CN113824313B - 谐振切换式电源转换器 - Google Patents

Abstract

一种谐振切换式电源转换器，包含：至少一电容；多个开关，与该至少一电容对应耦接，分别根据对应的操作信号，以切换所对应的电容的电连接关系；至少一充电电感；至少一放电电感；以及零电流估计电路，耦接于该至少一充电电感及/或该至少一放电电感，及/或该电容，用以根据该充电电感的两端的电压差及/或该放电电感的两端的电压差，及/或该电容的两端的电压差，以估计于一充电程序时一充电谐振电流为零的时点，及/或于至少一放电程序时对应的至少一放电谐振电流为零的时点，而对应产生一零电流估计信号，以用于产生操作信号。

Description

谐振切换式电源转换器

技术领域

本发明涉及一种谐振切换式电源转换器，特别涉及一种能够估计 零电流时点的谐振切换式电源转换器。

背景技术

图1显示已知的电源转换器。于充电操作中，开关Q1、Q2、Q3、 Q4导通，开关Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10不导通，使得电容C1、C2、 C3彼此串联于输入电压Vin及输出电压Vout之间。于放电操作中，开关 Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10导通，开关Q1、Q2、Q3、Q4不导通，使 得电容C1、C2、C3彼此并联于接地电位及输出电压Vout之间。此已知 的电源转换器的电容于开关Q1-Q10切换时会具有非常大的涌浪电流 (inrush current)。

有鉴于此，本发明即针对上述现有技术的不足，提出一种创新的 电源转换器。

发明内容

于一观点中，本发明提供一种谐振切换式电源转换器，用以将一 输入电压转换为一输出电压，该谐振切换式电源转换器包含：至少一 电容；多个开关，与该至少一电容对应耦接，分别根据对应的一操作 信号，以切换所对应的该电容的电连接关系；至少一充电电感，与该 至少一电容中的至少其中之一对应串联；至少一放电电感，与该至少 一电容中的至少其中之一对应串联；以及一零电流估计电路，耦接于 该至少一充电电感及/或该至少一放电电感，及/或该电容，用以根据该 充电电感的两端的电压差，及/或该放电电感的两端的电压差，及/或该 电容的两端的电压差，以估计于一充电程序时一充电谐振电流为零的 时点，及/或于至少一放电程序时对应的至少一放电谐振电流为零的时 点，而分别对应产生一零电流估计信号，以用于产生该操作信号；其 中，该操作信号包括一充电操作信号与至少一放电操作信号，分别各 自切换至一导通位准一段导通期间，且该多个段导通期间彼此不重叠， 以使该充电程序与该至少一放电程序彼此不重叠；其中，在该充电程 序中，通过该充电操作信号控制该多个开关的切换，使该至少一电容 与该至少一充电电感串联于该输入电压与该输出电压之间，以形成一 充电路径，以对该电容与该充电电感进行谐振充电；其中，在该至少 一放电程序中，通过该至少一放电操作信号控制该多个开关的切换，使每一该电容与对应的该放电电感串联于该输出电压与一接地电位 间，而同时形成或轮流形成多个放电路径，以对该电容与该充电电感 进行谐振放电；其中，该充电程序与该至少一放电程序彼此重复地交 错排序，以将该输入电压转换为该输出电压。

于一实施例中，该零电流估计电路包括一电压侦测电路，用以根 据该充电电感的两端的电压差，及/或该放电电感的两端的电压差，产 生一电压侦测信号，以示意该充电电感的两端的电压差及/或该放电电 感的两端的电压差超过零的一正电压期间；以及一定时器，耦接于该 电压侦测电路的输出端，用以根据该电压侦测信号产生该零电流估计 信号。

于一实施例中，该零电流估计电路包括一电压侦测电路，用以根 据该电容的两端的电压差，产生一电压侦测信号，以示意该电容的两 端的电压差的峰值的一峰值时点，及其谷值的一谷值时点，并据以产 生该零电流估计信号。

于一实施例中，该定时器包括一斜坡电路，用以根据该电压侦测 信号，于该正电压期间，产生一斜坡信号的一上升斜坡，并于该正电 压期间结束后，根据该上升斜坡，产生该斜坡信号的一下降斜坡；以 及一比较电路，用以比较该斜坡信号与一零电流阈值，而产生该零电 流估计信号，以决定该充电程序与该至少一放电程序各自的起始时点 与结束时点。

于一实施例中，该斜坡电路包括一升压电路，用以将一斜坡电容 的跨压，于该正电压期间，从零持续升压，而产生该上升斜坡；以及 一降压电路，用以将该斜坡电容的跨压，自该正电压期间结束后，持 续降压，而产生该下降斜坡；其中该上升斜坡与该下降斜坡的斜率的 绝对值相同。

于一实施例中，该升压电路包括一第一开关与一第一电流源，其 中该第一开关用以于该正电压期间，根据该电压侦测信号而使该第一 电流源对该斜坡电容进行充电。

于一实施例中，该降压电路包括一第二开关与一第二电流源，其 中该第二开关用以于该正电压期间结束后，使该第二电流源对该斜坡 电容进行放电。

于一实施例中，该谐振切换式电源转换器可还包含一控制器，其 耦接该零电流估计电路，用以根据该零电流估计信号，而产生该充电 操作信号及该至少一放电操作信号。

于一实施例中，该控制器包括一延迟电路，用以使该零电流估计 信号持续一段延迟时间，以使该充电程序与该至少一放电程序彼此间 隔该段延迟时间。

于一实施例中，该电压侦测电路包含至少一比较器，用以对应比 较该充电电感的两端的电压，及/或该放电电感的两端的电压。

于一实施例中，该至少一比较器为二个比较器，该二个比较器的 其中一个耦接于该充电电感的两端，该二个比较器的另一个耦接于该 放电电感的两端。

于一实施例中，该定时器还包含一重置开关，其与该斜坡电容并 联，用以在产生该零电流估计信号后，将该斜坡电容的跨压，放电至 零电压。

于一实施例中，于该延迟时间，该多个开关保持不导通。

于一实施例中，该至少一充电电感为单一个充电电感，该至少一 放电电感为单一个放电电感。

于一实施例中，该单一个充电电感的电感值相等于该单一个放电 电感的电感值。

于一实施例中，该至少一充电电感与该至少一放电电感为单一个 相同电感。

于一实施例中，该单一个相同电感为可变电感。

于一实施例中，该充电程序具有一充电谐振频率，且该放电程序 具有一放电谐振频率，且该充电谐振频率与该放电谐振频率相同。

于一实施例中，该充电程序具有一充电谐振频率，且该放电程序 具有一放电谐振频率，且该充电谐振频率与该放电谐振频率不同。

于一实施例中，该零电流阈值的位准的调整，用以缩短该段导通 期间一段零电压期间，以使对应的该开关达到柔性切换(soft switching) 的零电压切换。

于一实施例中，该谐振切换式电源转换器为双向谐振切换式电源 转换器。

于一实施例中，该谐振切换式电源转换器的该输入电压与该输出 电压的电压转换比率为4:1、3:1或2:1。

于一实施例中，该定时器包含一计数电路以及一判断电路，该计 数电路于该电压侦测信号由低位准切换为高位准时，该计数电路根据 一时钟信号开始计数，并将所计数结果输出至该判断电路，并于该电 压侦测信号由高位准切换为低位准时，该计数电路遂从最后计数结果， 根据该时钟信号往回倒数，该判断电路于该计数电路倒数至零或一计 数阈值时，产生该零电流估计信号。

于一实施例中，该判断电路在产生该零电流估计信号后，输出一 重置信号至该计数电路以重置该计数电路。

就另一观点中，本发明提供一种谐振切换式电源转换器，用以将 一输入电压转换为一输出电压，该谐振切换式电源转换器包含：至少 一谐振腔，该谐振腔具有彼此串联的一谐振电容与一谐振电感；多个 开关，与该至少一谐振腔对应耦接，分别根据对应的一第一谐振操作 信号与一第二谐振操作信号，以切换所对应的该谐振腔的电连接关系 而对应一第一谐振程序与一第二谐振程序；至少一非谐振电容，用以 根据该第一谐振操作信号与该第二谐振操作信号，以切换与该至少一 谐振腔的电连接关系，且该非谐振电容的跨压，维持与该输入电压成 一固定比例；以及一零电流估计电路，与该至少一谐振腔中的该谐振电感耦接，用以根据该谐振电感的两端的电压差，以估计于该第一谐 振程序时流经该对应的该谐振电感的一第一谐振电流为零的时点，及/ 或于该第二谐振程序时流经该对应的该谐振电感的一第二谐振电流为 零的时点，而分别对应产生一零电流估计信号，以用于产生该第一谐 振操作信号及该第二谐振操作信号；其中，该第一谐振操作信号与该 第二谐振操作信号，分别各自切换至一导通位准一段导通期间，且该 多个段导通期间彼此不重叠，以使该第一谐振程序与该第二谐振程序 彼此不重叠；其中，该第一谐振程序与该第二谐振程序彼此重复地交 错排序，以将该输入电压转换为该输出电压。

本发明的一个优点在于本发明可降低涌浪电流、可从电感或电容 的跨压进行零电流估计，以进行充放电程序的切换，并可据以进一步 达到具有零电流切换(ZCS)或零电压切换(ZVS)的柔性切换，以改 善电源效率且可不需电流感测电阻或电流感测变压器。

