式電容轉換電路，更包含一上層電容器以及複數上層開關，其中該至少一切換轉換器包括第一切換轉換器與第二切換轉換器；其中該上層電容器、該複數上層開關、該第一切換轉換器與該第二切換轉換器以一基本拓樸彼此耦接； 其中於該切換週期中的一第一時段，該複數上層開關控制該第一切換轉換器與該電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且控制該第二切換轉換器與該第二電源並聯；其中於該切換週期中的一第二時段，該複數上層開關控制該第二切換轉換器與該電容器串聯於該第二電源與該接地電位之間，且控制該第一切換轉換器與該第二電源並聯。
  36. 如請求項6所述之切換式電容轉換電路，更包含一上層電容器以及複數上層開關，其中該至少一切換轉換器包括第一切換轉換器與第二切換轉換器；其中該上層電容器、該複數上層開關、該第一切換轉換器與該第二切換轉換器以一基本拓樸彼此耦接；其中於該切換週期中的一第一時段，該複數上層開關控制該第一切換轉換器與該電容器串聯於該第一電源與該第二電源之間，且控制該第二切換轉換器與該第二電源並聯；其中於該切換週期中的一第二時段，該複數上層開關控制該第二切換轉換器與該電容器串聯於該第二電源與該接地電位之間，且控制該第一切換轉換器與該第二電源並聯。
  37. 如請求項36所述之切換式電容轉換電路，其中該第一電源之一第一電壓與該第二電源之一第二電壓之比值為8。
  38. 如請求項36所述之切換式電容轉換電路，更包含一又上層電容器、複數又上層開關、又上層的一第一切換轉換器以及又上層的一第二切換轉換器，其中又上層的該電容器、複數該又上層開關、該又上層的該第一切換轉換器以及該又上層的該第二切換轉換器，更對應於該基本拓樸，以遞迴展開 方式而彼此耦接；其中該又上層的該第一切換轉換器與該又上層的該第二切換轉換器，遞迴地對應於下一層的該切換式電容轉換電路。
  39. 一種電源轉換系統，包含如請求項6所述之切換式電容轉換電路；一電壓調節器，用以接收一第一級電源，而產生一輸出電壓，其中該輸出電壓受調節至一預設位準；以及一介面與控制單元，其中該介面與控制單元用以控制該電壓調節器，以調節該輸出電壓至一預設位準，且該介面與控制單元藉由一通訊介面，用以控制該電壓調節器的一切換頻率及/或控制該切換式電容轉換電路之該切換頻率，以提高該電源轉換系統的電源轉換效率。
  40. 如請求項39所述之電源轉換系統，其中該介面與控制單元控制該電壓調節器的該切換頻率與該切換式電容轉換電路之該切換頻率為同步，以降低該電源轉換系統的電磁干擾。
  41. 如請求項39所述之電源轉換系統，其中該切換式電容轉換電路藉由調整至少部分之該複數開關各自對應的延遲時間而調整該切換式電容轉換電路的該切換頻率。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20200373844A1 (en) * 2019-05-23 2020-11-26 Infineon Technologies Austria Ag Hybrid resonant power supply
CN115118155A (zh) * 2021-03-19 2022-09-27 华为技术有限公司 电压变换电路、充电管理模块和电子设备
TWI822089B (zh) * 2021-12-08 2023-11-11 立錡科技股份有限公司 切換電容式電壓轉換電路及切換電容式電壓轉換方法
TWI811035B (zh) * 2022-01-28 2023-08-01 立錡科技股份有限公司 切換電容式電壓轉換電路及切換電容式電壓轉換方法
TWI818731B (zh) * 2022-05-04 2023-10-11 立錡科技股份有限公司 切換電容式電壓轉換電路及切換電容轉換器控制方法
TWI826234B (zh) * 2022-08-31 2023-12-11 立錡科技股份有限公司 諧振切換電容式電壓轉換器及其控制方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101079231A (zh) * 2006-05-25 2007-11-28 松下电器产业株式会社 驱动电压供给电路
US9431824B2 (en) * 2010-09-22 2016-08-30 Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho DC-DC converter comprising DC power sources to be connected in parallel or in series
TW201711360A (zh) * 2015-07-08 2017-03-16 亞提克聖德技術股份有限公司 切換式電容器電力轉換器
CN109952698A (zh) * 2016-10-26 2019-06-28 株式会社自动网络技术研究所 Dcdc转换器
US20190272001A1 (en) * 2016-04-18 2019-09-05 Lion Semiconductor Inc. Reconfigurable dickson star switched capacitor voltage regulator
CN110581646A (zh) * 2013-03-15 2019-12-17 派赛公司 用于功率转换的装置和用于将第一电压转换为第二电压的方法
CN110635680A (zh) * 2018-06-21 2019-12-31 凌力尔特科技有限责任公司 用于高电流高压电荷泵电路的反向电容器电压平衡

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200910744A (en) * 2007-08-23 2009-03-01 Univ Nat Taipei Technology Voltage boost circuit
CN107846143B (zh) * 2016-09-20 2020-03-06 立锜科技股份有限公司 电容式电源转换电路与充电控制方法
US10027223B1 (en) * 2017-06-12 2018-07-17 Linear Technology Holding Llc Soft-charging of switched capacitors in power converter circuits

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101079231A (zh) * 2006-05-25 2007-11-28 松下电器产业株式会社 驱动电压供给电路
US9431824B2 (en) * 2010-09-22 2016-08-30 Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho DC-DC converter comprising DC power sources to be connected in parallel or in series
CN110581646A (zh) * 2013-03-15 2019-12-17 派赛公司 用于功率转换的装置和用于将第一电压转换为第二电压的方法
TW201711360A (zh) * 2015-07-08 2017-03-16 亞提克聖德技術股份有限公司 切換式電容器電力轉換器
US20190272001A1 (en) * 2016-04-18 2019-09-05 Lion Semiconductor Inc. Reconfigurable dickson star switched capacitor voltage regulator
CN109952698A (zh) * 2016-10-26 2019-06-28 株式会社自动网络技术研究所 Dcdc转换器
CN110635680A (zh) * 2018-06-21 2019-12-31 凌力尔特科技有限责任公司 用于高电流高压电荷泵电路的反向电容器电压平衡

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