CN113783417B - 管线式的谐振与非谐振切换式电容转换电路 - Google Patents

Abstract

一种管线式的谐振与非谐振切换式电容转换电路。该切换式电容转换电路包括：多个电容器以及多个开关，多个开关周期性地切换多个电容器；于一第一时段，多个开关控制至少二个电容器串联于第一电源与第二电源之间，且控制至少第一电容器与第二电源并联；于一第二时段，多个开关控制至少二个电容器串联于第二电源与一接地电位之间，且控制至少第二电容器与第二电源并联，藉此周期性操作而进行第一电源与第二电源之间的电源转换。

Description

管线式的谐振与非谐振切换式电容转换电路

技术领域

本发明涉及一种切换式电容转换电路，特别涉及一种管线式的切换式电容转换电路，本发明还涉及一种管线式的谐振切换式电容转换电路。

背景技术

图1A～图1E显示数种现有技术的切换式电容转换电路的示意图。如图所示，图1A～图1E依序分别为梯式、迪克森式、费伯纳区式、串联并联式，以及倍压式切换式电容转换电路，其都可选地以电荷泵或电容分压方式，将第一电源(对应于V1)转换为第二电源(对应于V2)，或将第二电源转换为第一电源。

图2A显示一种现有技术的切换式谐振腔转换器的电路示意图。图2B显示一种典型的电容器的电容值相对于直流偏压的特性曲线图。由图2B可知，随着电容器的跨压升高，其等效电容值骤降。前述的现有技术的电容式切换转换电路，以及切换式谐振腔转换器，其缺点都在于，其电容器的跨压较大，所需耐压与体积都提高，方能满足电性的需求。

本发明即针对上述现有技术的不足，提出一种管线式切换式电容转换电路，可配置为谐振或非谐振的转换电路，且可递归地扩增其转换级数，提高转换倍率，此外，本发明的管线式的谐振与非谐振切换式电容转换电路，其电容器的跨压较低，所需耐压与体积都可因此有效降低，同时，其谐振频率较为稳定，而相同的标定(nominal)电容值下，由于有效电容值较高，因而可具有较佳的瞬时响应，另一方面，本发明的管线式的谐振切换式电容转换电路可具有较佳的电流平衡。

发明内容

于一观点中，本发明提供一种切换式电容转换电路，用以将一第一电源转换为一第二电源或将该第二电源转换为该第一电源，该切换式电容转换电路包含：至少一个切换转换器；以及一控制电路，用以控制该切换转换器；该切换转换器包括：多个电容器；以及多个开关，受控于该控制电路，用以基于一切换周期而周期性地切换该多个电容器；其中于该切换周期中的一第一时段，该多个开关控制至少二个该电容器串联而电连接于该第一电源与该第二电源之间，且控制至少一个该电容器与该第二电源并联而电连接；其中于该切换周期中的一第二时段，该多个开关控制至少二个该电容器串联而电连接于该第二电源与一接地电位之间，且控制至少一个该电容器与该第二电源并联而电连接，其中于该第一时段中与该第二电源并联的该电容器，不同于该第二时段中与该第二电源并联的该电容器；藉此周期性操作而进行该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

于一实施例中，该多个该电容器包括彼此耦接的一第一电容器、一第二电容器、一第三电容器；其中于该切换周期中的该第一时段，该多个开关控制该第一电容器与该第三电容器串联而电连接于该第一电源与该第二电源之间，且控制该第二电容器与该第二电源并联而电连接；其中于该切换周期中的该第二时段，该多个开关控制该第二电容器与该第三电容器串联而电连接于该第二电源与一接地电位之间，且控制该第一电容器与该第二电源并联而电连接；藉此周期性操作而进行该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

于一实施例中，该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为4。

于一实施例中，于一稳态时，该第三电容器的跨压与该第二电压的比值为2，该第一电容器的跨压与该第二电压的比值为1，且该第二电容器的跨压与该第二电压的比值为1。

于一实施例中，该多个开关包括：一第一开关、一第二开关、一第三开关、一第四开关、一第五开关、一第六开关、一第七开关、一第八开关、一第九开关以及一第十开关；其中于该第一时段，该第一开关、该第二开关与该第三开关导通以控制该第一电容器与该第三电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，该第四开关与该第五开关导通以控制该第二电容器与该第二电源并联，且该第六开关至第十开关为不导通；其中于该第二时段，该第六开关、该第七开关与该第八开关导通以控制该第二电容器与该第三电容器串联于该第二电源与一接地电位之间，且该第九开关与该第十开关导通以控制该第一电容器与该第二电源并联；藉此周期性操作而进行该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

于一实施例中，该切换转换器还包括至少一个电感器，耦接于该多个电容器对应的至少一个电流路径上，该多个开关还用以周期性地切换该电感器与该第一电容器及/或该第二电容器的耦接，使得该电感器与该第一电容器，及/或，该电感器与该第二电容器，以谐振方式操作而实现该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

于一实施例中，该切换式电容转换电路的特征在于还包括以下之一：(1)该至少一个电感器包括一第一电感器与一第二电感器，其中该第一电容器还与该第一电感器直接串联电连接，而形成一第一谐振槽，该第二电容器还与该第二电感器直接串联电连接，而形成一第二谐振槽；其中于该第一时段，该多个开关还控制该第一谐振槽与该第三电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且还控制该第二谐振槽与该第二电源并联；其中于该第二时段，该多个开关还控制该第二谐振槽与该第三电容器串联于该第二电源与一接地电位之间，且还控制该第一谐振槽与该第二电源并联；(2)该电感器耦接于该第二电源与一切换节点之间；其中该切换周期中的该第一时段，该多个开关还控制该第一电容器与该第三电容器，通过该切换节点与该电感器串联后，才串联于该第一电源与该第二电源之间，且还控制该第二电容器通过该切换节点与该电感器串联后，才与该第二电源并联；其中于该切换周期中的该第二时段，该多个开关还控制该第二电容器与该第三电容器，通过该切换节点与该电感器串联于该第二电源与一接地电位之间，且还控制该第一电容器通过该切换节点与该电感器串联后，才与该第二电源并联；或者(3)该至少一个电感器包括一第三电感器与一第四电感器，其中该第三电感器耦接于该第二电源与一第一切换节点之间，该第四电感器耦接于该第二电源与一第二切换节点之间；其中该切换周期中的该第一时段，该多个开关还控制该第一电容器与该第三电容器，通过该第一切换节点与该第三电感器串联后，才串联于该第一电源与该第二电源之间，且还控制该第二电容器通过该第二切换节点与该第四电感器串联后，才与该第二电源并联；其中于该切换周期中的该第二时段，该多个开关还控制该第二电容器与该第三电容器，通过该第二切换节点与该第四电感器串联于该第二电源与一接地电位之间，且还控制该第一电容器通过该第一切换节点与该第三电感器串联后，才与该第二电源并联。

于一实施例中，该第三电容器的电容值远大于该第一电容器与该第二电容器的电容值，使得该第一电容器与该电感器的第一谐振频率，与该第二电容器与该电感器的第二谐振频率，都高于或等于该第三电容器与该电感器的第三谐振频率的10倍。

于一实施例中，于特征(1)中，该电感器上的一谐振电流为全波交流弦波。

于一实施例中，于特征(2)或(3)中，该电感器上的一谐振电流为全波整流弦波。

于一实施例中，至少部分的该多个开关于该电感器的一电感电流为0时切换，使得至少部分的该多个开关实现零电流切换。

于一实施例中，第一部分的该多个开关于该电感电流达到0后，还延迟一延迟时间才切换，藉此使得该电感器的该电感电流续流，进而使得第二部分的该多个开关为零电压切换；或者，其中第一部分的该多个开关于该电感电流达到0的前一时段即切换，进而使得第二部分的该多个开关为零电压切换。

于一实施例中，于一2倍转换模式下，部分的该多个开关恒导通，另一部分的该多个开关恒不导通，又一部分的该多个开关用以基于该切换周期而切换该第二电容器或该第三电容器的其中之一电容器，以于该切换周期的一第一时段使该电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且于该切换周期的一第二时段使该电容器并联于该第二电源，使得该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为2。

于一实施例中，于一2倍转换模式下，部分的该多个开关恒导通，另一部分的该多个开关恒不导通，又一部分的该多个开关用以基于该切换周期而切换该第二电容器或该第三电容器的其中之一电容器，以于该切换周期的一第一时段使该电容器与该电感器串联于该第一电源与该第二电源之间，且于该切换周期的一第二时段使该电容器与该电感器串联后，并联于该第二电源，使得该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为2，其中该电感器与该电容器以谐振方式操作而实现该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

于一实施例中，于一3倍转换模式下，部分的该多个开关恒导通，另一部分的该多个开关恒不导通，又一部分的该多个开关用以基于该切换周期而切换该第一电容器与该第三电容器，以于该切换周期的一第一时段使该第一电容器与该第三电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且于该切换周期的一第二时段使该第一电容器与该第三电容器并联于该第二电源，使得该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为3。

于一实施例中，于一3倍转换模式下，部分的该多个开关恒导通，另一部分的该多个开关恒不导通，又一部分的该多个开关用以基于该切换周期而切换该第一电容器与该第三电容器，以于该切换周期的一第一时段使该第一电容器与该第三电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且于该切换周期的一第二时段使该第一电容器与该第三电容器并联于该第二电源，使得该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为3，其中该电感器与该第一电容器，及/或，该电感器与该第三电容器，以谐振方式操作而实现该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

于一实施例中，该切换转换器包括多个电感器，耦接于该多个电容器对应的多个电流路径上，该多个开关用以周期性地切换该多个电感器与该多个电容器的耦接，使得该多个电感器与对应的该多个电容器以谐振方式操作而实现该第一电源与该第二电源之间的电源转换，其中该多个电感器中的至少之二彼此具有互感(coupled inductance)。

于一实施例中，彼此具有互感的该多个电感器配置为互感电感器(coupledinductors)，或是配置为一变压器。

于一实施例中，该至少一个切换转换器包括第一切换转换器与第二切换转换器，其中该第一切换转换器与该第二切换转换器彼此并联耦接于该第一电源与该第二电源之间，其中该第一切换转换器与该第二切换转换器以彼此相反的相位切换每一切换转换器中对应的该多个开关。

于一实施例中，具有特征(3)所述的切换式电容转换电路，其中该第三电感器与该第四电感器都操作于连续导通模式。

于一实施例中，具有特征(3)所述的切换式电容转换电路，其中该切换周期所对应的一切换频率，低于该第三电感器与该第一电容器的谐振频率及/或低于该第四电感器与该第二电容器的谐振频率。

于一实施例中，该控制电路包括一零电流侦测电路，用以根据流经该电感器的一电感电流而产生一零电流侦测信号，其中当该零电流侦测信号示意该电感电流为0时，该多个开关切换至各自对应的反相状态，藉此进行该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

于一实施例中，该控制电路还包括一延迟电路，用以延迟该多个开关切换至各自对应的反相状态的时点。

于一实施例中，该零电流侦测电路包括一零电流估计电路，耦接于该电感器、该第一电容器及/或该第二电容器，用以根据该电感器的两端的电压差，该第一电容器的两端的电压差，及/或该第二电容器的两端的电压差，以估计该电感电流为0的时点，以用于产生该零电流侦测信号。

于一实施例中，该零电流估计电路包括：一电压侦测电路，用以根据该电感器的两端的电压差产生一电压侦测信号，以示意该电感器的两端的电压差超过零电压的一第一时段；一斜坡电路，用以根据该电压侦测信号，于该第一时段，产生一斜坡信号的一第一斜坡，并于该第一时段结束后，接续该第一斜坡的终值，而产生该斜坡信号的一第二斜坡，其中该第一斜坡与该第二斜坡的斜率彼此为反相，且该第一斜坡与该第二斜坡的斜率的绝对值相等；以及一比较器，用以于该第二斜坡到达一零电流阈值时，示意该电感电流为0的时点，以用于产生该零电流侦测信号。