本发明的另一个优点在于本发明不需采用电流感测电阻，而可降 低电流感测电阻因高电流所产生的功率损耗且可解决大型电流感测电 阻在低电流时的准确问题。

以下通过具体实施例详加说明，会更容易了解本发明的目的、技 术内容、特点及其所实现的功效。

附图说明

图1为已知的电源转换器。

图2是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源转换器的电 路示意图。

图3是根据本发明的一实施例显示另一谐振切换式电源转换器的 电路示意图。

图4是根据本发明的图2与3显示的实施例的信号波形示意图。

图5是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源转换器中的 定时器的电路示意图。

图6是根据本发明的另一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的定时器的电路示意图。

图7是根据本发明的又一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的零电流估计电路的电路示意图。

图8A及图8B是根据本发明的再一实施例显示一谐振切换式电源 转换器的电路示意图及信号波形示意图。

图9是根据本发明的又一实施例显示一谐振切换式电源转换器的 电路示意图。

图10A及图10B是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源 转换器中的零电流估计电路的电路及信号波形示意图。

图11是根据本发明的再一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的电路示意图。

图12A及图12B是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源 转换器中的零电流估计电路的电路及信号波形示意图。

图13A及图13B是根据本发明的又一实施例显示一谐振切换式电 源转换器中的电路及信号波形示意图。

图14是根据本发明的再一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的电路示意图。

图15A、图15B及图15C是根据本发明的一实施例显示一充电程序 与放电程序的对应的操作信号与对应的电感电流的信号波形示意图。

图16是根据本发明的再一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的电路示意图。

图中符号说明

20，60，70，90，110，120，160：谐振切换式电源转换器

201，301，601，701，901，1001，1101，1201，1601：零电流估 计电路

2011，3011，6011，7011，8011，9011，10011，11011，12011， 126011：电压侦测电路

2012，3012，6012，7012，8012，9012，10012，11012，12012， 16012：定时器

20121，80121，100121：斜坡电路

20121a，80121a，100121a：升压电路

20121b，80121b，100121b：降压电路

20122，80122，100122：比较电路

20123，80123，100112c，100123：非门

202，602，702，902，1102，1202，1602：控制器

30121：计数电路

30122：判断电路

80111，80112，100111：比较器

80113，100112d：或门

100112：逻辑电路

100112a，100112b：与门

C：斜坡电容

C1～C3：电容

Cf1：非谐振电容

CLK：时钟信号

CNT：计数信号

Co：输出电容

Cr1，Cr2：谐振电容

DN：下数信号

G1：第一谐振操作信号

G2：第二谐振操作信号

GA：充电操作信号

GB，GC，GD：放电操作信号

IL1：电感电流(充电谐振电流/放电谐振电流)

IL2：放电电感电流(放电谐振电流)

IL3：充电电感电流(充电谐振电流)

Is1：第一电流源

Is2：第二电流源

L1：电感

L2：放电电感

L3：充电电感

Lr1，Lr2：谐振电感

Q1～Q10：开关

RESET：重置信号

RL：负载电阻

RT1，RT2：谐振腔

S1：第一开关

S2：第二开关

Sr：重置开关

T1：正电压期间

T2：负电压期间

T3，Td：延迟时间

Ta，Tb，Tc：期间

t0，t1，t2，t3，t4：时点

UP：上数信号

Vcp：信号

VD：电压侦测信号

Vin：输入电压

VL1：电感电压(电压差)

VL2：放电电感电压

VL2a：放电电感左侧电压

VL2b：放电电感右侧电压

VL3：充电电感电压

VL3a：充电电感左侧电压

VL3b：充电电感右侧电压

VLa：电感左侧电压

VLb：电感右侧电压

Vout：输出电压

Vref1：零电流阈值

VT：电压(跨压)

ZCPD：零电流估计信号

具体实施方式

本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系， 以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照 比例绘制。

图2是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源转换器的电 路示意图。如图2所示，本实施例中采用同一个电感L1于不同时间分别 作为充电电感与放电电感，如此之设置可更进一步地减少电感的数量。 如图2所示，本发明的谐振切换式电源转换器20包含电容C1、开关Q1、 Q2、Q3、Q4、电感L1、零电流估计电路201及控制器202。其中，开关 Q1与电容C1串联，而开关Q2与电感L1串联。应注意的是，本发明的谐 振切换式电源转换器中的电容数量并不限于本实施例的一个，也可为 二个以上，本实施例所显示的元件数量仅用以说明本发明并不用限制 本发明。

需说明的是，在本实施例中，以同一个且单一个电感L1在不同时 间，作为充电电感与放电电感，在充电程序与放电程序中，通过开关 Q1-Q4的切换，都使电容C1串联到同一个单一电感L1，只是电连接关 系不同。所谓同一个且单一个电感L1在不同时间，作为充电电感与放 电电感，是指在充电程序中，流经同一且单一个电感L1的电感电流IL1， 未再流经其他电感元件，作为充电谐振电流；而在放电程序中，流经 同一且单一个电感L1的电感电流IL1，未再流经其他电感元件，作为放 电谐振电流。于一实施例中，电感L1可为可变电感。

如图2所示，开关Q3的一端耦接至开关Q1与电容C1之间的节点， 而开关Q4的一端耦接至电容C1与开关Q2之间的节点。如图2所示，开 关Q3的另一端耦接至开关Q2与电感L1之间的节点，开关Q4的另一端耦 接至接地电位。电感L1的另一端耦接至输出电压Vout，开关Q1的另一 端耦接至输入电压Vin。

零电流估计电路201耦接于电感L1，用以根据电感L1的两端的电压 差，以估计于一充电程序时一充电谐振电流为零的时点，及/或于一放 电程序时一放电谐振电流为零的时点，而分别对应产生一零电流估计 信号ZCPD，以用于产生充电操作信号GA及放电操作信号GB。

于一实施例中，零电流估计电路201可包括一电压侦测电路2011 以及一定时器2012。请同时参照图2及图4，图4是根据本发明的图2及 图3显示的实施例的信号波形示意图。电压侦测电路2011用以根据电感 L1的两端的电压差VL1，产生一电压侦测信号VD，以示意电感L1的两 端的电压差VL1超过零电压的一正电压期间T1。定时器2012耦接于电压 侦测电路2011的输出端，用以根据电压侦测信号VD产生零电流估计信 号ZCPD，以示意电感电流IL1为零的时点。控制器202耦接至零电流估 计电路201，用以根据零电流估计信号ZCPD分别产生充电操作信号GA 及放电操作信号GB，以用于切换开关Q1-Q4。于一实施例中，控制器 202可根据零电流估计信号ZCPD、充电操作信号GA及/或放电操作信号 GB决定充电程序与放电程序各自的起始时点与结束时点。

开关Q1-Q4可根据控制器202所产生的充电操作信号GA及放电操 作信号GB，切换电容C1与电感L1的电连接关系。在一充电程序中，根 据充电操作信号GA，开关Q1-Q2为导通，开关Q3-Q4为不导通，使得 电容C1与电感L1串联于输入电压Vin与输出电压Vout之间，以形成一充 电路径，以对该电容与该充电电感进行谐振充电。举例而言，充电程 序，如图4所示，是指时间点t0到时间点t2的时段，充电操作信号GA为 高位准，以控制开关Q1与Q2导通；且放电操作信号GB为低位准，以控 制开关Q3-Q4不导通。在一放电程序中，根据放电操作信号GB，开关 Q3-Q4导通，开关Q1-Q2不导通，使电容C1串联电感L1于接地电位与输 出电压Vout之间，而形成一放电路径，以对该电容与该充电电感进行 谐振放电。举例而言，放电程序，如图4所示，是指时间点t2到时间点 t4的时段，充电操作信号GA为低位准，以控制开关Q1与Q2不导通；且 放电操作信号GB为高位准，以控制开关Q3-Q4导通。应注意的是，上 述充电程序与上述放电程序于不同的时段重复地交错进行，而非同时 进行。于本实施例中，电容C1的直流偏压为Vo(如图4中粗黑虚线位准 所示意)相较于现有技术为低，故本实施例中的电容C1仅需要耐压较 低的规格，故可使用较小体积的电容器。

于一实施例中，由于零电流估计信号ZCPD是在充电电感L3或放电 电感L2的电流趋近于零时产生的，换言的充电操作信号也于充电电感 L3或放电电感L2的电流趋近于零时进行位准切换，由此开关Q1-Q4可 于流经开关Q1-Q4的电流在其正半波相对较低位准的时点切换，以实现 柔性切换。在一种较佳的实施例中，可达到零电流切换(zero currentswitch，ZCS)。

于一实施例中，在充电程序期间，通过提前一段预设期间不导通 开关Q1-Q2，因电感L1抵抗电流急速改变的特性，使得开关Q1与Q2不 导通后仍维持有微小的电流，流经电感L1，因此，即可将开关Q4中， 储存于其中的寄生电容的累积电荷通过开关Q2的寄生二极管带走，而 降低开关Q4的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳的实施例中，调整 预设期间，可达到零电压切换(zero voltage switch，ZVS)。于一实施 例中，相对地，在放电程序期间，通过延后一段预设期间不导通开关 Q3-Q4，也就是在预设期间保持导通开关Q3-Q4，使得放电电流逆向流 经电感L1(负电流)，会通过开关Q3的寄生二极管而对开关Q1的寄生 电容进行充电，而降低开关Q1的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳 的实施例中，调整预设期间，而达到零电压切换(zero voltage switch， ZVS)。

于一实施例中，上述谐振切换式电源转换器20可为双向谐振切换 式电源转换器。于一实施例中，上述谐振切换式电源转换器20的输入 电压Vin与输出电压Vout的电压转换比率可为2:1。

图3是根据本发明的一实施例显示另一谐振切换式电源转换器30 的电路示意图。在本实施例中，充电程序与放电程序在开关Q1-Q4的操 作上，与图2所示的实施例相同。本实施例与图2所示的实施例不同之 处在于，在本实施例中，零电流估计电路301也可耦接于电容C1，用以 根据电容C1的两端的电压差，以估计于充电程序时充电谐振电流为零 的时点，及/或于放电程序时放电谐振电流为零的时点，而分别对应产 生零电流估计信号ZCPD，以用于产生充电操作信号GA及放电操作信 号GB。在本实施例中，零电流估计电路301包括电压侦测电路3011，用 以根据电容C1的两端的电压差，产生电压侦测信号，以示意电容C1的 两端的电压差的峰值的峰值时点(如图4所示的时点t2)，及其谷值的 谷值时点(如图4所示的时点t4)，并据以产生零电流估计信号ZCPD。 侦测电压差的峰值与谷值有许多不同的实施方式，其为本领域技术人 员所熟知，在此不予赘述。

图5是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源转换器中的 定时器的电路示意图。本实施例中的定时器2012为图2的定时器2012的 一实施例。于一实施例中，图2的定时器2012可为模拟式定时器或数字 式定时器。图5的实施例为模拟式定时器的一个范例。于一实施例中， 定时器2012可包含斜坡电路20121及比较电路20122。请同时参照图2及图4，斜坡电路20121耦接至电压侦测电路2011，用以根据电压侦测信 号VD，于正电压期间T1，产生一斜坡信号VT的一上升斜坡，并于正电 压期间T1结束后，根据该上升斜坡，于负电压期间T2产生该斜坡信号 VT的一下降斜坡。所谓正电压期间T1，是指电感L1的两端的电压差VL1 超过零电压的期间；而负电压期间T2，是指电感L1的两端的电压差VL1 不超过零电压的期间。比较电路20122耦接至斜坡电路20121，用以比 较该斜坡信号与一零电流阈值Vref1，而产生零电流估计信号ZCPD，以 决定该充电程序与该至少一放电程序各自的起始时点与结束时点。

于一实施例中，斜坡电路20121可包含升压电路20121a及降压电路 20121b。升压电路20121a用以将一斜坡电容的跨压，于该正电压期间 T1，从零持续升压，而产生上升斜坡。降压电路20121b用以将该斜坡 电容的跨压，自该正电压期间T1结束后，持续降压，而产生该下降斜 坡。上述升压电路20121a及降压电路20121b在对斜坡电容进行升压或 降压的同时，均会将斜坡电容的跨压VT输出至比较电路20122，以供比 较电路20122与零电流阈值Vref1进行比较。于一实施例中，该上升斜坡 与该下降斜坡的斜率的绝对值相同，由此只要测得正电压期间T1，即 可估计两倍的正电压期间2*T1即为零电流发生的时点。于一实施例中， 零电流阈值Vref1趋近于零。在一种较佳的实施例中，零电流阈值Vref1 的位准可加以调整，例如调升或调降，以调整用以提前或延后不导通 开关的预设期间，而达到零电压切换(zero voltage switch，ZVS)。

图6是根据本发明的另一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的定时器的电路示意图。本实施例中的定时器3012为图2的定时器2012 的一实施例。图6的实施例为数字式定时器的一个范例。于一实施例中， 定时器3012可包含计数电路30121及判断电路30122。计数电路30121耦 接电压侦测电路2011，用以根据电压侦测信号VD及一时钟信号CLK产 生一计数信号CNT，计数信号CNT代表当前所计数到的数字。判断电 路30122耦接计数电路30121，用以根据计数信号CNT产生零电流估计 信号ZCPD及重置信号RESET，并根据电压侦测信号VD产生上数信号 UP及下数信号DN。当判断电路30122侦测到该电压侦测信号VD为高位 准信号时产生一上数信号UP以反馈至计数电路30121，使计数电路 30121根据一时钟信号CLK的速度从零开始往上计数并将所计数到的 数字作为计数信号CNT输出至判断电路30122。当判断电路30122侦测 到电压侦测信号VD切换为低位准信号时，判断电路30122产生一下数信 号DN以反馈至计数电路30121，使计数电路30121从最后计数到的数字根据该时钟信号CLK的速度往下计数。当判断电路30122侦测到计数信 号CNT为零，而判断计数电路30121往下计数至零时，产生零电流估计 信号ZCPD且同时产生一重置信号RESET以反馈至计数电路30121，用 以将计数电路30121重置。

图7是根据本发明的又一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的零电流估计电路的电路示意图。图7的零电流估计电路201为图2的零 电流估计电路201的一实施例。图7的定时器2012为模拟式定时器的另 一个范例。如图7所示，零电流估计电路201可包含电压侦测电路2011 及定时器2012。电压侦测电路2011例如为一比较器，用以侦测电感L1 的两端的电压差VL1。如图7所示，定时器2012可包含斜坡电路20121 及比较电路20122。比较电路20122用以将斜坡电容C的高压侧节点的电 压VT与一零电流阈值Vref1或Vref2相比较。比较电路20122的正相输入 端经由开关S3耦接至零电流阈值Vref1，且经由开关S4耦接至零电流阈 值Vref2。于一实施例中，零电流阈值Vref1为正值，零电流阈值为负值。 当与充电操作信号GA有关的信号为高位准时，开关S3导通，当与放电 操作信号GB有关的信号为高位准时，开关S4导通。当与充电操作信号 GA有关的信号为高位准时，且电压VT小于零电流阈值Vref1时比较电 路20122遂产生一零电流估计信号ZCPD。当与放电操作信号GB有关的 信号为高位准时，且电压VT小于零电流阈值Vref2时比较电路20122遂 产生一零电流估计信号ZCPD。

斜坡电路20121可包含升压电路20121a及降压电路20121b。升压电 路20121a可包括一第一开关S1与一第一电流源Is1，第一开关S1用以于 正电压期间T1，根据电压侦测信号VD而使第一电流源Is1对斜坡电容C 进行充电。降压电路20121b可包括一第二开关S2与一第二电流源Is2， 第二开关S2用以于正电压期间T1结束后的负电压期间T2，使第二电流源Is2对斜坡电容C进行放电。定时器2012还可包含一重置开关Sr，其与 斜坡电容C并联，用以在产生零电流估计信号ZCPD后，将斜坡电容C 的跨压，放电至零电压。由于斜坡电容C的一端是耦接至高压侧节点， 另一端是耦接至接地电位，故高压侧节点的电压VT相当于斜坡电容C 的跨压。于一实施例中，第一电流源Is1及第二电流源Is2可为偏置电流 源。

当电压侦测电路2011侦测到电感L1的两端电感左侧电压VLa与电 感右侧电压VLb的电压差(VLa-VLb)为正时，产生一高位准的电压侦 测信号VD，使得第一开关S1导通，促使第一电流源Is1对斜坡电容C进 行充电，进而使电压VT从零持续上升，且该高位准的电压侦测信号VD 经由非门20123的反逻辑运算而产生低位准的运算结果，使得第二开关 S2不导通。当电压侦测电路2011侦测到电感L1的两端的电压差 (VLa-VLb)为负时产生一低位准的电压侦测信号VD，使得第一开关 S1不导通，且该低位准的电压侦测信号VD经由非门20123的反逻辑运 算而产生高位准的运算结果，使得第二开关S2导通，促使第二电流源Is2 对斜坡电容C经由接地电位进行放电，进而使电压VT持续下降。当比 较电路20122比较出电压VT小于零电流阈值Vref1时(与充电操作信号 GA有关的信号为高位准时)产生一零电流估计信号ZCPD，以供控制 器202用于产生充电操作信号GA及放电操作信号GB。于一实施例中，零电流阈值Vref1或Vref2趋近于零。在一实施例中，零电流阈值Vref1 或Vref2的位准可加以调整，例如调升或调降，以调整用以提前或延后 不导通开关的预设期间，而达到零电压切换(zero voltage switch，ZVS)。 于一实施例中，第一电流源Is1的电流大小等于第二电流源Is2的电流大 小，由此图4的正电压期间T1才会等于负电压期间T2。

请参阅图4，是根据本发明的相关信号波形示意图。电感电流IL1、 电感电压VL1、电压侦测信号VD、电压VT、零电流估计信号ZCPD、 充电操作信号GA以及放电操作信号GB如图4所示。

图8A是根据本发明的再一实施例显示一谐振切换式电源转换器的 电路示意图。图8A中的零电流估计电路601、电压侦测电路6011、定时 器6012的配置与图2类似，故不赘述。本实施例与图2的实施例的不同 在于电容与开关的数量有所不同，且控制器602包括一延迟电路6021， 用以使零电流估计信号ZCPD持续一段延迟时间Td，以使充电程序与至 少一放电程序彼此间隔该段延迟时间Td。如图8A所示，本发明的谐振 切换式电源转换器60包含电容C1、C2、C3、开关Q1、Q2、Q3、Q4、 Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、电感L1。开关Q1-Q3分别与对应的电容 C1-C3串联，而开关Q4与电感L1串联。应注意的是，本发明的谐振切 换式电源转换器中的电容数量并不限于本实施例的三个，也可为二个 或四个以上，本实施例所显示的元件数量仅用以说明本发明并不用限 制本发明。应得以领会的是，于一实施例中，本实施例的定时器6012 也可以图3、图4或图5的定时器架构实施。于一实施例中，电感L1可为 可变电感。