于一实施例中，该零电流估计电路根据该第一电容器的两端的电压差到达峰值的时点及到达谷值的时点，及/或根据该第二电容器的两端的电压差到达峰值的时点及到达谷值的时点，以估计该电感电流为0的时点，以用于产生该零电流侦测信号。

于一实施例中，该至少一个电感器包括多个电感器，该多个电感器所对应的多个电感电流通过以下方式而调节：其中该控制电路还用以产生多个延迟时间，且根据该多个电感电流的一平均值与至少一个该多个电感电流的差值，而调整该多个延迟时间中的至少一个，以使该多个电感电流之间成一固定比例；其中该多个电感电流对应于该第一电感器的一电感电流与该第二电感器的一电感电流，或者对应于该第三电感器的一电感电流与该第四电感器的一电感电流；其中该多个延迟时间分别用以延迟对应的该多个电感器各自的一充电起始时点或一放电起始时点。

于一实施例中，该固定比例为1：1。

于一实施例中，该多个电容器之一还对应于一分配电容器，该多个开关之一还对应于一预充晶体管，该预充晶体管电连接于一输入电源与该分配电容器之间，其中该输入电源对应于该第一电源或该第二电源的其中之一；其中该控制电路还用以于一预充模式时，以线性回馈的方式控制该预充晶体管导通程度，并控制其他该多个开关的切换，而控制该多个电容器彼此的电连接关系，以于该分配电容器的压降低于一阈值电压时，将该多个电容器的至少之一的跨压预充电至对应的一预设电压。

于一实施例中，该预设电压为一输出电压的一目标电压，其中该输出电压对应于该第一电源或该第二电源的其中之另一的电压。

于一实施例中，该切换式电容转换电路还包含一驱动电路，用以驱动至少部分的该多个开关，该驱动电路包括：多个驱动器，用以根据该控制电路的控制而产生多个驱动信号，用以周期性地分别驱动部分的该多个开关，以谐振方式进行该第一电源与该第二电源之间的电源转换；以及一电源供应电路，用以提供部分的该多个驱动器对应的多个驱动电源，包括：一电压增高电路(voltage booster)，用以根据一频率信号、一直流电压及相关于一输出电压的一输出相关信号，而产生一增高电源，其中该增高电源的电压相关于一输入电压及该输出相关信号之和，其中该输入电压与该输出电压分别对应于该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压，或者分别对应于该第二电压与该第一电压；多个驱动电容器，其中每一该驱动电容器的跨压对应于对应的该驱动电源；以及多个供应二极管，自该增高电源，依该供应二极管的顺向方向，彼此串联耦接，其中每一供应二极管的反向端耦接于对应的该驱动电源的一正端，用以向对应的该驱动电容器充电，以产生对应的该驱动电源，且用以阻挡逆向电流与逆向电压。

于一实施例中，该电压增高电路、对应的该驱动电容器与对应的该供应二极管形成一电荷泵浦，当该电压增高电路产生该增高电源时，对应的该供应二极管根据该增高电源对该驱动电容器充电，以产生对应的该驱动电源，其中该驱动电源的一负端耦接该输出电压，对应的该驱动电源相关于该输入电压。

于一实施例中，该电压增高电路、对应的该驱动电容器、对应的该供应二极管以及对应的该开关形成一自举电路(bootstrap)，当该电压增高电路产生该增高电源时，对应的该供应二极管根据一第二增高电源对该驱动电容器充电，以产生对应的该驱动电源，其中该驱动电源的该负端的电压随该多个开关的切换而变动，该驱动电源的该正端的电压也随该多个开关的切换而变动，对应的该驱动电源于稳态时，相关于该输入电压，其中该第二增高电源相关于该增高电源。

于一实施例中，该切换式电容转换电路还包含一上层电容器以及多个上层开关，其中该至少一个切换转换器包括第一切换转换器与第二切换转换器；其中该上层电容器、该多个上层开关、该第一切换转换器与该第二切换转换器以一基本拓朴彼此耦接；其中于该切换周期中的一第一时段，该多个上层开关控制该第一切换转换器与该电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且控制该第二切换转换器与该第二电源并联；其中于该切换周期中的一第二时段，该多个上层开关控制该第二切换转换器与该电容器串联于该第二电源与一接地电位之间，且控制该第一切换转换器与该第二电源并联。

于一实施例中，该切换式电容转换电路还包含一上层电容器以及多个上层开关，其中该至少一个切换转换器包括第一切换转换器与第二切换转换器；其中该上层电容器、该多个上层开关、该第一切换转换器与该第二切换转换器以一基本拓朴彼此耦接；其中于该切换周期中的一第一时段，该多个上层开关控制该第一切换转换器与该电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且控制该第二切换转换器与该第二电源并联；其中于该切换周期中的一第二时段，该多个上层开关控制该第二切换转换器与该电容器串联于该第二电源与一接地电位之间，且控制该第一切换转换器与该第二电源并联。

于一实施例中，该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为8。

于一实施例中，该切换式电容转换电路还包含一又上层电容器、多个又上层开关、又上层的一第一切换转换器以及又上层的一第二切换转换器，其中又上层的该电容器、多个该又上层开关、该又上层的该第一切换转换器以及该又上层的该第二切换转换器，还对应于该基本拓朴，以递归展开方式而彼此耦接；其中该又上层的该第一切换转换器与该又上层的该第二切换转换器，递归地对应于下一层的该切换式电容转换电路。

于又一观点中，本发明提供一种电源转换系统，包含前述包含电感器的切换式电容转换电路；一电压调节器，用以接收一第一级电源，而产生一输出电压，其中该输出电压受调节至一预设位准；以及一接口与控制单元，其中该接口与控制单元用以控制该电压调节器，以调节该输出电压至一预设位准，且该接口与控制单元通过一通信接口，用以控制该电压调节器的一切换频率及/或控制该切换式电容转换电路的该切换频率，以提高该电源转换系统的电源转换效率。

于一实施例中，该接口与控制单元控制该电压调节器的该切换频率与该切换式电容转换电路的该切换频率为同步，以降低该电源转换系统的电磁干扰。

于一实施例中，该切换式电容转换电路通过调整至少部分的该多个开关各自对应的延迟时间而调整该切换式电容转换电路的该切换频率。

以下通过具体实施例详加说明，会更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所达到的效果。

附图说明

图1A～图1E显示数种现有技术的切换式电容转换电路的示意图。

图2A显示一种现有技术的切换式电容转换电路的电路示意图。

图2B显示一种典型的电容器的电容值相对于直流偏压的特性曲线图。

图3显示本发明的非谐振切换式电容转换电路的一具体实施例的示意图。

图4A～图4B显示对应于图3的切换式电容转换电路的操作实施例的示意图。

图5显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。

图6显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。

图7显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。

图8显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的操作波形图。

图9显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的操作波形图。

图10A～图10B显示根据本发明的非谐振切换式电容转换电路的两个实施例的示意图。

图11～图13显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。

图14显示根据本发明的非谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。

图15A～图15B显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的两个实施例的示意图。

图16显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。

图17显示根据本发明的非谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。

图18～图20显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的数个实施例的示意图。

图21显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的操作波形图。

图22A显示根据本发明的非谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。

图22B显示根据本发明的切换式电容转换电路的一实施例的电路方块图。

图23～图25显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的数个实施例的示意图。

图26A～图26B显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路中，零电流侦测电路的数个实施例的示意图。

图27A～图27C显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的数个实施例的操作波形图。

图28A～图28B显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路中，零电流估计电路的数个实施例的示意图。

图29显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的数个实施例的操作波形图。

图30显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路中，零电流估计电路的一个实施例的示意图。

图31显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路中，控制电路用以控制电流平衡的实施例的示意图。

图32显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一电流平衡的实施例的操作波形图。

图33～图34显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路中，控制电路的数个预充电路的实施例的示意图。

图35～图36显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的两个预充电的实施例的操作波形图。

图37～图38显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路中，驱动电路的数个实施例的示意图。

图39显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路所建构的电源转换系统的一个实施例的示意图。

图中符号说明

31：零电流侦测电路

32：判断电路

33，34：零电流估计电路

36：电流感测电路

37：电流调整电路

70：电源供应电路

71：电压增高电路

310，510，610，710，1010A，1210，1410，1510A，1510B，1610，2610，2810，3300，3310：切换转换器

321：逻辑电路

321a，321b：与门

322：状态电路

322a，322b：正反器

331：电压侦测电路

332：计时电路

333：斜坡电路

334，383：比较器

341：峰谷侦测电路

362a，362b：转换电路

371：平均电路

372a，372b：比较电路

373：延迟电路

381：放大电路

382：信号决定电路

511：第一谐振槽

512：第二谐振槽

750：驱动电路

910：谐振切换式电容转换电路

920：电压调节器

930：通信接口与控制电路

940：中央处理单元/图形处理单元/记忆单元

950：电源供应单元

1611：变压器

1700，1800，1900，2000，2200A，2200B，2400，2600A，2800A，2800B，3000，3700，3800：切换式电容转换电路

1710，1810，1910，2210，2230，2410：第一切换转换器

1720，1820，1920，2220，2240，2420：第二切换转换器

1811，1812，1821，1822，2311，2312，2321，2322：谐振槽

2041a，2041b，3611a，3611b：电压感测电路

2630，2830A，2830B，3130，3330：控制电路

38：预充电路

3900：电源转换系统

C1，C2，C3，C11，C12，C21，Cd1，Cd7，Cd9，Cd4，CINT，Cs1，Cs2，CV1，CV2：电容器

Cd4，Cd9：驱动电容器

DCR1，DCR2：寄生电阻

Drv1，Drv4，Drv7，Drv9：驱动器

Ds1～Ds4：供应二极管

EAO：放大控制信号

G1，G4，G7，G9：驱动信号

GA，GB：控制信号

GAD，GAP：控制脉冲

GBD，GBP：控制脉冲

I1：第一电流

I2：第二电流

Iavg：平均电流信号

IFC1，IFC2：通信接口

IL，IL1，IL2，IL11，IL12：电感电流

ISN1，ISN2：电流感测信号

L，L1，L11，L2，L12：电感器

LX，LX1，LX2：切换节点

Q1～Q10，Q21，Q28：开关

S2，S3：驱动电源开关

Rcs1，Rcs2：电阻器

RMP：斜坡信号

t2，t4：时点

T1：时段

Ta1，Ta2：调整信号

td1，td2：延迟时间

TN：负电压期间

TP：正电压期间

V1：第一电压

V2：第二电压

Vb，Vb1～Vb4：增高电源

VC1，VC2，VC3：跨压

Vcd1，Vcd7，Vcd9，Vcd4：驱动电源

VD：电压侦测信号

VL：电压差

VLa，VLb：电压

VLX：节点电压

VOUT：输出电压

Vref：参考信号

VT：斜坡信号

Vth0：零电流阈值

ZCD：零电流侦测信号

具体实施方式

本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。

图3显示本发明的非谐振切换式电容转换电路的一具体实施例的示意图(切换式电容转换电路3000)。图4A～图4B显示对应于图3的切换式电容转换电路的操作实施例的示意图。

切换式电容转换电路3000用以将第一电源(对应于第一电压V1与第一电流I1)转换为第二电源(对应于第二电压V2与第二电流I2)，或者，用以将第二电源转换为第一电源。本实施例中，切换式电容转换电路3000包含切换转换器310，切换转换器310包括彼此耦接的第一电容器(电容器C1)、第二电容器(电容器C2)、第三电容器(电容器C3)以及多个开关Q1～Q10。