如图8A所示，开关Q5的一端耦接至开关Q1与电容C1之间的节点， 开关Q6的一端耦接至开关Q2与电容C2之间的节点，而开关Q7的一端耦 接至开关Q3与电容C3之间的节点。开关Q8的一端耦接至电容C1与开关 Q2之间的节点，开关Q9的一端耦接至电容C2与开关Q3之间的节点，而 开关Q10的一端耦接至电容C3与开关Q4之间的节点。如图6所示，开关 Q5-Q7的另一端共同电连接至一节点后，耦接至开关Q4与电感L1之间 的节点，开关Q8-Q10的另一端共同耦接至接地电位。电感L1的另一端 耦接至输出电压Vout，开关Q1的另一端耦接至输入电压Vin。

开关Q1-Q10可根据控制器602所产生的充电操作信号GA及放电操 作信号GB，切换所对应的电容C1-C3与电感L1的电连接关系。在一充 电程序中，根据充电操作信号GA，开关Q1-Q4为导通，开关Q5-Q10为 不导通，使得电容C1-C3彼此串联后与电感L1串联于输入电压Vin与输 出电压Vout之间，以形成一充电路径。在一放电程序中，根据放电操 作信号GB，开关Q5-Q10导通，开关Q1-Q4不导通，使电容C1、电容C2 及电容C3彼此并联后串联电感L1，而形成多个放电路径。应注意的是， 上述充电程序与上述放电程序于不同的时间段重复地交错进行，而非 同时进行。其中，充电程序与多个放电程序的每一个彼此重复地交错 排序，以将输入电压Vin转换为输出电压Vout。于本实施例中，每个第 一电容C1、C2、C3的直流偏压均为Vo，故本实施例中的第一电容C1、 C2、C3需要耐较低的额定电压，故可使用较小体积的电容器。

于一实施例中，由于零电流估计信号ZCPD是在充电电感L3或放电 电感L2的电流趋近于零时产生的，换言的充电操作信号也于充电电感 L3或放电电感L2的电流趋近于零时进行位准切换，由此开关可于流经 开关的电流在其正半波相对较低位准的时点切换，以实现柔性切换。 在一种较佳的实施例中，可达到零电流切换(zero current switch，ZCS)。

于一实施例中，在充电程序，通过提前不导通开关Q1-Q4，因电 感L1抵抗电流急速改变的特性，使得开关Q1-Q4不导通后仍维持有微小 的电流，流经电感L1，因此，即可将开关Q10中，储存于其中的寄生电 容的累积电荷通过开关Q4的寄生二极管带走，而降低开关Q10的跨压， 以达到柔性切换。在一种较佳的实施例中，调整零电流阈值的位准， 以调整预设期间，而达到零电压切换(zero voltage switch，ZVS)。于 一实施例中，相对地，在放电程序期间，通过延后一段预设期间不导 通开关Q5-Q10，也就是在预设期间保持导通开关Q5-Q10，使得放电电 流逆向流经电感L1(负电流)会通过开关Q5的寄生二极管而对开关Q1的寄生电容进行充电，而降低开关Q1的跨压，以达到柔性切换。在一 种较佳的实施例中，调整零电流阈值的位准，以调整预设期间，而达 到零电压切换(zero voltage switch，ZVS)。

于一实施例中，上述谐振切换式电源转换器60可为双向谐振切换 式电源转换器。于一实施例中，上述谐振切换式电源转换器60的输入 电压Vin与输出电压Vout的电压转换比率可为4:1、3:1或2:1。于一实施 例中，谐振切换式电源转换器60的电压转换比率可弹性地加以调整， 例如于充电程序与放电程序中，通过选择将开关Q7保持导通，并选择 将开关Q10及Q4保持不导通，则可将谐振切换式电源转换器60的电压转 换比率调整为3:1。同样地，例如可选择将开关Q6保持导通，并选择将 开关Q9、Q3、Q7、Q10及Q4保持不导通，则可将谐振切换式电源转换 器60的电压转换比率调整为2:1。

此外，图8B显示图8A所示的谐振切换式电源转换器60的信号波形 示意图。如图8B所示，调整电流阈值Vref1，使得电压VT在降至零电压 的时点t4前的一段预设时间Tz，实时点t3，就使电压VT小于零电流阈 值Vref1，产生零电流估计信号ZCPD(也就是零电流估计信号ZCPD由 低位准切换为高位准)，以实现前述柔性切换，进而实现零电压切换。 并于零电流估计电路601产生零电流估计信号ZCPD的时点t3开始，将零 电流估计信号ZCPD持续一段延迟时间Td(也就是零电流估计信号 ZCPD维持在高位准)，于延迟时间Td期间，电压侦测信号VD保持为 低位准，充电操作信号GA及放电操作信号GB均保持低位准，故第一开 关S1保持不导通，第二开关S2保持导通，开关Q1-Q10保持不导通。

于一实施例中，当零电流估计电路601估计充电谐振电流IL1为零 的时点t4而提前一段预设时间Tz，实时点t3，产生零电流估计信号 ZCPD，并保持零电流估计信号ZCPD为高位准在时点t4后，一延迟时间 Td，并于延迟时间Td的结束时点t5将放电操作信号GB切换为高位准， 以进行放电程序。当零电流估计电路601估计放电谐振电流IL1为零的 时点t7而延后一段预设时间Ty，实时点t8，产生零电流估计信号ZCPD， 并保持零电流估计信号ZCPD为高位准在时点t8后，一延迟时间Td，并 于延迟时间Td的结束时点t9将充电操作信号GA切换为高位准，以进行 充电程序。延迟时间Td可用以防止充电程序与放电程序发生重叠的情 况。如图8B所示，由于电压VT的上升斜坡及下降斜坡的斜率的绝对值 相等，故正电压期间T1会等于负电压期间T2。

图9是根据本发明的又一实施例显示一谐振切换式电源转换器的 电路示意图。图9中的零电流估计电路701、电压侦测电路7011、定时 器7012、控制器702的配置与图2类似，故不赘述。本实施例与图2的实 施例的不同在于电容及开关的数量有所不同，且本实施例采用一充电 电感L3及一放电电感L2，故零电流估计电路701分别耦接于充电电感L3 及放电电感L2，用以分别根据充电电感L3及放电电感L2的两端的电压 差，以估计于一充电程序时一充电谐振电流为零的时点，及/或于一放 电程序时一放电谐振电流为零的时点，而分别对应产生一零电流估计 信号ZCPD，以用于产生充电操作信号GA及放电操作信号GB。本实施 例多个电容共享一充电电感或一放电电感，由此无论电容数量为多少， 都只需要一个充电电感及一个放电电感，可进一步减少电感的数量。 如图7所示，本发明的谐振切换式电源转换器70包含电容C1、C2、C3、 开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、充电电感L3、 放电电感L2。开关Q1-Q3分别与对应的电容C1-C3串联，而开关Q4与充 电电感L3串联。应注意的是，本发明的谐振切换式电源转换器中的电 容数量并不限于本实施例的三个，也可为二个或四个以上，本实施例 所显示的元件数量仅用以说明本发明并不用限制本发明。应得以领会 的是，于一实施例中，本实施例的定时器7012也可以图3或图4的定时 器架构实施。于一实施例中，充电电感L3的电感值可等于放电电感L2 的电感值。

如图9所示，开关Q5的一端耦接至开关Q1与电容C1之间的节点， 开关Q6的一端耦接至开关Q2与电容C2之间的节点，而开关Q7的一端耦 接至开关Q3与电容C3之间的节点。开关Q8的一端耦接至电容C1与开关 Q2之间的节点，开关Q9的一端耦接至电容C2与开关Q3之间的节点，而 开关Q10的一端耦接至电容C3与开关Q4之间的节点。如图7所示，开关 Q5-Q7的另一端共同电连接至一节点后，串联至放电电感L2。开关 Q8-Q10的另一端共同耦接至接地电位。充电电感L3及放电电感L2的另 一端共同耦接至输出电压Vout，开关Q1的另一端耦接至输入电压Vin。

开关Q1-Q10可根据控制器702所产生的充电操作信号GA及放电操 作信号GB，切换所对应的电容C1-C3与充电电感L3及放电电感L2的电 连接关系。在一充电程序中，根据充电操作信号GA，开关Q1-Q4为导 通，开关Q5-Q10为不导通，使得电容C1-C3彼此串联后与充电电感L3 串联于输入电压Vin与输出电压Vout之间，以形成一充电路径。在一放 电程序中，根据放电操作信号GB，开关Q5-Q10导通，开关Q1-Q4不导 通，使电容C1、电容C2及电容C3彼此并联后串联放电电感L2，而形成 多个放电路径。应注意的是，上述充电程序与上述放电程序于不同的 时间段重复地交错进行，而非同时进行。在一种较佳的实施例中，该 充电程序的持续时间与该放电程序的持续时间彼此不重叠。其中，充 电程序与放电程序彼此重复地交错排序，以将输入电压Vin转换为输出 电压Vout。于本实施例中，每个第一电容C1、C2、C3的直流偏压均为 Vo，故本实施例中的第一电容C1、C2、C3相对于现有技术，在相同的输入电压与输出电压的应用中，仅需要承受较低的额定电压，故可使 用较小体积的电容器。

于一实施例中，上述充电程序的充电谐振频率与上述放电程序的 放电谐振频率相同。于一实施例中，上述充电程序的充电谐振频率与 上述放电程序的放电谐振频率不同。于一实施例中，上述谐振切换式 电源转换器70可为双向谐振切换式电源转换器。所谓双向谐振切换式 电源转换器，是指输入端(提供输入电压Vin)与输出端(提供输出电 压Vout)的角色对调，意即在如图7所示的实施例中，谐振切换式电源 转换器70可将输出电压Vout转换为输入电压Vin。于一实施例中，上述 谐振切换式电源转换器70的输入电压Vin与输出电压Vout的电压转换 比率可为4:1、3:1或2:1。

于一实施例中，上述充电程序的持续时间(Ton1)与上述充电程 序的充电谐振频率(fr1)相关。于一较佳实施例中，上述充电程序的 持续时间(Ton1)与充电程序的充电谐振电流的正半波相关，例如开 关Q1-Q4的导通时点及不导通时点大致上同步于充电程序的一充电谐 振电流的正半波的起始时点及结束时点。于一实施例中，上述放电程 序的持续时间(Ton2)与上述放电程序的放电谐振频率(fr2)相关。 于一较佳实施例中，上述放电程序的持续时间(Ton2)与放电程序的 放电谐振电流的正半波相关，例如开关Q5-Q10的导通时点及不导通时 点大致上同步于放电程序的一放电谐振电流的正半波的起始时点及结束时点。

由于零电流估计信号ZCPD是在充电电感L3或放电电感L2的电流 趋近于零时产生的，换言的充电操作信号也于充电电感L3或放电电感 L2的电流趋近于零时进行位准切换，由此可于流经开关的电流都在其 正半波相对较低位准的时点切换，以实现柔性切换。在一种较佳的实 施例中，可达到零电流切换(zero current switch，ZCS)。

此外需说明的是：因电路零件的本身的寄生效应或是零件间相互 的匹配不一定为理想，因此，虽然欲使充电程序的持续时间等于放电 程序的持续时间(也就是于此实施例中充电程序的持续时间为百分之 五十的工作周期)，以达到柔性切换(soft switching)的零电流切换。 但实际可能并无法准确地为百分之五十的工作周期，而仅是接近百分 之五十的工作周期，亦即，根据本发明，可接受由于电路的不理想性 而使充电程序的持续时间与百分之五十的工作周期间具有一定程度的 误差，此即前述的放电至“大致上”为百分之五十的工作周期之意， 本文中其他提到“大致上”之处亦同。

于一实施例中，上述充电程序的持续时间小于特定比例的工作周 期一段预设期间，例如小于百分之五十的工作周期一段预设期间；由 此提前不导通开关Q1-Q4后仍维持有微小的电流，流经充电电感L3，因 此，即可将开关Q10中，储存于其中的寄生电容的累积电荷通过开关Q4 的寄生二极管带走，而降低开关Q10的跨压，以达到柔性切换。在一种 较佳的实施例中，调整零电流阈值，以调整预设期间，而达到零电压 切换(zero voltageswitch，ZVS)。于一实施例中，相对地，上述放电 程序的持续时间大于特定比例的工作周期一段预设期间，例如大于百 分之五十的工作周期一段预设期间；由此，延后不导通开关Q5-Q10后 放电电感L2的负电流会通过开关Q5的寄生二极管而对开关Q1的寄生 电容进行充电，而降低开关Q1的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳 的实施例中，调整零电流阈值，以调整预设期间，而达到零电压切换。

图10A及图10B是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源 转换器中的零电流估计电路的电路及信号波形示意图。图10A中的零电 流估计电路801为图9的零电流侦测电路701的一实施例。图10A的定时 器8012、斜坡电路80121、升压电路80121a、降压电路80121b、比较电 路80122、非门80123的配置与图7类似，故不赘述。本实施例与图7的 实施例的不同在于本实施例中，电压侦测电路8011包括两个比较器 80111及80112，分别耦接至充电电感L3及放电电感L2的两端。上述两 个比较器80111及80112的输出端耦接至一或门80113的输入端。

于充电程序时，当比较器80111侦测到充电电感L3两端的电压差 (VL3a-VL3b)为正时会产生一高位准信号至或门80113，而比较器 80112侦测到放电电感L2两端的电压差(放电电感左侧电压VL2a-放电 电感右侧电压VL2b)为零，故会产生一低位准信号至或门80113。或门 80113根据自比较器80111接收的高位准信号及自比较器80112接收的 低位准信号，执行或逻辑运算，而产生高位准的电压侦测信号VD，以 输出至定时器8012。当比较器80111侦测到充电电感L3两端的电压差 (VL3a-VL3b)为负时会产生一低位准信号至或门80113，而比较器 80112侦测到放电电感L2两端的电压差(放电电感左侧电压VL2a-放电 电感右侧电压VL2b)仍为零时会产生一低位准信号至或门80113。或门 80113根据自比较器80111接收的低位准信号及自比较器80112接收的 低位准信号，产生低位准的电压侦测信号VD，以输出至定时器8012。

于放电程序时，当比较器80111侦测到充电电感L3两端的电压差 (VL3a-VL3b)为零，故会产生一低位准信号至或门80113，而比较器 80112侦测到放电电感L2两端的电压差(放电电感左侧电压VL2a-放电 电感右侧电压VL2b)为正时会产生一高位准信号至或门80113。或门 80113根据自比较器80111接收的低位准信号及自比较器80112接收的 高位准信号，执行或逻辑运算，而产生高位准的电压侦测信号VD，以 输出至定时器8012。当比较器80111侦测到充电电感L3两端的电压差 (VL3a-VL3b)仍为零时会产生一低位准信号至或门80113，而比较器 80112侦测到放电电感L2两端的电压差(放电电感左侧电压VL2a-放电 电感右侧电压VL2b)为负时会产生一低位准信号至或门80113。或门 80113根据自比较器80111接收的低位准信号及自比较器80112接收的 低位准信号，产生低位准的电压侦测信号VD，以输出至定时器8012。

图10B是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的零电流估计电路的信号波形示意图。充电电感电流IL3、充电电感电 压VL3、放电电感电流IL2、放电电感电压VL2、电压侦测信号VD、电 压VT、零电流估计信号ZCPD、充电操作信号GA以及放电操作信号GB 如图10B所示。如图10B所示，于零电流估计电路801产生零电流估计信 号ZCPD的时点后延迟一段延迟时间T3，于延迟时间T3期间，电压侦测 信号VD保持为低位准，充电操作信号GA及放电操作信号GB也均保持 低位准，故第一开关S1保持不导通，第二开关S2保持导通，开关Q1-Q10 保持不导通。于一实施例中，当零电流估计电路801估计充电谐振电流IL3为零的时点而产生零电流估计信号ZCPD的时点后延迟一延迟时间 T3，并于延迟时间T3的结束时点将放电操作信号GB切换为高位准信 号，以进行放电程序。同样地，当零电流估计电路801估计放电谐振电 流IL2为零的时点而产生零电流估计信号ZCPD的时点后延迟一延迟时 间T3，并于延迟时间T3的结束时点将充电操作信号GA切换为高位准信 号，以进行充电程序。延迟时间T3可用以防止开关Q1-Q10发生导通期 间重叠的情况。如图10B所示，由于电压VT的上升斜坡及下降斜坡的 斜率的绝对值相等，故正电压期间T1会等于负电压期间T2。

图11是根据本发明的再一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的电路示意图。图11中的零电流估计电路901、电压侦测电路9011、定 时器9012、控制器902的配置与图2类似，故不赘述。本实施例与图2的 实施例的不同在于本实施例的电感L1可移至电容C1与开关Q2之间，其 余元件的配置与图2类似故不赘述。应得以领会的是，于一实施例中， 本实施例的定时器9012也可以图5或图6的定时器架构实施。

图12A及图12B是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源 转换器中的零电流估计电路的电路及信号波形示意图。图12A中的零电 流估计电路1001为图11的零电流侦测电路901的一实施例。图12A的定 时器10012、斜坡电路100121、升压电路100121a、降压电路100121b、 比较电路100122、非门100123的配置与图7类似，故不赘述。本实施例 与图7的实施例不同在于，在本实施例中，电压侦测电路10011包括一 比较器100111及一逻辑电路100112。上述逻辑电路100112可包含与门 100112a及100112b、非门100112c与或门100112d。与门10112a耦接于或 门100112d与比较器100111之间；与门100112b耦接于或门100112d与比 较器100111之间；而非门100112c耦接于比较器100111与与门100112b 之间。

于充电程序时，当比较器100111侦测到电感L1两端的电压差 (VLa-VLb)为正时会产生一高位准信号Vcp至与门100112a及非门 100112c。与门100112a根据高位准信号Vcp及自控制器902所接收的高 位准的充电操作信号GA，执行及逻辑运算，而产生高位准的运算结果， 以输出至或门100112d，而非门100112c根据高位准信号Vcp执行反逻辑 运算，而产生低位准的运算结果，以输出至与门100112b。与门100112b 根据低位准的运算结果及自控制器902所接收的低位准的放电操作信 号GB，产生低位准信号，以输出至或门100112d。或门100112d则根据 来自与门100112a的高位准的运算结果及来自与门100112b的低位准信号，执行或逻辑运算，而产生高位准的电压侦测信号VD，以输出至定 时器10012。当比较器100111侦测到电感L1的两端的电压差(VLa-VLb) 为负时产生一低位准信号Vcp至与门100112a及非门100112c。与门 100112a根据低位准信号Vcp及自控制器902所接收的高位准的充电操 作信号GA，产生低位准信号，以输出至或门100112d，而非门100112c 根据低位准信号Vcp执行反逻辑运算，而产生高位准的运算结果，以输 出至与门100112b。与门100112b根据高位准的运算结果及自控制器902 所接收的低位准的放电操作信号GB，产生低位准信号，以输出至或门 100112d。或门100112d则根据来自与门100112a的低位准信号及来自与门100112b的低位准信号，产生低位准的电压侦测信号VD，以输出至定 时器10012。