在一实施例中，于切换周期中的第一时段(对应于图4A)，多个开关Q1～Q10控制第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)串联于第一电源与第二电源之间，且控制第二电容器(电容器C2)与第二电源并联，第二电容器(电容器C2)的另一端受控制耦接于接地电位。具体以图4A为例，第一开关Q1、Q2与Q3导通以控制第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)串联于第一电源与第二电源之间，开关Q4与Q5导通以控制第二电容器(电容器C2)与第二电源并联，且开关Q6～Q10为不导通(以灰色表示)。本实施例中，于第一时段中，控制信号GA为使能，使其所控制的开关为导通，控制信号GB为禁止，使其所控制的开关为不导通。

于切换周期中的第二时段(对应于图4B)，多个开关Q1～Q10控制第二电容器(电容器C2)与第三电容器(电容器C3)串联于第二电源与接地电位之间，且控制第一电容器(电容器C1)与第二电源并联。如图4B所示，于切换周期中的第二时段，第二电容器(电容器C2)与第三电容器(电容器C3)反向串联于第二电源与接地电位之间。具体以图4B为例，开关Q6、Q7与Q8导通以控制第二电容器(电容器C2)与第三电容器(电容器C3)串联于第二电源与接地电位之间，且开关Q9与Q10导通以控制第一电容器(电容器C1)与第二电源并联，且开关Q1～Q5为不导通(以灰色表示)。本实施例中，于第二时段中，控制信号GA为禁止，使其所控制的开关为不导通，控制信号GB为使能，使其所控制的开关为导通。

切换式电容转换电路3000通过上述周期性操作而进行第一电源与第二电源之间的电源转换。本实施例中，第一电压V1与第二电压V2的比值为4。

需说明的是，上述于第二时段中，第二电容器(电容器C2)与第三电容器(电容器C3)“反向”串联是指，第二电容器(电容器C2)的跨压与第三电容器(电容器C3)的跨压为反相(即正负端方向相反)。

继续参阅图4A与图4B，在将第一电源转换为第二电源的实施例中，于第一时段中(图4A)，第一电源对彼此串联的第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)充电，第二电容器(电容器C2)则是放电以供应给第二电源，亦即，第二电容器(电容器C2)对耦接于第二电源的电容器CV2充电。而于第二时段中(图4B)，第三电容器(电容器C3)则对第二电容器(电容器C2)以及第二电源充电。

此外，在将第二电源转换为第一电源的实施例中，于第一时段中(图4A)，第二电源对彼此串联的第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)充电，且第二电源对第二电容器(电容器C2)充电。而于第二时段中(图4B)，第二电源对第一电容器(电容器C1)充电，且第二电源通过第二电容器(电容器C2)对第三电容器(电容器C3)充电。

通过上述的周期性操作，本实施例中，于稳态时，第三电容器(电容器C3)的跨压与第二电压V2的比值为2，第一电容器(电容器C1)的跨压VC1与第二电压V2的比值为1，且第二电容器(电容器C2)的跨压VC2与第二电压V2的比值为1。在第二电压V2为12V的实施例中，于稳态时，第一电容器(电容器C1)的跨压VC1与第二电容器(电容器C2)的跨压VC2也都为12V，值得注意的是，如图2B所示，由于本发明可以使得电容器上的跨压于稳态时维持于较低的电压，因此，电容器得以维持较高的有效电容值，因而电容器所需耐压与体积都可因此有效降低，同时，其谐振频率较为稳定，且具有较佳的瞬时响应。还值得注意的是，本发明的输出电流(例如对应于第二电流I2)，由两个渠道所提供，因此可降低涟波。

分别耦接于第一电源与第二电源的电容器CV1与CV2，在第一电源转换为第二电源的实施例中，分别对应于输入电容器与输出电容器，或者，在第二电源转换为第一电源的实施例中，分别对应于输出电容器与输入电容器。

本发明的切换式电容转换电路，在一实施例中，切换转换器还包括至少一个电感器，耦接于至少部分的多个电容器(例如C1～C2)对应的至少一个电流路径上，多个开关(例如Q1～Q10)还用以周期性地切换电感器L与第一电容器(电容器C1)及/或第二电容器(电容器C2)的耦接，使得电感器L与第一电容器(电容器C1)，及/或，电感器L与第二电容器(电容器C2)，以谐振方式操作而实现第一电源与第二电源之间的电源转换。

请参阅图5，图5显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。本实施例中的切换转换器510与图3的切换转换器310相似，其差别在于，切换转换器510还包括电感器L1与电感器L2，第一电容器(电容器C1)与电感器L1直接串联电连接，而形成第一谐振槽511，第二电容器(电容器C2)与电感器L2直接串联电连接，而形成第二谐振槽512。在一实施例中，于切换周期的第一时段，多个开关Q1～Q10控制第一谐振槽511与第三电容器(电容器C3)串联于第一电源与第二电源之间，且控制第二谐振槽512与第二电源并联。另一方面，于切换周期的第二时段，多个开关Q1～Q10控制第二谐振槽512与第三电容器(电容器C3)串联于第二电源与接地电位之间，且控制第一谐振槽511与第二电源并联，切换转换器510通过上述周期性操作，以谐振方式操作而实现第一电源与第二电源之间的电源转换。上述多个开关的Q1～Q10的控制细节可参照图4A～图4B的实施例。

图6显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。本实施例中的切换转换器610与图3的切换转换器310相似，其差别在于，切换转换器610还包括电感器L，电感器L耦接于第二电源与切换节点LX之间，于切换周期中的第一时段，多个开关Q1～Q10控制第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)，通过切换节点LX与电感器L串联后，才串联于第一电源与第二电源之间，且控制第二电容器(电容器C2)通过切换节点LX与电感器L串联后，才与第二电源并联。另一方面，于切换周期中的第二时段，多个开关Q1～Q10控制第二电容器(电容器C2)与第三电容器(电容器C3)，通过切换节点LX与电感器L串联于第二电源与接地电位之间，且控制第一电容器(电容器C1)通过切换节点LX与电感器L串联后，才与第二电源并联。本实施例中，第一电容器(电容器C1)、第二电容器(电容器C2)与第三电容器(电容器C3)都与电感器L通过谐振而进行第一电源与第二电源之间的转换。上述多个开关的Q1～Q10的控制细节可参照图4A～图4B的实施例。

值得注意的是，本实施例的电容器于充放电的过程，与电感器以谐振方式进行，因此，可有效降低电容器于充放电时的涌浪电流，且可通过谐振的特性，而实现零电流切换控制或是零电压切换控制，后述的以谐振方式操作的实施例也相同，细节容后详述。

图7显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。本实施例中的切换转换器710与图3的切换转换器310相似，其差别在于，切换转换器710还包括电感器L1与电感器L2，其中电感器L1耦接于第二电源与第一切换节点LX1之间，电感器L2耦接于第二电源与第二切换节点LX2之间。于切换周期中的第一时段，多个开关Q1～Q10控制第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)，通过第一切换节点LX1与电感器L1串联后，才串联于第一电源与第二电源之间，且控制第二电容器(电容器C2)通过第二切换节点LX2与电感器L2串联后，才与第二电源并联。另一方面，于切换周期中的第二时段，多个开关Q1～Q10控制第二电容器(电容器C2)与第三电容器(电容器C3)，通过第二切换节点LX2与电感器L2串联于第二电源与接地电位之间，且控制第一电容器(电容器C1)通过第一切换节点LX1与电感器L1串联后，才与第二电源并联。上述多个开关的Q1～Q10的控制细节可参照图4A～图4B的实施例。

在一实施例中，如前述图5～图7的实施例中的第三电容器C3的电容值远大于第一电容器(电容器C1)与第二电容器(电容器C2)的电容值，使得第一电容器(电容器C1)与电感器的第一谐振频率，与第二电容器(电容器C2)与电感器的第二谐振频率，都远高于第三电容器(电容器C3)与电感器的第三谐振频率，在一较佳实施例中，第一谐振频率与第二谐振频率都大于等于第三谐振频率的10倍。

图8显示对应于图5实施例的操作波形图。电感器L1与L2上的谐振电流(即电感电流IL1、IL2)以及电容器C1、C2、C3各自对应的跨压VC1、VC2与VC3为全波交流弦波。具体而言，本实施例中，将第一电源转换为第二电源，其中第二电压V2与第二电流I2(对应于输出电压与输出电流)的涟波，以及第三电容器(电容器C3)的跨压VC3的涟波都非常低，第一电容器(电容器C1)与第二电容器(电容器C2)的跨压VC1、VC2也维持于较低的直流位准。

图9显示对应于图6、图7实施例的操作波形图。电感器L(对应于图6实施例)、L1与L2(对应于图7实施例)上的谐振电流(即电感电流IL、IL1、IL2)为全波整流弦波，换言之，本实施例中，谐振电流IL、IL1、IL2为大于0的全波整流弦波。

继续参阅图9，就一观点而言，在一实施例中，至少部分的多个开关Q1～Q10于电感器(L、L1、L2)的电感电流(IL、IL1、IL2)为0时切换，使得至少部分的多个开关实现零电流切换。有关零电流切换的控制方式容后详述。

图10A～图10B显示根据本发明的非谐振切换式电容转换电路的两个实施例的示意图。本发明的管线式的谐振与非谐振切换式电容转换电路，还可以通过控制部分的多个开关为恒导通，且控制另一部分的多个开关为恒导通，而使得切换式电容转换电路操作于不同的倍数的转换模式。具体举例而言，以前述的切换转换器310为例，可操作于2倍转换模式下，其中部分的多个开关Q1～Q10恒导通，另一部分的多个开关Q1～Q10恒不导通，又一部分的多个开关Q1～Q10用以基于切换周期而切换第二电容器(电容器C2)或第三电容器(电容器C3)的其中之一电容器，以于切换周期的第一时段使该电容器串联于第一电源与第二电源之间，且于切换周期的第二时段使该电容器并联于第二电源，使得第一电源的第一电压V1与第二电源的第二电压V2的比值为2。

图10A所示的切换转换器1010A对应于图3的切换转换器310，本实施例中，切换转换器1010A操作于2倍转换模式下，其中开关Q1恒导通(以短路显示)，开关Q2，Q3，Q8～Q10恒不导通，开关Q4～Q7用以基于切换周期而切换第二电容器(电容器C2)，以于切换周期的第一时段使第二电容器(电容器C2)串联于第一电源与第二电源之间，且于切换周期的第二时段使第二电容器(电容器C2)并联于第二电源，使得第一电源的第一电压V1与第二电源的第二电压V2的比值为2。本实施例中，由于开关Q2，Q3，Q8～Q10恒不导通，因此第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)各自的至少一端也恒为浮接。

在另一实施例中，如图10B所示的切换转换器1010B对应于图3的切换转换器310，本实施例中，切换转换器1010B操作于2倍转换模式下，其中开关Q4，Q9恒导通(以短路显示)，开关Q3，Q5，Q6，Q10恒不导通，开关Q1，Q2，Q7，Q8用以基于切换周期而切换第三电容器C3，以于切换周期的第一时段使第三电容器C3串联于第一电源与第二电源之间，且于切换周期的第二时段使第三电容器C3并联于第二电源，使得第一电源的第一电压V1与第二电源的第二电压V2的比值为2。本实施例中，由于开关Q3，Q5，Q6，Q10恒不导通，因此第一电容器C1与第二电容器C2各自的至少一端也恒为浮接。

图11～图13显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。图11所示的切换转换器1110可对应于图5的切换转换器510，且其多个开关的操作与图10A的切换转换器1010A相似，具体而言，本实施例中，于2倍转换模式下，切换转换器1110的开关Q1恒导通(以短路显示)，开关Q2，Q3，Q8～Q10恒不导通，开关Q4～Q7用以基于切换周期而切换第二电容器(电容器C2)，以于切换周期的第一时段使第二电容器(电容器C2)与电感器L2串联于第一电源与第二电源之间，且于切换周期的第二时段使第二电容器(电容器C2)与电感器L2串联后，并联于第二电源，使得第一电源的第一电压V1与第二电源的第二电压V2的比值为2，其中第二电容器(电容器C2)与电感器L以谐振方式操作而实现第一电源与第二电源之间的电源转换。本实施例中，由于开关Q2，Q3，Q8～Q10恒不导通，因此谐振槽1111(第一电容器(电容器C1)、电感器L1)与第三电容器(电容器C3)各自的至少一端也恒为浮接。

图12所示的切换转换器1210可对应于图6的切换转换器610，且其多个开关的操作与图10A的切换转换器1010A相似，具体而言，本实施例中，于2倍转换模式下，切换转换器1210的开关Q1恒导通(以短路显示)，开关Q2，Q3，Q8～Q10恒不导通，开关Q4～Q7用以基于切换周期而切换第二电容器(电容器C2)，以于切换周期的第一时段，控制第二电容器(电容器C2)通过切换节点LX与电感器L串联后才串联于第一电源与第二电源之间，且于切换周期的第二时段，控制第二电容器(电容器C2)通过切换节点LX与电感器L串联后，并联于第二电源，换言之，开关Q4～Q7于切换周期的第二时段，控制第二电容器(电容器C2)通过切换节点LX与电感器L串联于第二电源与接地电位之间，使得第一电源的第一电压V1与第二电源的第二电压V2的比值为2，其中第二电容器(电容器C2)与电感器L以谐振方式操作而实现第一电源与第二电源之间的电源转换。本实施例中，由于开关Q2，Q3，Q8～Q10恒不导通，因此第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)各自的至少一端也恒为浮接。

图13所示的切换转换器1310可对应于图7的切换转换器710，且其多个开关的操作与图10A的切换转换器1010A相似，具体而言，本实施例中，于2倍转换模式下，切换转换器1310的开关Q4，Q9恒导通(以短路显示)，开关Q3，Q5，Q6，Q10恒不导通，开关Q1，Q2，Q7，Q8用以基于切换周期而切换第三电容器C3，以于切换周期的第一时段，控制第三电容器(电容器C3)通过切换节点LX与电感器L串联后才串联于第一电源与第二电源之间，且于切换周期的第二时段，控制第三电容器(电容器C3)通过切换节点LX与电感器L串联后，并联于第二电源，换言之，开关Q1、Q2、Q7、Q8于切换周期的第二时段，控制第三电容器(电容器C3)通过切换节点LX与电感器L串联于第二电源与接地电位之间，使得第一电源的第一电压V1与第二电源的第二电压V2的比值为2，其中第三电容器(电容器C3)与电感器L以谐振方式操作而实现第一电源与第二电源之间的电源转换。本实施例中，由于开关Q3，Q5，Q6，Q10恒不导通，因此第一电容器C1与第二电容器(电容器C2)各自的至少一端也恒为浮接。

图14显示根据本发明的非谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。图14所示的切换转换器1410对应于图3的切换转换器310，本实施例中，切换转换器转换器1410操作于3倍转换模式下，其中开关Q4恒导通(以短路显示)，开关Q5，Q6恒不导通，开关Q1～Q3，Q7～Q10用以基于切换周期而切换第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)，以于切换周期的第一时段控制第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)串联于第一电源与第二电源之间，且于切换周期的第二时段控制第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)并联于第二电源，使得第一电源的第一电压V1与第二电源的第二电压V2的比值为3。本实施例中，由于开关Q5，Q6，恒不导通，因此第二电容器(电容器C2)的一端也恒为浮接。

图15A～图15B显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的两个实施例的示意图。图15A所示的切换转换器1510A可对应于图6的切换转换器610，且其多个开关的操作与图14的切换转换器1410相似，具体而言，本实施例中，于3倍转换模式下，切换转换器1510A的开关Q4恒导通(以短路显示)，开关Q5，Q6恒不导通，开关Q1～Q3，Q7～Q10用以基于切换周期而切换第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)，以于切换周期的第一时段控制第一电容器(电容器C1)、第三电容器(电容器C3)与电感器L串联于第一电源与第二电源之间，且于切换周期的第二时段控制第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)并联后与电感器L串联，再与第二电源并联，使得第一电源的第一电压V1与第二电源的第二电压V2的比值为3，其中第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)与电感器L以谐振方式操作而实现第一电源与第二电源之间的电源转换。本实施例中，由于开关Q5，Q6恒不导通，因此第二电容器(电容器C2)的一端也恒为浮接。

图15B所示的切换转换器可对应于图7的切换转换器710，且其多个开关的操作与切换转换器1510A相似，其差别在于，于切换周期的第一时段中，切换转换器1510B的第一电容器(电容器C1)、第三电容器(电容器C3)与电感器L1串联于第一电源与第二电源之间，而于切换周期的第二时段中，第一电容器(电容器C1)与第三电容器(电容器C3)分别与电感器L1、电感器L2串联后，再与第二电源并联，使得第一电压V1与第二电压V2的比值为3。其开关的操作细节可参照图15A的实施例。

需说明的是，上述图10A、图10B、图11～图14、图15A、图15B，分别对应于前述图3、图5～图7的开关与组件配置，通过部分开关恒导通、另一部分开关恒不导通，其他开关则根据所需的模式而切换，即可使得第一电压V1与第二电压V2的比值设定为数种不同的倍数关系。此外，图10A、图10B、图11～图14、图15A、图15B是显示前述图3、图5～图7的实施例的等效电路图，其中恒不导通的开关与恒为浮接的电容器则于图中省略，以简化图面。

图16显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。图16所示的切换转换器1610相似于图7所示的切换转换器710，本实施例中，切换转换器1610的电感器L1与L2彼此具有互感，因此，切换转换器1610的电感电流IL1与IL2彼此之间可具有较佳的电流平衡，同时，也可使得电容器C1，C2彼此之间具有较佳的电压平衡。

在一实施例中，电感器L1与L2例如可配置为互感电感器(coupled inductors)，或是配置为一变压器(如1611)。

图17显示根据本发明的非谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。在一实施例中，切换式电容转换电路1700包括第一切换转换器1710与第二切换转换器1720，第一切换转换器1710与第二切换转换器1720彼此并联耦接于该第一电源与该第二电源之间，本实施例中，第一切换转换器1710与第二切换转换器1720例如对应于前述图3的切换转换器310，本实施例中，通过并联操作的多个切换转换器，可以提高输出功率，或降低涟波电流与涟波电压。需说明的是，上述切换转换器的“并联”是指，切换转换器的输入端彼此例如电连接于第一电源，切换转换器的输出端例如彼此电连接于第二电源。

在一实施例中，第一切换转换器1710与第二切换转换器1720以彼此相反的相位切换每一切换转换器中对应的该多个开关，以交错方式进行电源转换，具体而言，如图17所示，第一切换转换器1710的开关Q1～Q10的控制信号GA与GB与图3的切换转换器310同相，而第二切换转换器1720的开关Q11～Q20的控制信号GA与GB与图3的切换转换器310反相(因而也与第一切换转换器1710反相)。

图18～图20显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的数个实施例的示意图。

图18的切换式电容转换电路1800与图17的切换式电容转换电路1700相似，切换式电容转换电路1800包括第一切换转换器1810与第二切换转换器1820，其差别在于，第一切换转换器1810与第二切换转换器1820还包含了电感器L1，L2，L11，L12，而分别与电容器C1，C2，C11，C12串联而形成谐振槽1811，1812，1821与1822。如同图17的切换式电容转换电路1700，本实施例也是以交错方式操作第一切换转换器1810与第二切换转换器1820而进行电源转换，而第一切换转换器1810与第二切换转换器1820则各自相似于前述图5中的切换转换器510，而以谐振方式进行电源转换。

图19的切换式电容转换电路1900与图17的切换式电容转换电路1700相似，切换式电容转换电路1900包括第一切换转换器1910与第二切换转换器1920，其差别在于，第一切换转换器1910与第二切换转换器1920还包含了电感器L1，L2，L11，L12，而分别以相似于图7实施例的方式，串联于电容器C1，C2，C11，C12各自对应的电流路径上。如同图17的切换式电容转换电路1700，本实施例也是以交错方式操作第一切换转换器1910与第二切换转换器1920而进行电源转换，而第一切换转换器1910与第二切换转换器1920则各自相似于前述图7中的切换转换器710，而以谐振方式进行电源转换。

图20的切换式电容转换电路2000与图19的切换式电容转换电路1900相似，切换式电容转换电路2000中的电感器L1，L2，L11，L12，彼此之间具有互感，因此，切换式电容转换电路2000的电感电流IL1，IL2，IL11，IL12彼此之间可具有较佳的电流平衡，同时，也可使得电容器C1，C2，C11，C12彼此之间具有较佳的电压平衡。在一实施例中，切换式电容转换电路2000可依需求，而配置电感器L1，L2，L11，L12彼此之间都具有互感，或仅部分的电感器之间具有互感。在一实施例中，电感器L1，L2，L11，L12可配置为至少一个变压器。

图21显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一实施例的操作波形图。图21对应于例如图7的实施例，本实施例中，电感器L1与电感器L2都操作于连续导通模式，藉此，可进一步降低涟波电流与涟波电压。如图21所示，电感电流IL1与IL2显示电感器L1与电感器L2都操作于连续导通模式，电容器(C1，C2，C3)的跨压VC1，VC2，VC3的涟波电压、第二电压V2的涟波电压，以及电感电流IL1与IL2与第二电流I2的涟波电流，都大幅降低。

此外，在多个电感器操作于连续导通模式的实施例中(例如图21)，切换周期所对应的切换频率(例如对应于图21电容器C1的跨压VC1的频率，得以不需精准对应于电感器L1与第一电容器(电容器C1)的谐振频率，及电感器L2与第二电容器(电容器C2)的谐振频率，在一较佳实施例中，切换频率可低于电感器L1与第一电容器(电容器C1)的谐振频率，及/或可低于电感器L2与第二电容器(电容器C2)的谐振频率，因此，对于电感器(如L1，L2)的电感值的变异，以及电容器(如C1，C2)的电容值的变异，本发明的谐振切换式电容转换电路具有较高的容忍度。

请同时参阅图22A与图22B，图22A显示根据本发明的非谐振切换式电容转换电路的一实施例的示意图。图22B显示根据本发明的切换式电容转换电路的一实施例的电路方块图。

图22A所示的切换式电容转换电路2200A包含了第一切换转换器2210与第二切换转换器2220，以及一上层电容器(电容器C21)以及多个上层开关(Q21，Q28)，其中第一切换转换器2210与第二切换转换器2220例如都可对应于图3的切换转换器310。就一观点而言，图22A所示的切换式电容转换电路2200A，是指基于例如图3的切换转换器310，而配置为具有更多层的切换式电容转换电路，具体而言，上层电容器(电容器C21)、多个上层开关(开关Q21，Q28)、第一切换转换器2210与第二切换转换器2220以一基本拓朴彼此耦接，请同时参阅图22B，所述的“基本拓朴”，在一实施例中，是指上层电容器(电容器C21)、多个上层开关Q21，Q28、第一切换转换器2210与第二切换转换器2220的基本耦接关系，容后详述。

同时参阅图22B，在一实施例中，根据前述的基本拓朴，第一切换转换器2210(对应于2230，图22B)的输入端与上层电容器(电容器C21)的一端彼此电连接，且第二切换转换器2220(对应于2240，图22B)的输入端与上层电容器(电容器C21)的另一端彼此电连接，此外，第一切换转换器2210的输出端、第二切换转换器2220的输出端与第二电源彼此电连接。