于放电程序时，当比较器100111侦测到电感L1两端的电压差 (VLa-VLb)为负时会产生一低位准信号Vcp至与门100112a与非门 100112c。与门100112a根据低位准信号Vcp及自控制器902所接收的低 位准的充电操作信号GA，产生低位准信号，以输出至或门100112d，而 非门100112c根据低位准信号Vcp执行反逻辑运算，而产生高位准的运 算结果，以输出至与门100112b。与门100112b根据高位准的运算结果 及自控制器902所接收的高位准的放电操作信号GB，执行及逻辑运算， 而产生高位准的运算结果，以输出至或门100112d。或门100112d则根 据来自与门100112a的低位准信号及来自与门100112b的高位准的运算 结果，执行或逻辑运算，而产生高位准的电压侦测信号VD，以输出至 定时器10012。当比较器100111侦测到电感L1的两端的电压差 (VLa-VLb)为正时产生一高位准信号Vcp至与门100112a及非门 100112c。与门100112a根据高位准信号Vcp及自控制器902所接收的低 位准的充电操作信号GA，产生低位准信号，以输出至或门100112d，而 非门100112c根据高位准信号Vcp执行反逻辑运算，而产生低位准的运 算结果，以输出至与门100112b。与门100112b根据低位准的运算结果 及自控制器902所接收的高位准的放电操作信号GB，产生低位准信号， 以输出至或门100112d。或门100112d则根据来自与门100112a的低位准 信号及来自与门100112b的低位准信号，产生低位准的电压侦测信号 VD，以输出至定时器10012。

图12B是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的零电流估计电路的信号波形示意图。电感电流IL1、电感电压VL1、 信号Vcp、电压侦测信号VD、电压VT、零电流估计信号ZCPD、充电操 作信号GA以及放电操作信号GB如图12B所示。如图12B所示，于零电 流估计电路1001产生零电流估计信号的时点后延迟一延迟时间T3，于 延迟时间T3期间，电压侦测信号VD保持为低位准，充电操作信号GA 及放电操作信号GB也均保持低位准，故第一开关S1保持不导通，第二 开关S2保持导通，开关Q1-Q10保持不导通。于一实施例中，当零电流 估计电路1001估计充电谐振电流IL1为零的时点而产生零电流估计信 号ZCPD的时点后延迟一延迟时间t3，并于延迟时间t3的结束时点将放 电操作信号GB切换为高位准信号，以进行放电程序。同样地，当零电 流估计电路1001估计放电谐振电流IL1为零的时点而产生零电流估计 信号ZCPD的时点后延迟一延迟时间T3，并于延迟时间T3的结束时点将 充电操作信号GA切换为高位准信号，以进行充电程序。延迟时间T3可 用以防止开关Q1-Q10发生导通期间重叠的情况，并可以调整输入电压 Vin与输出电压Vout的比例。如图12B所示，由于电压VT的上升斜坡及 下降斜坡的斜率的绝对值相等，故正电压期间T1会等于负电压期间T2。

图13A及图13B是根据本发明的又一实施例显示一谐振切换式电 源转换器中的电路及信号波形示意图。图13A中的电容C1-C3、充电电 感L3、放电电感L2、开关Q1-Q10、零电流估计电路1101、电压侦测电 路11011、定时器11012、控制器1102的配置与图9类似，故不赘述。本 实施例与图9的实施例的不同在于本实施例将放电程序分成多个放电 程序轮流进行，且控制器1102用以产生充电操作信号GA、放电操作信 号GB、GC、GD，以分别对应一充电程序与多个放电程序，而操作对 应的多个开关Q1-Q10，以切换所对应的电容C1-C3的电连接关系。零电 流估计电路1101耦接于充电电感L3及放电电感L2，用以根据充电电感 L3及放电电感L2的两端的电压差，以估计于一充电程序时一充电谐振 电流为零的时点，及/或于每一放电程序时每一放电谐振电流为零的时 点，而分别对应产生一零电流估计信号ZCPD，以用于产生充电操作信 号GA及多个放电操作信号GB、GC、GD。于一实施例中，控制器1102 可根据零电流估计信号ZCPD、充电操作信号GA及/或放电操作信号 GB、GC与GD决定充电程序与放电程序各自的起始时点与结束时点。 应得以领会的是，于一实施例中，本实施例的定时器11012也可以图5、 图6或图7的定时器架构实施。

开关Q1-Q10可根据控制器1102所产生的充电操作信号GA、放电操 作信号GB、GC、GD，切换所对应的电容C1-C3与充电电感L3及放电 电感L2的电连接关系。于一实施例中，充电操作信号GA与放电操作信 号GB、GC、GD，分别各自切换至一导通位准一段导通期间，上述多 个段导通期间彼此不重叠。

举例而言，在一充电程序中，根据充电操作信号GA，开关Q1-Q4 为导通，开关Q5-Q10为不导通，使得电容C1-C3彼此串联后与充电电感 L3串联于输入电压Vin与输出电压Vout之间，以形成一充电路径。在多 个放电程序中，分别根据放电操作信号GB、GC、GD，开关Q5-Q10分 别轮流导通，开关Q1-Q4不导通，使电容C1、电容C2及电容C3分别轮 流串联放电电感L2，而形成多个放电路径。也就是说，多个放电程序 轮流形成对应的放电路径。例如，于第一放电程序中，根据放电操作 信号GB，开关Q5及Q8导通，开关Q1-Q4、Q6-Q7及Q9-Q10不导通，使 电容C1串联放电电感L2于接地电位与输出电压Vout之间，而形成一第 一放电路径；于第二放电程序中，根据放电操作信号GC，开关Q6及Q9 导通，开关Q1-Q5、Q7、Q8及Q10不导通，使电容C2串联放电电感L2 于接地电位与输出电压Vout之间，而形成第二放电路径；于第三放电 程序中，根据放电操作信号GD，开关Q7及Q10导通，开关Q1-Q6及Q8-Q9 不导通，使电容C3串联放电电感L2于接地电位与输出电压Vout之间， 而形成第三放电路径。

应注意的是，上述充电程序与上述第一放电程序、第二放电程序 与第三放电程序于不同的时间段重复地交错进行，而非同时进行。其 中，充电程序与上述三个放电程序彼此重复地交错排序，以将输入电 压Vin转换为输出电压Vout，亦即，一个充电程序结束后，接着第一 放电程序、第二放电程序、第三放电程序轮流执行，再接着执行充电 程序，以此类推。

于本实施例中，每个第一电容C1、C2、C3的直流偏压均为Vo，故 本实施例中的第一电容C1、C2、C3相对于现有技术，在相同的输入电 压与输出电压的应用中，仅需要承受较低的额定电压，故可使用较小 体积的电容器。

于一实施例中，上述充电程序的充电谐振频率与上述多个放电程 序的放电谐振频率相同。于一实施例中，上述充电程序的充电谐振频 率与上述多个放电程序的放电谐振频率不同。于一实施例中，上述谐 振切换式电源转换器110可为双向谐振切换式电源转换器。于一实施例 中，上述谐振切换式电源转换器110的输入电压Vin与输出电压Vout的 电压转换比率可为4:1、3:1或2:1。

于上述实施例中，由于零电流估计信号ZCPD是在充电电感L3或放 电电感L2的电流趋近于零时产生的，换言的充电操作信号也于充电电 感L3或放电电感L2的电流趋近于零时进行位准切换，由此可于流经开 关的电流都在其正半波相对较低位准的时点切换，以实现柔性切换。 在一种较佳的实施例中，可达到零电流切换(zero current switch，ZCS)。

于一实施例中，在充电程序期间，通过提前一段预设期间不导通 开关Q1-Q4，因电感L3抵抗电流急速改变的特性，使得开关Q1-Q4不导 通后仍维持有微小的电流，流经充电电感L3，因此，即可将开关Q10 中，储存于其中的寄生电容的累积电荷通过开关Q4的寄生二极管放电， 而降低开关Q10的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳的实施例中，调 整上述预设期间，可达到零电压切换(zero voltage switch，ZVS)。于 一实施例中，相对地，在多个放电程序期间；通过延后一段预设期间 不导通开关Q7与Q10，也就是在预设期间保持导通开关Q7及Q10，使得 放电电流逆向流经放电电感L2(负电流)，会通过开关Q5的寄生二极 管而对开关Q1的寄生电容进行充电，而降低开关Q1的跨压，以达到柔 性切换。在一种较佳的实施例中，零电流阈值的位准可加以调整，以 调整上述预设期间，而达到零电压切换。

图13B是根据本发明的一实施例显示一谐振切换式电源转换器中 的零电流估计电路的信号波形示意图。充电电感电流IL3、放电电感电 流IL2、放电电感电压VL2、电压VT、零电流估计信号ZCPD以及放电 操作信号GB如图13B所示。

图14是根据本发明的再一实施例显示一谐振切换式电源转换器 中的电路示意图。图14中的零电流估计电路1201、定时器12012、电 压侦测电路12011、控制器1202的配置与图2类似，故不赘述。如图 14所示，本发明的谐振切换式电源转换器120包含电容C1、C2、C3、 开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、电感L1、L2、 L3。开关Q1-Q3分别与对应的电容C1-C3串联，而电容C1-C3分别与 对应的电感L1-L3串联。应注意的是，本发明的谐振切换式电源转换 器中的电容数量并不限于本实施例的三个，也可为二个或四个以上， 且电感数量也不限于本实施例的三个，也可为二个或四个以上，本实 施例所显示的元件数量仅用以说明本发明并不用限制本发明。应得以 领会的是，于一实施例中，本实施例的定时器12012也可以图5、图6 或图7的定时器架构实施。