于切换周期中的第一时段(例如对应于控制信号GB使能，而控制信号GA禁止时)，多个上层开关(如开关Q21，Q28)与第一切换转换器2210的多个开关(如开关Q11～Q20)控制上层电容器(电容器C21)与第一切换转换器2210串联且于第一电源与第二电源之间建立至少一个电流路径，且多个上层开关(如Q21，Q28)与第二切换转换器2220的多个开关(如Q1～Q10)控制上层电容器C21与第二切换转换器2220之间为断路，且控制第二切换转换器2220于第二电源至接地电位之间建立至少一个电流路径。

另一方面，于切换周期中的第二时段(例如对应于控制信号GB禁止，控制信号GA使能时)，多个上层开关(Q21，Q28)与第二切换转换器2220的多个开关(Q1～Q10)控制第二切换转换器2220与上层电容器(电容器C21)串联于第二电源与接地电位之间，且于第二电源与接地电位之间建立至少一个电流路径，且多个上层开关(Q21，Q28)与第一切换转换器2210的多个开关(Q11～Q20)控制上层电容器(电容器C21)与第一切换转换器2210之间为断路，且控制第一切换转换器2210于第二电源至接地电位之间建立至少一个电流路径。

前述的电流路径例如为控制信号GA使能时，或控制信号GB使能时，分别所对应导通的开关所建立而得的电流路径。

本实施例中，如图22A所示的第一电压V1与第二电压V2的比值为8。详言之，在稳态时，电容器C21的跨压为4*V2，电容器C3与C13(都对应于如前述实施例中的第三电容器)的跨压都为2*V2，而电容器C1，C11(都对应于如前述实施例中的第一电容器)，C2，C12(都对应于如前述实施例中的第二电容器)的跨压都为V2。

继续参阅图22B，根据本发明，可通过图22B的基本拓朴，递归地扩充管线式切换式电容转换电路的层数，藉此实现第一电压与第二电压之间更高的转换倍率。如图22B所示，任一具有符合图22B的基本拓朴的管线式切换式电容转换电路(例如对应为图中的N层管线式切换式电容转换电路，其中N为大于等于2的整数)，可用以取代第一切换转换器2230与第二切换转换器2240，藉此获得更高层数的管线式切换式电容转换电路，亦即管线式切换式电容转换电路2200B将成为N+1层管线式切换式电容转换电路。

具体举例而言，如将图22A的管线式切换式电容转换电路2200A，代入图22B的第一切换转换器2230与第二切换转换器2240，则图22B的管线式切换式电容转换电路2200B将配置成为16：1的管线式切换式电容转换电路，相同的代入配置可持续重复地提高层数，进而不断提高电源的转换倍数。

在此实施例中(16：1的切换式电容转换电路)，如图22A的第一切换转换器2210与第二切换转换器2220可视为最底层(1层)的管线式切换式电容转换电路，其结构对应于如图3的切换转换器310，而图22A的管线式切换式电容转换电路2200A可视为2层的管线式切换式电容转换电路，再者，以图22A的2层管线式切换式电容转换电路2200A代入图22B的第一切换转换器2230与第二切换转换器2240，则图22B所示的管线式切换式电容转换电路2200B，可视为3层的管线式切换式电容转换电路。

图23～图25显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的数个实施例的示意图。

图23所示的切换式电容转换电路2300相似于图22A所示的切换式电容转换电路2200A，其中，第一切换转换器2310与第二切换转换器2320还配置了如图5实施例中的谐振槽，亦即，谐振槽2311，2312，2321，2322，换言之，切换式电容转换电路2300以相似于切换式电容转换电路2200A的方式进行切换操作，进而通过谐振槽2311，2312，2321，2322以谐振方式进行第一电源与第二电源之间的转换，本实施例中，第一电压V1与第二电压V2的比值也为8。

图24所示的切换式电容转换电路2400相似于图22A所示的切换式电容转换电路2200A，其中，第一切换转换器2410与第二切换转换器2420还配置了如图7实施例中的电感器，亦即，电感器L11，L12，L1，L2，换言之，切换式电容转换电路2400以相似于切换式电容转换电路2200A的方式进行切换操作，进而通过电感器L1，L2，L11，L12与对应的电容器，以如图7实施例的谐振方式进行第一电源与第二电源之间的转换，本实施例中，第一电压V1与第二电压V2的比值也为8。

图25的切换式电容转换电路2500与图24的切换式电容转换电路2400相似，切换式电容转换电路2500中的电感器L1，L2，L11，L12，彼此之间具有互感，因此，切换式电容转换电路2500的电感电流IL1，IL2，IL11，IL12彼此之间可具有较佳的电流平衡，同时，也可使得电容器C1，C2，C11，C12彼此之间具有较佳的电压平衡。在一实施例中，切换式电容转换电路2500可依需求，而配置电感器L1，L2，L11，L12彼此之间都具有互感，或仅部分的电感器之间具有互感。在一实施例中，电感器L1，L2，L11，L12可配置为至少一个变压器。

图26A～图26B显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路与其中的零电流侦测电路的数个实施例的示意图。图27A～图27C显示对应于图26A～图26B的实施例的操作波形图。

图26A的切换式电容转换电路2600A包括切换转换器2610以及控制电路2630，切换转换器2610的配置与图7的切换转换器710相同，控制电路2630用以产生控制信号(如控制信号GA与控制信号GB)以控制切换转换器2610的多个开关(如开关Q1～Q10)，控制电路2630包括零电流侦测电路31与判断电路32，零电流侦测电路31用以根据流经电感器L1与L2的电感电流IL1与IL2而产生零电流侦测信号ZCD，本实施例中，零电流侦测电路31侦测电感电流IL，于本实施例中，其对应于电感电流IL1与IL2之和。在一实施例中，当零电流侦测信号ZCD示意电感电流IL为0时，多个开关Q1～Q10切换至各自对应的反相状态，藉此进行第一电源与第二电源之间的电源转换。具体以图27A为例，当电感电流IL为0时(本实施例中代表电感电流IL1与IL2的任一转为0)，控制信号GA与控制信号GB各自转为反相的位准，以控制多个开关Q1～Q10切换至各自对应的反相状态。在一实施例中，当电感电流IL1的谐振频率与IL2的谐振频率相等时，如图所示，于IL任两次相邻的0电流时点之间对应于切换周期的50％。

请继续参阅图26A，在一实施例中，零电流侦测电路31包括电流感测电路311以及比较器312，电流感测电路311用以感测电感电流IL。比较器312，用以将感测所得的电流相关信号与一参考信号Vref比对，用以产生零电流侦测信号ZCD，以示意电感电流IL到达0电流的时点。

请继续参阅图26A，在一实施例中，判断电路32包括逻辑电路321与状态电路322，逻辑电路321用以根据零电流侦测信号ZCD以及控制信号GA与控制信号GB当前的状态，而于零电流侦测信号ZCD示意电感电流IL到达0电流时，产生控制脉冲GAP与控制脉冲GBP，控制脉冲GAP与控制脉冲GBP用以触发状态电路322，以产生控制信号GA与控制信号GB。

在一实施例中，判断电路32还包括延迟电路323，用以延迟控制脉冲GAP与控制脉冲GBP而产生延迟后的控制脉冲GAD与控制脉冲GBD，控制信号GA与控制信号GB也因而同时受到延迟，藉此以延迟多个开关Q1～Q10切换至各自对应的反相状态的时点。

请同时参阅图26A与图27B，图27B的实施例中，可调整前述的参考信号Vref，而使得例如控制信号GA转为低位准(示意不导通)的时间提早，例如图27B中，控制信号GA转为低位准，比电感电流IL1到达0的时点，提早了时段T1，此时电感电流IL1例如仍为正电流，于藉此实现例如开关Q10的零电压切换。

请同时参阅图26A与图27C，在一实施例中，上述的延迟时间可造成例如电感电流IL2于延迟时间续流，藉此实现例如开关Q1的零电压切换。具体而言，如图27C中，电感电流IL2于到达0后，还经过了延迟时间T2，使得电感电流IL2续流至例如负电流，控制信号GB才转为不导通，接着再于延迟时间T3之后，控制信号GA才转为导通，藉此实现例如开关Q1的零电压切换。

请参阅图26B，图26B对应于图26A的一更具体的实施例。本实施例中，逻辑电路321包括与门321a与与门321b，与门321a用以根据零电流侦测信号ZCD与控制信号GA的反相信号而产生控制脉冲GAP，与门321b用以根据零电流侦测信号ZCD与控制信号GA的同相信号而产生控制脉冲GBP。延迟电路323包括延迟单元323a与323b，分别用以延迟控制脉冲GAP与控制脉冲GBP而产生延迟后的控制脉冲GAD与控制脉冲GBD。状态电路322包括正反器322a与322b，分别用以根据控制脉冲GAD与控制脉冲GBD而触发产生控制信号GA与控制信号GB。

需说明的是，上述根据电感电流达到0而决定多个开关切换时点的操作方式，并不限定应用于图26A与图26B的切换转换器2610，在另一实施例中，上述的操作方式，也可应用于例如对应于图6、图13、图15A、图15B、图19等实施例中，在共享电感器L的实施例中(如图6)，零电流侦测电路31可用以感测电感器L的电感电流IL而实现前述的零电流侦测与后续的控制操作，在此不予赘述。

图28A～图28B显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路(切换式电容转换电路2800A、2800B)，及其中零电流估计电路的数个实施例的示意图，此二实施例，也通过零电流侦测信号ZCD而进行开关的控制。

图28A所示的控制电路2830A以另一种实施方式产生零电流侦测信号ZCD，其中，本实施例的切换转换器2810对应于图6的切换转换器610，其中电容器C1与C2于电流路径上共享了电感器L1。

控制电路2830A包括零电流估计电路33，耦接于电感器L1，用以根据电感器L1的两端的电压差，第一电容器(电容器C1)的两端的电压差，以估计电感电流IL1为0的时点，以用于产生零电流侦测信号ZCD，接着根据零电流侦测信号ZCD而由判断电路32产生控制信号(如GA，GB)以控制多个开关的操作，可参照图26A的实施例。

同时参阅图28A与图29，在一实施例中，零电流估计电路33包括电压侦测电路331以及计时电路332，电压侦测电路331用以根据例如电感器L1的两端的电压差VL，产生一电压侦测信号VD，以示意电感器L1的两端的电压差VL超过零电压的一正电压期间TP。计时电路332耦接于电压侦测电路331的输出端，用以根据电压侦测信号VD，预估电感器L1的两端的电压差VL不超过零电压的一负电压期间TN，进而产生零电流侦测信号ZCD，以示意电感电流IL1为零的时点。

需说明的是，上述根据电感器的两端的电压差，产生一电压侦测信号VD，而预估电感电流为零的时点的操作方式，并不限定应用于图28A的切换转换器2810，在另一实施例中，上述的操作方式，也可应用于例如对应于图7等实施例中，在电容器具有各自对应的电感器(如L1，L2)的实施例中(如图7)，电压侦测电路可用以分别感测电感器L1、L2各自的电感电流IL1、IL2，而分别预估电感电流IL1、IL2到达0的时点，以进行后续的控制操作，在此不予赘述。

图28B所示的控制电路2830B以另一种实施方式产生零电流侦测信号ZCD，其中，本实施例的切换转换器2810对应于图6的切换转换器610。

本实施例中，控制电路2830B包括零电流估计电路33，耦接第一电容器(电容器C1)(也可耦接于第二电容器(电容器C2))，用以根据第一电容器C1(也可根据第二电容器(电容器C2))的两端的电压差(跨压VC1)(也可根据跨压VC2)，以估计电感电流IL1为0的时点，以用于产生零电流侦测信号ZCD，接着根据零电流侦测信号ZCD而由判断电路32产生控制信号(如GA，GB)以控制多个开关的操作，可参照图26A的实施例。