如图14所示，开关Q5的一端耦接至开关Q1与电容C1之间的节 点，开关Q6的一端耦接至开关Q2与电容C2之间的节点，而开关Q7 的一端耦接至开关Q3与电容C3之间的节点。开关Q8的一端耦接至 电感L1与开关Q2之间的节点，开关Q9的一端耦接至电感L2与开关 Q3之间的节点，而开关Q10的一端耦接至电感L3与开关Q4之间的 节点。如图12所示，开关Q5-Q7的另一端则共同耦接至输出电压Vout。 开关Q8-Q10的另一端共同耦接至接地电位。开关Q4耦接于电感L3 与输出电压Vout之间，开关Q1的一端耦接至输入电压Vin。

开关Q1-Q10可根据控制器1202所产生的充电操作信号GA及放 电操作信号GB，切换所对应的电容C1-C3与电感L1-L3的电连接关系。 在一充电程序中，根据充电操作信号GA，开关Q1-Q4为导通，开关 Q5-Q10为不导通，使得电容C1-C3与电感L1-L3彼此串联于输入电压 Vin与输出电压Vout之间，以形成一充电路径。在一放电程序中，根 据放电操作信号GB，开关Q5-Q10导通，开关Q1-Q4不导通，使电容 C1与对应的电感L1串联于输出电压Vout与接地电位间，电容C2与 对应的电感L2串联于输出电压Vout与接地电位间，电容C3与对应的电感L3串联于输出电压Vout与接地电位间，而形成多个放电路径。 应注意的是，上述充电程序与上述放电程序于不同的时间段交错进行， 而非同时进行。其中，充电程序与放电程序彼此重复地交错排序，以 将输入电压Vin转换为输出电压Vout。于本实施例中，每个电容C1、 C2、C3的直流偏压均为Vo，故本实施例中的电容C1、C2、C3需要 耐较低的额定电压，故可使用较小体积的电容器。

于一实施例中，由于零电流估计信号ZCPD是在充电电感L3或放 电电感L2的电流趋近于零时产生的，换言的充电操作信号也于充电电 感L3或放电电感L2的电流趋近于零时进行位准切换，由此开关可于 流经开关的电流在其正半波相对较低位准的时点切换，以实现柔性切 换。在一种较佳的实施例中，可达到零电流切换(zero current switch，ZCS)。

于一实施例中，上述充电程序具有一充电谐振频率，上述放电程 序具有一放电谐振频率。于一较佳实施例中，上述充电谐振频率与上 述放电谐振频率相同。

图15A是根据本发明的一实施例显示一充电程序与放电程序的对 应的操作信号与对应的电感电流的信号波形示意图。请同时参阅图9， 图15A所示的实施例中，开关Q1～Q4的充电操作信号GA于充电程序 时为高位准，而开关Q5～Q10的放电操作信号GB于放电程序时为高位 准。于图15A的实施例中，由于零电流估计信号ZCPD是在充电电感 L3或放电电感L2的电流趋近于零时产生的，换言的充电操作信号也 于充电电感L3或放电电感L2的电流趋近于零时进行位准切换，由此 开关Q1可于流经开关的电流在其正半波相对较低位准的时点切换，也 是在充电电感L3的电流为零电流时切换，以实现柔性切换。在一种较 佳的实施例中，可达到零电流切换。

图15B及图15C是根据本发明的另一实施例显示一充电程序与放 电程序的对应的操作信号与对应的电感电流的信号波形示意图。请同 时参阅图9，图15B所示的实施例中，开关Q1～Q4的充电操作信号GA 于充电程序时为高位准，而开关Q5～Q10的放电操作信号GB于放电程 序时为高位准。于图15B的实施例中，充电程序的持续时间大致上为 小于百分之五十的工作周期一段预设期间Ta；由此，提前不导通开关 Q1-Q4后仍维持有微小的电流流经充电电感L3，因此，即可将开关Q10 中，储存于其中的寄生电容的累积电荷通过开关Q4的寄生二极管放电， 而降低开关Q10的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳的实施例中， 零电流阈值的位准可加以调整，以调整预设期间Ta，而达到零电压切 换。请同时参阅图9，图15C所示的实施例中，开关Q1～Q4的充电操 作信号GA于充电程序时为高位准，开关Q5～Q10的放电操作信号GB 于放电程序时为高位准。于图15C的实施例中，放电程序的持续时间 大致上为大于百分之五十的工作周期一段预设期间Tb；由此，延后不 导通开关Q5-Q10后放电电感L2的负电流会通过开关Q5的寄生二极 管而对开关Q1的寄生电容进行充电，而降低开关Q1的跨压，以达到 柔性切换。在一种较佳的实施例中，零电流阈值的位准可加以调整， 以调整预设期间Tb，而达到零电压切换。于一实施例中，应注意的是， 图15B及图15C的实施例可一起实施或仅实施其中一个。

图16是根据本发明的再一实施例显示一谐振切换式电源转换器 中的电路示意图。在本实施例中，谐振切换式电源转换器160用以将 输入电压Vin转换为输出电压Vout。谐振切换式电源转换器160包含 谐振腔RT1与RT2、开关Q1-Q10、非谐振电容Cf1、零电流估计电路 1601以及控制器1602。

谐振腔RT1中，具有彼此串联的谐振电容Cr1与谐振电感Lr1； 谐振腔RT2中，具有彼此串联的谐振电容Cr2与谐振电感Lr2。开关 Q1-Q10与谐振腔RT1与RT2对应耦接，分别根据对应的第一谐振操 作信号G1与第二谐振操作信号G2，以切换所对应的谐振腔RT1与RT2的电连接关系而对应第一谐振程序与第二谐振程序。

根据第一谐振操作信号G1与第二谐振操作信号G2，非谐振电容 Cf1切换与谐振腔RT1与RT2的电连接关系，且非谐振电容Cf1的跨 压，维持与输入电压Vin成一固定比例，例如在本实施例中为二分之 一输入电压Vin。零电流估计电路1601与谐振腔RT1与RT2中的谐振 电感Lr1与Lr2耦接，用以分别根据谐振电感Lr1与Lr2各自的两端的 电压差，以估计于第一谐振程序时流经对应的谐振电感Lr1或Lr2的第 一谐振电流为零的时点，及/或于第二谐振程序时流经对应的谐振电感 Lr1或Lr2的第二谐振电流为零的时点，而分别对应产生零电流估计信 号ZCPD，以用于产生第一谐振操作信号G1及第二谐振操作信号G2。 其中，第一谐振操作信号G1与第二谐振操作信号G2分别各自切换至 导通位准段导通期间，且该多个段导通期间彼此不重叠，以使第一谐 振程序与第二谐振程序彼此不重叠。其中，第一谐振程序与第二谐振 程序彼此重复地交错排序，以将输入电压Vin转换为输出电压Vout。

有关具有如图16所示的谐振腔RT1与RT2的谐振切换式电源转 换器160的操作方式，此为本领域技术人员所熟知，在此不与赘述。 本实施例的零电流估计电路1601也可以图7、图10A或图12A所示的 零电流估计电路架构实施。本实施例的定时器16012也可以图5或图6 的定时器架构实施。

控制器1602耦接至零电流估计电路1601，用以根据零电流估计 信号ZCPD分别产生第一谐振操作信号G1与第二谐振操作信号G2， 以用于切换开关Q1-Q10。于一实施例中，控制器1602可根据零电流 估计信号ZCPD、第一谐振操作信号G1及/或第二谐振操作信号G2决 定第一谐振程序与第二谐振程序各自的起始时点与结束时点。

本发明如上所述提供了一种谐振切换式电源转换器，其通过特殊 的电路设计可降低涌浪电流、可从电感或电容进行零电流估计以达到 具有零电流切换(ZCS)或零电压切换(ZVS)的柔性切换以改善电源 效率、可不需电流感测电阻或电流感测变压器、可降低电流感测电阻 因高电流所产生的功率损耗且可解决大型电流感测电阻在低电流时的 准确问题。

需说明的是，前述实施例中提到的“高位准”与“低位准”仅为 举例，并非用以限制本发明的范畴，在其他实施例中，前述的“高位 准”与“低位准”，在前述符合本发明相同的精神下，可依实际所采 用的开关型态与逻辑基础，而适应性地至少部分调整或交换。

以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领 域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的最广的权 利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用， 举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分 组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的 相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合， 举例而言，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结 果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电 压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的 信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精 神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合 方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及 其他所有等效变化。

Claims (28)

1.一种谐振切换式电源转换器，用以将一输入电压转换为一输出电压，该谐振切换式电源转换器包含：

至少一电容；

多个开关，与该至少一电容对应耦接，分别根据对应的一操作信号，以切换所对应的该电容的电连接关系；

至少一充电电感，与该至少一电容中的至少其中之一对应串联；

至少一放电电感，与该至少一电容中的至少其中之一对应串联；以及

一零电流估计电路，耦接于该至少一充电电感及/或该至少一放电电感，及/或该电容，用以根据该充电电感的两端的电压差，及/或该放电电感的两端的电压差，及/或该电容的两端的电压差，以估计于一充电程序时一充电谐振电流为零的时点，及/或于至少一放电程序时对应的至少一放电谐振电流为零的时点，而分别对应产生一零电流估计信号，以用于产生该操作信号，其中该零电流估计电路包括：

一电压侦测电路，用以根据该充电电感的两端的电压差，及/或该放电电感的两端的电压差，产生一电压侦测信号，以示意该充电电感的两端的电压差及/或该放电电感之两端的电压差超过零电压的一正电压期间；以及

一定时器，耦接于该电压侦测电路的输出端，用以根据该电压侦测信号产生该零电流估计信号；

其中，该操作信号包括一充电操作信号与至少一放电操作信号，分别各自切换至一导通位准一段导通期间，且该多个段导通期间彼此不重叠，以使该充电程序与该至少一放电程序彼此不重叠；

其中，在该充电程序中，通过该充电操作信号控制该多个开关的切换，使该至少一电容与该至少一充电电感串联于该输入电压与该输出电压之间，以形成一充电路径，以对该电容与该充电电感进行谐振充电；

其中，在该至少一放电程序中，通过该至少一放电操作信号控制该多个开关的切换，使每一该电容与对应的该放电电感串联于该输出电压与一接地电位间，而同时形成或轮流形成多个放电路径，以对该电容与该充电电感进行谐振放电；

其中，该充电程序与该至少一放电程序彼此重复地交错排序，以将该输入电压转换为该输出电压。

2.如权利要求1所述的谐振切换式电源转换器，其中，该零电流估计电路包括一电压侦测电路，用以根据该电容的两端的电压差，产生一电压侦测信号，以示意该电容的两端的电压差的峰值的一峰值时点，及其谷值的一谷值时点，并据以产生该零电流估计信号。

3.如权利要求1所述的谐振切换式电源转换器，其中，该定时器包括：

一斜坡电路，用以根据该电压侦测信号，于该正电压期间，产生一斜坡信号的一上升斜坡，并于该正电压期间结束后，根据该上升斜坡，产生该斜坡信号的一下降斜坡；以及

一比较电路，用以比较该斜坡信号与一零电流阈值，而产生该零电流估计信号，以决定该充电程序与该至少一放电程序各自的起始时点与结束时点。

4.如权利要求3所述的谐振切换式电源转换器，其中，该斜坡电路包括：

一升压电路，用以将一斜坡电容的跨压，于该正电压期间，从零持续升压，而产生该上升斜坡；以及

一降压电路，用以将该斜坡电容的跨压，自该正电压期间结束后，持续降压，而产生该下降斜坡；

其中该上升斜坡与该下降斜坡的斜率的绝对值相同。

5.如权利要求4所述的谐振切换式电源转换器，其中，该升压电路包括一第一开关与一第一电流源，其中该第一开关用以于该正电压期间，根据该电压侦测信号而使该第一电流源对该斜坡电容进行充电。

6.如权利要求5所述的谐振切换式电源转换器，其中，该降压电路包括一第二开关与一第二电流源，其中该第二开关用以于该正电压期间结束后，使该第二电流源对该斜坡电容进行放电。

7.如权利要求1所述的谐振切换式电源转换器，其中，还包含一控制器，其耦接该零电流估计电路，用以根据该零电流估计信号，而产生该充电操作信号及该至少一放电操作信号。

8.如权利要求7所述的谐振切换式电源转换器，其中，该控制器包括一延迟电路，用以使该零电流估计信号持续一段延迟时间，以使该充电程序与该至少一放电程序彼此间隔该段延迟时间。

9.如权利要求1所述的谐振切换式电源转换器，其中，该电压侦测电路包含至少一比较器，用以对应比较该充电电感的两端的电压，及/或该放电电感的两端的电压。

10.如权利要求9所述的谐振切换式电源转换器，其中，该至少一比较器为二个比较器，该二个比较器的其中一个耦接于该充电电感的两端，该二个比较器的另一个耦接于该放电电感的两端。

11.如权利要求4所述的谐振切换式电源转换器，其中，该定时器还包含一重置开关，其与该斜坡电容并联，用以在产生该零电流估计信号后，将该斜坡电容的跨压，放电至零电压。

12.如权利要求8所述的谐振切换式电源转换器，其中，于该延迟时间中，该多个开关保持不导通。

13.如权利要求1所述的谐振切换式电源转换器，其中，该至少一充电电感为单一个充电电感，该至少一放电电感为单一个放电电感。

14.如权利要求1所述的谐振切换式电源转换器，其中，该至少一充电电感与该至少一放电电感为单一个相同电感。

15.如权利要求1或13所述的谐振切换式电源转换器，其中，该充电程序具有一充电谐振频率，且该放电程序具有一放电谐振频率，且该充电谐振频率与该放电谐振频率相同。

16.如权利要求1或13所述的谐振切换式电源转换器，其中，该充电程序具有一充电谐振频率，且该放电程序具有一放电谐振频率，且该充电谐振频率与该放电谐振频率不同。

17.如权利要求3所述的谐振切换式电源转换器，其中，该定时器调整该零电流阈值的位准，以缩短或延长该段导通期间一段零电压期间，以使对应的该开关达到柔性切换的零电压切换。

18.如权利要求1所述的谐振切换式电源转换器，其中，该谐振切换式电源转换器为双向谐振切换式电源转换器。

19.如权利要求1所述的谐振切换式电源转换器，其中，该谐振切换式电源转换器的该输入电压与该输出电压的电压转换比率为4:1、3:1或2:1。

20.如权利要求1所述的谐振切换式电源转换器，其中，该定时器包含一计数电路以及一判断电路，该计数电路于该电压侦测信号由低位准切换为高位准时，该计数电路根据一时钟信号开始计数，并将所计数结果输出至该判断电路，并于该电压侦测信号由高位准切换为低位准时，该计数电路遂从最后计数结果，根据该时钟信号往回倒数，该判断电路于该计数电路倒数至零或一计数阈值时，产生该零电流估计信号。

21.如权利要求20所述的谐振切换式电源转换器，其中，该判断电路在产生该零电流估计信号后，输出一重置信号至该计数电路以重置该计数电路。

22.一种谐振切换式电源转换器，用以将一输入电压转换为一输出电压，该谐振切换式电源转换器包含：

至少一谐振腔，该谐振腔具有彼此串联的一谐振电容与一谐振电感；

多个开关，与该至少一谐振腔对应耦接，分别根据对应的一第一谐振操作信号与一第二谐振操作信号，以切换所对应的该谐振腔的电连接关系而对应一第一谐振程序与一第二谐振程序，其中于该第一谐振程序中，对所对应的该谐振腔进行谐振充电，其中于该第二谐振程序中对所对应的该谐振腔进行谐振放电；

至少一非谐振电容，用以根据该第一谐振操作信号与该第二谐振操作信号，以切换与该至少一谐振腔的电连接关系，且该非谐振电容的跨压，维持与该输入电压成一固定比例；以及

一零电流估计电路，与该至少一谐振腔中的该谐振电感耦接，用以根据该谐振电感的两端的电压差，以估计于该第一谐振程序时流经该对应的该谐振电感的一第一谐振电流为零的时点，及/或于该第二谐振程序时流经该对应的该谐振电感的一第二谐振电流为零的时点，而分别对应产生一零电流估计信号，以用于产生该第一谐振操作信号及该第二谐振操作信号，其中该零电流估计电路包括：

一电压侦测电路，用以根据该谐振电感的两端的电压差，产生一电压侦测信号，以示意该谐振电感的两端的电压差超过零电压的一正电压期间；以及

一定时器，耦接于该电压侦测电路的输出端，用以根据该电压侦测信号产生该零电流估计信号；

其中，该第一谐振操作信号与该第二谐振操作信号，分别各自切换至一导通位准一段导通期间，且该多个段导通期间彼此不重叠，以使该第一谐振程序与该第二谐振程序彼此不重叠；

其中，该第一谐振程序与该第二谐振程序彼此重复地交错排序，以将该输入电压转换为该输出电压。

23.如权利要求22所述的谐振切换式电源转换器，其中，该定时器包括：

一斜坡电路，用以根据该电压侦测信号，于该正电压期间，产生一斜坡信号的一上升斜坡，并于该正电压期间结束后，根据该上升斜坡，产生该斜坡信号的一下降斜坡；以及

一比较电路，用以比较该斜坡信号与一零电流阈值，而产生该零电流估计信号，以决定该第一谐振程序与该第二谐振程序各自的起始时点与结束时点。

24.如权利要求23所述的谐振切换式电源转换器，其中，该斜坡电路包括：

一升压电路，用以将一斜坡电容的跨压，于该正电压期间，从零持续升压，而产生该上升斜坡；以及

一降压电路，用以将该斜坡电容的跨压，自该正电压期间结束后，持续降压，而产生该下降斜坡；

其中该上升斜坡与该下降斜坡的斜率的绝对值相同。

25.如权利要求24所述的谐振切换式电源转换器，其中，该升压电路包括一第一开关与一第一电流源，其中该第一开关用以于该正电压期间，根据该电压侦测信号而使该第一电流源对该斜坡电容进行充电。

26.如权利要求25所述的谐振切换式电源转换器，其中，该降压电路包括一第二开关与一第二电流源，其中该第二开关用以于该正电压期间结束后，使该第二电流源对该斜坡电容进行放电。

27.如权利要求22所述的谐振切换式电源转换器，其中，还包含一控制器，其耦接该零电流估计电路，用以根据该零电流估计信号，而产生该第一谐振操作信号与该第二谐振操作信号。

28.如权利要求27所述的谐振切换式电源转换器，其中，该控制器包括一延迟电路，用以使该零电流估计信号持续一段延迟时间，以使该第一谐振程序与该第二谐振程序彼此间隔该段延迟时间。

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