同时参阅图28B与图29，本实施例中，零电流估计电路34包括峰谷侦测电路341，峰谷侦测电路341用以根据电容C1的两端的电压差(跨压VC1)，产生电压侦测信号，以示意电容C1的两端的电压差的峰值的峰值时点(如图4所示的时点t2)，及其谷值的谷值时点(如图4所示的时点t4)，并据以产生零电流侦测信号ZCD，其中峰值时点与谷值时点都对应于电感电流IL为0的时点。侦测电压差的峰值与谷值有许多不同的实施方式，其为本领域技术人员所熟知，在此不予赘述。

图30显示对应于图28A的切换式电容转换电路中，零电流估计电路的一更具体实施例的示意图。本实施例的零电流估计电路33包括比较器(对应于前述的电压侦测电路331)，斜坡电路333以及比较器334，其中斜坡电路333与比较器334对应于前述的计时电路332。

比较器331用以比较电感器L的两端的电压VLa与VLb而产生电压侦测信号VD，以示意电感器L的两端的电压差超过零电压一时段T1。

斜坡电路333用以根据电压侦测信号VD，于时段T1，产生斜坡信号VT的第一斜坡(如图29的上升斜坡)，并于时段T1结束后，接续第一斜坡的终值(即斜坡信号VT的顶点)，而产生斜坡信号VT的第二斜坡(如图29的下降斜坡)，本实施例中，第一斜坡与第二斜坡的斜率彼此为反相，且第一斜坡与第二斜坡的斜率的绝对值相等，在一实施例中，例如可配置电流源Is1与Is2以相等电流值对积分电容器(电容器CINT)充电与放电而实现。

比较器334用以于斜坡信号VT(特别是指第二斜坡)到达零电流阈值Vth0时，示意电感电流IL为0的时点，以用于产生零电流侦测信号ZCD。需说明的是，在其他实施例中，第一斜坡与第二斜坡的斜率的绝对值也可为其他比例，在此情况下，同时需通过调整零电流阈值，即可获得相同的功效。

图31显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路中，控制电路3130用以控制电流平衡的实施例的示意图。本实施例的切换式电容转换电路包括多个电感器，例如对应于图5、图7、图13、图15B、图16、图18～图20、图23～图25的实施例，如图31所示，控制电路3130耦接于多个电感器(如L1，L2)以感测所对应的多个电感电流IL1、IL2，且根据多个电感电流(如IL1与IL2)的平均值与多个电感电流的其中至少之一的差值，而调整与电感电流IL1、IL2相关的控制参数，以调节多个电感电流IL1与IL2之间成一固定比例，在一较佳实施例中，调节多个电感电流IL1与IL2相等，以实现电流平衡。

请同时参阅图32，图32显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的一电流平衡的实施例的操作波形图。在一较佳实施例中，控制电路3130可调整至少前述切换周期中的多个时段的延迟时间，而切换至少部分的多个开关的延迟时间(如td1，及/或td2)，藉此调整电感电流IL1、IL2的至少之一，进而使得多个电感电流IL1与IL2实现电流平衡。举例而言，当电感电流IL1较平均电流为高时，可以延迟与电感电流IL1相关的开关的切换，以降低电感电流IL1，进而使得多个电感电流IL1与IL2实现电流平衡。在其他实施例中，也可分别以对应的方向调整电感电流IL1与IL2。

继续参阅图31，本实施例中，控制电路3130包括电流感测电路36以及电流调整电路37，电流感测电路36用以根据电感电流IL1与IL2以产生电流感测信号ISN1及电流感测信号ISN2，电流调整电路37包括平均电路371、比较电路372a与372b，平均电路371根据电流感测信号ISN1及电流感测信号ISN2而产生平均电流信号Iavg，比较电路372a与372b则分别用以根据电流感测信号ISN1与平均电流信号Iavg的差值而产生调整信号Ta1，及/或根据电流感测信号ISN2与平均电流信号Iavg的差值而产生调整信号Ta2，调整信号Ta1及/或调整信号Ta2用以调整控制信号GA及/或GB。

详言之，在一实施例中，仅需调整信号Ta1与调整信号Ta2二者中的至少之一，即可对控制信号GA与GB的至少之一的延迟时间进行调整(例如通过延迟电路373调整延迟时间td1，及/或td2)，藉此调整电感电流IL1与IL2中的至少之一，而实现前述的电流平衡。

继续参阅图31，电流感测电路36包含电压感测电路361a、361b以及转换电路362a及362b。电压感测电路361a用以感测第一电感(电感器L1)的两端的电压差(L1A-L1B)，而对应产生一第一电压感测信号。电压感测电路361b用以感测第二电感(电感器L2)的两端的电压差(L2A-L2B)，而对应产生一第二电压感测信号。于一实施例中，电压感测电路361a及361b分别包含电阻器Rcs1与电容器Cs1所组成的滤波器，及一电阻器Rcs2与电容器Cs2，以分别耦接于第一电感L1的两侧及第二电感(电感器L2)的两侧，用以分别将电感器L1与例如寄生电阻DCR1的跨压，与电感器L2与例如寄生电阻DCR2的跨压滤波取出，在特定配置的关系下，电容器Cs1与电容器Cs2的跨压分别与寄生电阻DCR1的跨压及寄生电阻DCR2的跨压成线性正相关。

转换电路362a及362b分别转换，用以根据该第一电压感测信号及该第二电压感测信号分别对应产生该第一电流感测信号(电流感测信号ISN1)及该第二电流感测信号(电流感测信号ISN2)。于一实施例中，转换电路362a及362b分别可例如但不限制为转导放大器。

需说明的是，前述电流感测电路36以寄生电阻DCR(寄生直流电阻)电流检测架构为实施例，然而此非用以限制本发明的范畴，在其他实施例中，也可采用其他的电流检测方式，而感测第一功率级电路与第二功率级电路的电流，例如也可以在电流路径上串联电流感测电阻以感测电流，或是感测开关上的跨压以感测电流，而获得对应的电流感测信号，仍可通过前述的平均与比较而进行电流平衡的控制，下同。

图33～图34显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路中，数个预充电路的实施例的示意图。

在一实施例中，本发明的切换式电容转换电路中的多个电容器之一，还对应于一分配电容器，而多个开关的其中之一还对应于一预充晶体管，预充晶体管电连接于一输入电源与分配电容器之间，其中输入电源对应于第一电源或第二电源的其中之一。

具体以图33为例，切换式电容转换电路3300包含切换转换器3310以及控制电路3330，本实施例中，输入电源例如对应于第一电源，分配电容器例如对应于电容器C3，预充晶体管例如对应于开关Q1，控制电路3330包括预充电路38，预充电路38用以于预充模式时，产生控制信号G1以线性回馈的方式控制预充晶体管Q1的导通程度，控制电路3330并控制其他多个开关Q2～Q10的切换，而控制多个电容器C1～C3彼此的电连接关系，以于分配电容器C3的压降低于一阈值电压时，将多个电容器C1～C3的至少之一的跨压预充电至对应的预设电压，藉此，可有效降低例如于电源启动时的涌浪电流。

在一实施例中，例如可将其中电容器C1充电至一对应的预设电压，或者也可将所有的电容器都预充电至对应的预设电压，在一较佳实施例中，预设电压对应于多个电容器各自于稳态时的直流电压，因此，在一实施例中，预设电压相关于输出电压的目标电压，本实施例中预设电压对应于第二电压V2或其倍数。

图34显示预充电路的一更具体实施例，预充电路38包括放大电路381、信号决定电路382，在一实施例中，放大电路381用以根据一斜坡信号RMP与分配电容器(电容器C3)的一端的电压的差值而产生一放大控制信号EAO，信号决定电路382根据放大控制信号EAO而控制预充晶体管(开关Q1)，以控制分配电容器(电容器C3)的一端的电压根据斜坡信号RMP的上升速率而充电至对应的预设电压。

在一实施例中，预充电路38包括还包括比较器383，用以感测输入电压(对应于第一电压V1)，用以判断当输入电压高于一阈值电压时，才启动上述的预充模式。信号决定电路382与放大电路381也用以判断分配电容器(电容器C3)的跨压是否超过一阈值电压，以决定是否启动上述的预充模式。

需说明的是，在预充模式后，信号决定电路382所产生的控制信号G1仍可同步于控制信号GA而控制开关Q1，而进行第一电源与第二电源之间的转换。

图35～图36显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路的两个预充电路的实施例的操作波形图。

图35显示于预充模式下，开关Q1控制了预设的电流(如图示的第一电流I1)以对电容器C3和其他电容预充电，使得电容器C3的跨压VC3与第二电压V2以一预设上升斜率，预充至各自对应的预设电压。

图36则显示，于预充模式后，由于各电容器都已先预充至各自对应的预设电压，因此，在多个开关开始周期性切换以进行谐振式电源转换时，电感器与电容器的涌浪电流都被有效降低。

图37～图38显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路中，驱动电路的数个实施例的示意图。

首先参阅图37，本实施例中，切换式电容转换电路3700包含了对应于例如图5实施例的切换转换器510以及驱动电路750，驱动电路750用以驱动至少部分的多个开关(如Q1，Q4，Q7，Q9)，驱动电路750包括多个驱动器Drv1，Drv4，Drv7，Drv9以及电源供应电路70。

多个驱动器Drv1，Drv4，Drv7，Drv9用以根据对应的控制信号GA或GB的控制而产生多个驱动信号G1，G4，G7，G9，用以周期性地分别驱动部分的多个开关Q1，Q4，Q7，Q9，以谐振方式进行第一电源与第二电源之间的电源转换。需说明的是，其余开关(基本上为不需偏移电压驱动者)也根据对应的控制信号GA或GB而驱动以进行切换，其细节非本申请的重点，故在此不予赘述。

电源供应电路70用以提供多个驱动器Drv1，Drv4，Drv7，Drv9对应的多个驱动电源Vcd1，Vcd7，Vcd9，Vcd4，电源供应电路70包括电压增高电路71(voltage booster)、多个驱动电容器(电容器Cd1，Cd7，Cd9，Cd4)、以及多个供应二极管Ds1～Ds4。

电压增高电路71(voltage booster)，用以根据频率信号、直流电压VDD及相关于输出电压(本实施例中对应于第二电压V2)的输出相关信号，而产生增高电源Vb，其中增高电源Vb的电压相关于输入电压(本实施例中对应于第一电压V1)及输出相关信号之和。其中每一驱动电容器(电容器Cd1，Cd7，Cd9，Cd4)的跨压对应于对应的驱动电源Vcd1，Vcd7，Vcd9，Vcd4。多个供应二极管(Ds1～Ds4)，自增高电源Vb，依供应二极管Ds4～Ds1的顺向方向，彼此串联耦接，其中每一供应二极管Ds1～Ds4的反向端耦接于对应的驱动电源Vcd1，Vcd7，Vcd9，Vcd4的正端，用以向对应的驱动电容器(电容器Cd1，Cd7，Cd9，Cd4)充电，以产生对应的驱动电源Vcd1，Vcd7，Vcd9，Vcd4，且用以阻挡逆向电流与逆向电压。

继续参阅图37，电压增高电路71、对应的驱动电容器(电容器Cd9，Cd4)与对应的供应二极管Ds3～Ds4形成电荷泵浦，当电压增高电路71产生增高电源Vb时，对应的供应二极管Ds3～Ds4根据增高电源Vb对驱动电容器Cd9，Cd4充电，以产生对应的驱动电源Vcd9，Vcd4，其中驱动电源Vcd9，Vcd4的负端耦接相对而言固定的输出电压(V2)，对应的驱动电源Vcd9，Vcd4相关于直流电压VDD。

继续参阅图37，本实施例中，电压增高电路71、对应的驱动电容器(电容器Cd1，Cd7)、对应的供应二极管Ds1～Ds2以及对应的开关Q1，Q7分别对应形成自举电路(bootstrap)，当电压增高电路71产生增高电源Vb时，对应的供应二极管Ds1～Ds2根据对应的第二增高电源Vb3～Vb4对驱动电容器(电容器Cd1，Cd7)充电，以产生对应的驱动电源Vcd1，Vcd7，其中驱动电源Vcd1，Vcd7的负端的电压随多个开关Q1，Q7的切换而变动，驱动电源Vcd1，Vcd7，的正端的电压也随多个开关Q1，Q7的切换而变动(此即自举之意)，对应的驱动电源Vcd1，Vcd7于稳态时，相关于相关于输入电压(V1)，其中第二增高电源Vb3～Vb1相关于增高电源Vb。

继续参阅图37，在一实施例中，电源供应电路70还包括驱动电源开关S2及S3，分别并联于对应的供应二极管Ds2与Ds3，当切换转换器510对应为如图配置谐振槽的谐振式切换转换器时，驱动电源开关S2及S3可设定为恒导通，以提高转换效率，而于其他类别的切换转换器时，可以设定为不导通，其细节容后详述。

参阅图38，切换式电容转换电路3800相似于切换式电容转换电路3700，切换式电容转换电路3800包含了对应于例如图6实施例的切换转换器610以及驱动电路850，驱动电路850用以驱动至少部分的多个开关(如Q1，Q4，Q7，Q9)，驱动电路850包括多个驱动器Drv1，Drv4，Drv7，Drv9以及电源供应电路80，电源供应电路80相似地包括了电压增高电路81、多个驱动电容器(电容器Cd1，Cd7，Cd9，Cd4)、以及多个供应二极管Ds1～Ds4。

与切换式电容转换电路3700的不同之处在于，切换式电容转换电路3800中切换转换器610的由于包括了电容器C2与C3所共享的电感L，因此，电压增高电路81于本实施例中配置为自举电路，耦接于切换节点LX，基于切换节点电压VLX而以自举方式产生对应的增高电源Vb。其余操作可参照切换式电容转换电路3700的实施例。

图39显示根据本发明的谐振切换式电容转换电路所建构的电源转换系统的一实施例的示意图。电源转换系统3900包含谐振切换式电容转换电路910、电压调节器920、通信接口与控制电路930。

谐振切换式电容转换电路910例如可对应于前述包含电感器的切换式电容转换电路的任一，用以将第一电源(如对应于V1)转换为第二电源(如对应于V2)。

电压调节器920用以转换第二电源而产生输出电压VOUT，其中输出电压VOUT受调节至一预设位准。

通信接口与控制电路930用以控制电压调节器920，以调节输出电压VOUT至预设位准，且通信接口与控制电路930通过通信接口IFC1与IFC2，用以控制电压调节器920的切换频率，及/或控制谐振切换式电容转换电路910的切换频率，以提高电源转换系统3900的电源转换效率。

在一较佳实施例中，通信接口与控制电路930控制电压调节器920的切换频率与谐振切换式电容转换电路910的切换频率为同步，以降低电源转换系统3900的电磁干扰。

在一较佳实施例中，谐振切换式电容转换电路910通过调整其中的至少部分的多个开关(如对应于前述实施例中的Q1～Q10)各自对应的延迟时间而调整谐振切换式电容转换电路910的切换频率。

如图39所示，电压调节器920及通信接口与控制电路930可分别进一步耦接至中央处理单元/图形处理单元/记忆单元940，输出电压VOUT用以供应电源给中央处理单元/图形处理单元/记忆单元940。其中，中央处理单元/图形处理单元/记忆单元940例如可为中央处理单元(center processing unit，CPU)、图形处理单元(graphic processing unit，GPU)与记忆单元的其中之一或其组合电路。

于一实施例中，通信接口与控制电路930可根据中央处理单元/图形处理单元/记忆单元940的负载需求而调整例如前述的控制信号GA，GB及/或其延迟时间，以调节第一电压V1与第二电压V2的比例及第二电压V2与输出电压VOUT的比例。于另一实施例中，通信接口与控制电路930可根据中央处理单元/图形处理单元/记忆单元940的负载需求而调整谐振切换式电容转换电路910的谐振频率及电压调节器920的切换频率。上述通信接口例如但不限于I²C(Inter-Integrated Circuit)接口。

在一实施例中，电源转换系统3900还包含了电源供应单元950，用以提供第一电源。于一实施例中，电源供应单元950可包含一电磁干扰抑制器，其具有一过滤频段，前述同步的谐振切换式电容转换电路910的谐振频率与电压调节器920的切换频率可位于前述电磁干扰抑制器的过滤频段之内，藉此可同时过滤掉谐振切换式电容转换电路910及电压调节器920的电磁噪声而提升电磁干扰的过滤效果。

本发明提供了一种新的具有管线式结构的切换式电容转换电路，可依需求扩充其层数与调整其转换倍率，在电流路径上配置电感器，即可扩充为具有管线式结构的谐振切换式电容转换电路，可降低涌浪电流，本发明的管线式谐振切换式电容转换电路可双向进行电源转换，且可搭配数种控制方式，实现零电流切换控制，零电压切换控制，连续导通模式模式、预充电等，有效简化电路且提高电源转换的效率，降低涟波与噪声。

以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的最广的权利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，举例而言，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。

Claims (41)

1.一种切换式电容转换电路，用以将一第一电源转换为一第二电源或将该第二电源转换为该第一电源，该切换式电容转换电路包含：

至少一个切换转换器；以及

一控制电路，用以控制该切换转换器；

该切换转换器包括：

多个电容器；以及

多个开关，受控于该控制电路，用以基于一切换周期而周期性地切换该多个电容器；

其中于该切换周期中的一第一时段，该多个开关控制至少二个该电容器串联而电连接于该第一电源与该第二电源之间，且控制至少一个该电容器与该第二电源并联而电连接；

其中于该切换周期中的一第二时段，该多个开关控制至少二个该电容器串联而电连接于该第二电源与一接地电位之间，且控制至少一个该电容器与该第二电源并联而电连接，其中于该第一时段中与该第二电源并联的该电容器，不同于该第二时段中与该第二电源并联的该电容器；

藉此周期性操作而进行该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

2.如权利要求1所述的切换式电容转换电路，其中，该多个该电容器包括彼此耦接的一第一电容器、一第二电容器、一第三电容器；

其中于该切换周期中的该第一时段，该多个开关控制该第一电容器与该第三电容器串联而电连接于该第一电源与该第二电源之间，且控制该第二电容器与该第二电源并联而电连接；

其中于该切换周期中的该第二时段，该多个开关控制该第二电容器与该第三电容器串联而电连接于该第二电源与该接地电位之间，且控制该第一电容器与该第二电源并联而电连接；

藉此周期性操作而进行该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

3.如权利要求2所述的切换式电容转换电路，其中，该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为4。

4.如权利要求3所述的切换式电容转换电路，其中，于一稳态时，该第三电容器的跨压与该第二电压的比值为2，该第一电容器的跨压与该第二电压的比值为1，且该第二电容器的跨压与该第二电压的比值为1。

5.如权利要求2所述的切换式电容转换电路，其中，该多个开关包括：

一第一开关、一第二开关、一第三开关、一第四开关、一第五开关、一第六开关、一第七开关、一第八开关、一第九开关以及一第十开关；

其中于该第一时段，该第一开关、该第二开关与该第三开关导通以控制该第一电容器与该第三电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，该第四开关与该第五开关导通以控制该第二电容器与该第二电源并联，且该第六开关至该第十开关为不导通；

其中于该第二时段，该第六开关、该第七开关与该第八开关导通以控制该第二电容器与该第三电容器串联于该第二电源与该接地电位之间，且该第九开关与该第十开关导通以控制该第一电容器与该第二电源并联，且该第一开关至该第五开关为不导通；

藉此周期性操作而进行该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

6.如权利要求2所述的切换式电容转换电路，其中，该切换转换器还包括至少一个电感器，耦接于该多个电容器对应的至少一个电流路径上，该多个开关还用以周期性地切换该电感器与该第一电容器及/或该第二电容器的耦接，使得该电感器与该第一电容器，及/或，该电感器与该第二电容器，以谐振方式操作而实现该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

7.如权利要求6所述的切换式电容转换电路，其中，还包括以下之一：

(1)该至少一个电感器包括一第一电感器与一第二电感器，其中该第一电容器还与该第一电感器直接串联电连接，而形成一第一谐振槽，该第二电容器还与该第二电感器直接串联电连接，而形成一第二谐振槽；

其中于该第一时段，该多个开关还控制该第一谐振槽与该第三电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且还控制该第二谐振槽与该第二电源并联；

其中于该第二时段，该多个开关还控制该第二谐振槽与该第三电容器串联于该第二电源与该接地电位之间，且还控制该第一谐振槽与该第二电源并联；

(2)该电感器耦接于该第二电源与一切换节点之间；

其中该切换周期中的该第一时段，该多个开关还控制该第一电容器与该第三电容器，通过该切换节点与该电感器串联后，才串联于该第一电源与该第二电源之间，且还控制该第二电容器通过该切换节点与该电感器串联后，才与该第二电源并联；

其中于该切换周期中的该第二时段，该多个开关还控制该第二电容器与该第三电容器，通过该切换节点与该电感器串联于该第二电源与该接地电位之间，且还控制该第一电容器通过该切换节点与该电感器串联后，才与该第二电源并联；或者

(3)该至少一个电感器包括一第三电感器与一第四电感器，其中该第三电感器耦接于该第二电源与一第一切换节点之间，该第四电感器耦接于该第二电源与一第二切换节点之间；

其中该切换周期中的该第一时段，该多个开关还控制该第一电容器与该第三电容器，通过该第一切换节点与该第三电感器串联后，才串联于该第一电源与该第二电源之间，且还控制该第二电容器通过该第二切换节点与该第四电感器串联后，才与该第二电源并联；

其中于该切换周期中的该第二时段，该多个开关还控制该第二电容器与该第三电容器，通过该第二切换节点与该第四电感器串联于该第二电源与该接地电位之间，且还控制该第一电容器通过该第一切换节点与该第三电感器串联后，才与该第二电源并联。

8.如权利要求6所述的切换式电容转换电路，其中，该第三电容器的电容值远大于该第一电容器与该第二电容器的电容值，使得该第一电容器与该电感器的第一谐振频率，与该第二电容器与该电感器的第二谐振频率，都高于或等于该第三电容器与该电感器的第三谐振频率的10倍。

9.如权利要求7所述的切换式电容转换电路，其中，于特征(1)中，该电感器上的一谐振电流为全波交流弦波。

10.如权利要求7所述的切换式电容转换电路，其中，于特征(2)或(3)中，该电感器上的一谐振电流为全波整流弦波。

11.如权利要求6所述的切换式电容转换电路，其中，至少部分的该多个开关于该电感器的一电感电流为0时切换，使得至少部分的该多个开关实现零电流切换。

12.如权利要求11所述的切换式电容转换电路，其中，第一部分的该多个开关于该电感电流达到0后，还延迟一延迟时间才切换，藉此使得该电感器的该电感电流续流，进而使得第二部分的该多个开关为零电压切换；或者，其中第一部分的该多个开关于该电感电流达到0的前一时段即切换，进而使得第二部分的该多个开关为零电压切换。

13.如权利要求2所述的切换式电容转换电路，其中，于一2倍转换模式下，部分的该多个开关恒导通，另一部分的该多个开关恒不导通，又一部分的该多个开关用以基于该切换周期而切换该第二电容器或该第三电容器的其中之一电容器，以于该切换周期的一第一时段使该电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且于该切换周期的一第二时段使该电容器并联于该第二电源，使得该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为2。

14.如权利要求6所述的切换式电容转换电路，其中，于一2倍转换模式下，部分的该多个开关恒导通，另一部分的该多个开关恒不导通，又一部分的该多个开关用以基于该切换周期而切换该第二电容器或该第三电容器的其中之一电容器，以于该切换周期的一第一时段使该电容器与该电感器串联于该第一电源与该第二电源之间，且于该切换周期的一第二时段使该电容器与该电感器串联后，并联于该第二电源，使得该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为2，其中该电感器与该电容器以谐振方式操作而实现该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

15.如权利要求2所述的切换式电容转换电路，其中，于一3倍转换模式下，部分的该多个开关恒导通，另一部分的该多个开关恒不导通，又一部分的该多个开关用以基于该切换周期而切换该第一电容器与该第三电容器，以于该切换周期的一第一时段使该第一电容器与该第三电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且于该切换周期的一第二时段使该第一电容器与该第三电容器并联于该第二电源，使得该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为3。

16.如权利要求6所述的切换式电容转换电路，其中，于一3倍转换模式下，部分的该多个开关恒导通，另一部分的该多个开关恒不导通，又一部分的该多个开关用以基于该切换周期而切换该第一电容器与该第三电容器，以于该切换周期的一第一时段使该第一电容器与该第三电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且于该切换周期的一第二时段使该第一电容器与该第三电容器并联于该第二电源，使得该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为3，其中该电感器与该第一电容器，及/或，该电感器与该第三电容器，以谐振方式操作而实现该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

17.如权利要求6所述的切换式电容转换电路，其中，该切换转换器包括多个电感器，耦接于该多个电容器对应的多个电流路径上，该多个开关用以周期性地切换该多个电感器与该多个电容器的耦接，使得该多个电感器与对应的该多个电容器以谐振方式操作而实现该第一电源与该第二电源之间的电源转换，其中该多个电感器中的至少之二彼此具有互感。

18.如权利要求17所述的切换式电容转换电路，其中，彼此具有互感的该多个电感器配置为互感电感器，或是配置为一变压器。

19.如权利要求1所述的切换式电容转换电路，其中，该至少一个切换转换器包括第一切换转换器与第二切换转换器，其中该第一切换转换器与该第二切换转换器彼此并联耦接于该第一电源与该第二电源之间，其中该第一切换转换器与该第二切换转换器以彼此相反的相位切换每一切换转换器中对应的该多个开关。

20.如权利要求7所述的切换式电容转换电路，其中，该至少一个切换转换器包括第一切换转换器与第二切换转换器，其中该第一切换转换器与该第二切换转换器彼此并联耦接于该第一电源与该第二电源之间，其中该第一切换转换器与该第二切换转换器以彼此相反的相位切换每一切换转换器中对应的该多个开关。

21.如权利要求7所述的切换式电容转换电路，其中，具有特征(3)所述的切换式电容转换电路，其中该第三电感器与该第四电感器都操作于连续导通模式。

22.如权利要求21所述的切换式电容转换电路，其中，具有特征(3)所述的切换式电容转换电路，其中该切换周期所对应的一切换频率，低于该第三电感器与该第一电容器的谐振频率及/或低于该第四电感器与该第二电容器的谐振频率。

23.如权利要求6所述的切换式电容转换电路，其中，该控制电路包括一零电流侦测电路，用以根据流经该电感器的一电感电流而产生一零电流侦测信号，其中当该零电流侦测信号示意该电感电流为0时，该多个开关切换至各自对应的反相状态，藉此进行该第一电源与该第二电源之间的电源转换。

24.如权利要求23所述的切换式电容转换电路，其中，该控制电路还包括一延迟电路，用以延迟该多个开关切换至各自对应的反相状态的时点。

25.如权利要求24所述的切换式电容转换电路，其中，该零电流侦测电路包括一零电流估计电路，耦接于该电感器、该第一电容器及/或该第二电容器，用以根据该电感器的两端的电压差，该第一电容器的两端的电压差，及/或该第二电容器的两端的电压差，以估计该电感电流为0的时点，以用于产生该零电流侦测信号。

26.如权利要求25所述的切换式电容转换电路，其中，该零电流估计电路包括：

一电压侦测电路，用以根据该电感器的两端的电压差产生一电压侦测信号，以示意该电感器的两端的电压差超过零电压的一第一时段；

一斜坡电路，用以根据该电压侦测信号，于该第一时段，产生一斜坡信号的一第一斜坡，并于该第一时段结束后，接续该第一斜坡的终值，而产生该斜坡信号的一第二斜坡，其中该第一斜坡与该第二斜坡的斜率彼此为反相，且该第一斜坡与该第二斜坡的斜率的绝对值相等；以及

一比较器，用以于该第二斜坡到达一零电流阈值时，示意该电感电流为0的时点，以用于产生该零电流侦测信号。

27.如权利要求25所述的切换式电容转换电路，其中，该零电流估计电路根据该第一电容器的两端的电压差到达峰值的时点及到达谷值的时点，及/或根据该第二电容器的两端的电压差到达峰值的时点及到达谷值的时点，以估计该电感电流为0的时点，以用于产生该零电流侦测信号。

28.如权利要求7所述的切换式电容转换电路，其中，该至少一个电感器包括多个电感器，该多个电感器所对应的多个电感电流通过以下方式而调节：

其中该控制电路还用以产生多个延迟时间，且根据该多个电感电流的一平均值与至少一个该多个电感电流的差值，而调整该多个延迟时间中的至少一个，以使该多个电感电流之间成一固定比例；

其中该多个电感电流对应于该第一电感器的一电感电流与该第二电感器的一电感电流，或者对应于该第三电感器的一电感电流与该第四电感器的一电感电流；

其中该多个延迟时间分别用以延迟对应的该多个电感器各自的一充电起始时点或一放电起始时点。

29.如权利要求28所述的切换式电容转换电路，其中，该固定比例为1：1。

30.如权利要求6所述的切换式电容转换电路，其中，该多个电容器之一还对应于一分配电容器，该多个开关之一还对应于一预充晶体管，该预充晶体管电连接于一输入电源与该分配电容器之间，其中该输入电源对应于该第一电源或该第二电源的其中之一；

其中该控制电路还用以于一预充模式时，以线性回馈的方式控制该预充晶体管导通程度，并控制其他该多个开关的切换，而控制该多个电容器彼此的电连接关系，以于该分配电容器的压降低于一阈值电压时，将该多个电容器的至少之一的跨压预充电至对应的一预设电压。

31.如权利要求30所述的切换式电容转换电路，其中，该预设电压为一输出电压的一目标电压，其中该输出电压对应于该第一电源或该第二电源的其中之另一的电压。

32.如权利要求6所述的切换式电容转换电路，其中，还包含一驱动电路，用以驱动至少部分的该多个开关，该驱动电路包括：

多个驱动器，用以根据该控制电路的控制而产生多个驱动信号，用以周期性地分别驱动部分的该多个开关，以谐振方式进行该第一电源与该第二电源之间的电源转换；以及

一电源供应电路，用以提供部分的该多个驱动器对应的多个驱动电源，包括：

一电压增高电路，用以根据一频率信号、一直流电压及相关于一输出电压的一输出相关信号，而产生一增高电源，其中该增高电源的电压相关于一输入电压及该输出相关信号之和，其中该输入电压与该输出电压分别对应于该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压，或者分别对应于该第二电压与该第一电压；

多个驱动电容器，其中每一该驱动电容器的跨压对应于对应的该驱动电源；以及

多个供应二极管，自该增高电源，依该供应二极管的顺向方向，彼此串联耦接，其中每一供应二极管的反向端耦接于对应的该驱动电源的一正端，用以向对应的该驱动电容器充电，以产生对应的该驱动电源，且用以阻挡逆向电流与逆向电压。

33.如权利要求32所述的切换式电容转换电路，其中，该电压增高电路、对应的该驱动电容器与对应的该供应二极管形成一电荷泵浦，当该电压增高电路产生该增高电源时，对应的该供应二极管根据该增高电源对该驱动电容器充电，以产生对应的该驱动电源，其中该驱动电源的一负端耦接该输出电压，对应的该驱动电源相关于该输入电压。

34.如权利要求33所述的切换式电容转换电路，其中，该电压增高电路、对应的该驱动电容器、对应的该供应二极管以及对应的该开关形成一自举电路，当该电压增高电路产生该增高电源时，对应的该供应二极管根据一第二增高电源对该驱动电容器充电，以产生对应的该驱动电源，其中该驱动电源的该负端的电压随该多个开关的切换而变动，该驱动电源的该正端的电压也随该多个开关的切换而变动，对应的该驱动电源于稳态时，相关于该输入电压，其中该第二增高电源相关于该增高电源。

35.如权利要求1所述的切换式电容转换电路，其中，还包含一上层电容器以及多个上层开关，其中该至少一个切换转换器包括第一切换转换器与第二切换转换器；其中该第一切换转换器的一输入端与该上层电容器的一端彼此电连接，且该第二切换转换器的一输入端与该上层电容器的另一端彼此电连接，该第一切换转换器的一输出端、该第二切换转换器的一输出端与该第二电源彼此电连接；

其中于该切换周期中的一第一时段，该多个上层开关控制该第一切换转换器与该电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且控制该第二切换转换器与该第二电源并联；

其中于该切换周期中的一第二时段，该多个上层开关控制该第二切换转换器与该电容器串联于该第二电源与该接地电位之间，且控制该第一切换转换器与该第二电源并联。

36.如权利要求6所述的切换式电容转换电路，其中，还包含一上层电容器以及多个上层开关，其中该至少一个切换转换器包括第一切换转换器与第二切换转换器；其中该第一切换转换器的一输入端与该上层电容器的一端彼此电连接，且该第二切换转换器的一输入端与该上层电容器的另一端彼此电连接，该第一切换转换器的一输出端、该第二切换转换器的一输出端与该第二电源彼此电连接；

其中于该切换周期中的一第一时段，该多个上层开关控制该第一切换转换器与该电容器串联于该第一电源与该第二电源之间，且控制该第二切换转换器与该第二电源并联；

其中于该切换周期中的一第二时段，该多个上层开关控制该第二切换转换器与该电容器串联于该第二电源与该接地电位之间，且控制该第一切换转换器与该第二电源并联。

37.如权利要求36所述的切换式电容转换电路，其中，该第一电源的一第一电压与该第二电源的一第二电压的比值为8。

38.如权利要求36所述的切换式电容转换电路，其中，还包含一又上层的一电容器、多个又上层开关、又上层的一第一切换转换器以及又上层的一第二切换转换器，其中该又上层的该第一切换转换器的一输入端与该又上层的该电容器的一端彼此电连接，且该又上层的该第二切换转换器的一输入端与该又上层的该电容器的另一端彼此电连接，该又上层的该第一切换转换器的一输出端、该又上层的该第二切换转换器的一输出端与该第二电源彼此电连接；其中该又上层的该第一切换转换器与该又上层的该第二切换转换器，递归地对应于下一层的该切换式电容转换电路。

39.一种电源转换系统，包含：

如权利要求6所述的切换式电容转换电路；

一电压调节器，用以接收一第一级电源，而产生一输出电压，其中该输出电压受调节至一预设位准；以及

一接口与控制单元，其中该接口与控制单元用以控制该电压调节器，以调节该输出电压至一预设位准，且该接口与控制单元通过一通信接口，用以控制该电压调节器的一切换频率及/或控制该切换式电容转换电路的该切换频率，以提高该电源转换系统的电源转换效率。

40.如权利要求39所述的电源转换系统，其中，该接口与控制单元控制该电压调节器的该切换频率与该切换式电容转换电路的该切换频率为同步，以降低该电源转换系统的电磁干扰。

41.如权利要求39所述的电源转换系统，其中，该切换式电容转换电路通过调整至少部分的该多个开关各自对应的延迟时间而调整该切换式电容转换电路的该切换频率。