TWI818588B - 切換電容式電壓轉換電路 - Google Patents

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Abstract

一種切換電容式電壓轉換電路包括：切換電容轉換器、控制電路及零電流估計電路；切換電容轉換器包括至少一諧振電容、複數開關，以及至少一電感；零電流估計電路耦接於至少一電感及/或至少一諧振電容，用以根據電感之兩端的電壓差，及/或諧振電容之兩端的電壓差，以估計於第一程序時一第一諧振電流為零之時點，及/或於至少一第二程序時對應之至少一第二諧振電流為零之時點，而在不晚於第一諧振電流為零之時點及/或至少一第二諧振電流為零之時點時分別對應產生零電流估計訊號，以用於產生控制訊號。

Description

切換電容式電壓轉換電路
本發明係有關於一種切換電容式電壓轉換電路，特定而言係有關於一種能夠估計零電流時點並於不晚於零電流時點之時點切換開關之切換電容式電壓轉換電路。
圖1係顯示習知的電源轉換器。此傳統之電源轉換器10係利用零電流感測電路101感測開關Q5及Q6之間的節點上之電壓，並利用零電流感測電路102感測開關Q9及Q10之間的節點上之電壓。此方法會受限於數位控制器閘極指令及開關實際不導通之間的固有延遲。
有鑑於此，本發明即針對上述先前技術之不足，提出一種創新的電源轉換器。
於一觀點中，本發明提供一種切換電容式電壓轉換電路，用以將一第一電壓轉換為一第二電壓或將該第二電壓轉換為該第一電壓，該切換電容式電壓轉換電路包括：一切換電容轉換器，耦接於該第一電壓與該第二電壓之間；一控制電路，用以產生一控制訊號以控制該切換電容轉換器，而將該第一電壓轉換為該第二電壓或將該第二電壓轉換為該第一電壓；以及一零電流估計電路，耦接於該切換電容轉換器；其中該切換電容轉換器包括：至少一諧振電容；複數開關，與該至少一諧振電容耦接；以及至少一電感；其中，該零電流估計電路耦接於該至少一電感及/或該至少一諧振電容，用以根據該電感之兩端的電壓差，及/或該諧振電容之兩端的電壓差，以估計於一第一程序時一第一諧振電流為零之時點，及/或於至少一第二程序時對應之至少一第二諧振電流為零之時點，而在不晚於該第一諧振電流為零之時點及/或該至少一第二諧振電流為零之時點時分別對應產生一零電流估計訊號，以用於產生該控制訊號；其中，該控制訊號包括一第一操作訊號與至少一第二操作訊號；其中，在該第一程序中，藉由該第一操作訊號控制該複數開關的切換，使該至少一諧振電容與對應之該電感串聯於該第一電壓與該第二電壓之間，以形成一第一電流路徑並諧振操作；其中，在該至少一第二程序中，藉由該至少一第二操作訊號控制該複數開關的切換，使該至少一諧振電容與對應之該電感串聯於該第二電壓與一直流電位之間，而同時形成或輪流形成複數第二電流路徑並諧振操作；其中，該第一操作訊號與該至少一第二操作訊號分別各自切換至一導通位準一段導通期間，且該複數段導通期間彼此不重疊，以使該第一程序與該至少一第二程序彼此不重疊；其中，該第一程序與該至少一第二程序彼此重複地交錯排序，以將該第一電壓轉換為該第二電壓或將該第二電壓轉換為該第一電壓。
於一實施例中，該零電流估計電路於該第一諧振電流為零之時點及/或該至少一第二諧振電流為零之時點之前分別對應產生該零電流估計訊號，以用於產生該控制訊號。
於一實施例中，該零電流估計電路於該第一諧振電流為零之時點及/或該至少一第二諧振電流為零之時點分別對應產生該零電流估計訊號，以用於產生該控制訊號。
於一實施例中，該至少一電感包括一第一電感及一第二電感，及/或該至少一諧振電容包括一第一諧振電容及一第二諧振電容，流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點係早於流經該第二電感及/或該第二諧振電容之該第二諧振電流為零之時點，該零電流估計電路於流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點產生該零電流估計訊號，以用於產生該第一操作訊號及該第二操作訊號。
於一實施例中，當該控制電路於流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點根據該第一操作訊號及該第二操作訊號使該複數開關皆不導通時，流經該第二電感及/或該第二諧振電容之該第二諧振電流係經由一電流續流路徑而續流，進而使朝該第二電壓流動之該第二諧振電流處於一狀態。
於一實施例中，該狀態為該第二諧振電流停止朝該第二電壓流動，或朝該第二電壓流動之該第二諧振電流為一線性斜坡電流。
於一實施例中，該至少一電感包括一第一電感及一第二電感，及/或該至少一諧振電容包括一第一諧振電容及一第二諧振電容，流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點係早於流經該第二電感及/或該第二諧振電容之該第二諧振電流為零之時點，該零電流估計電路於流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點之前產生該零電流估計訊號，以用於產生該第一操作訊號及該第二操作訊號。
於一實施例中，當該控制電路於流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點之前根據該第一操作訊號及該第二操作訊號使該複數開關皆不導通時，流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流及流經該第二電感及/或該第二諧振電容之該第二諧振電流係分別經由一對應之電流續流路徑而續流，進而使朝該第二電壓流動之該第一諧振電流及該第二諧振電流分別處於一狀態。
於一實施例中，該狀態為該第一諧振電流及該第二諧振電流皆停止朝該第二電壓流動，或朝該第二電壓流動之該第一諧振電流及該第二諧振電流分別為一線性斜坡電流。
於一實施例中，該線性斜坡電流之電流變化速率係大於該第一諧振電流及該第二諧振電流兩者於諧振模式下之電流變化速率。
於一實施例中，當該線性斜坡電流下降達0或接近0之後，部份該複數開關導通，以進行該第一程序及/或該至少一第二程序。
於一實施例中，當該線性斜坡電流下降一段延遲時間之後且在該線性斜坡電流達0之前，部份該複數開關導通，以進行該第一程序及/或該至少一第二程序。
於一實施例中，該切換電容式電壓轉換電路更包括一非諧振電容，與該諧振電容耦接，其中該非諧振電容之跨壓，於該第一程序與該第二程序中，維持於一固定直流電壓。
於一實施例中，該零電流估計電路包括：一電壓偵測電路，用以根據該電感之兩端的電壓差，產生一電壓偵測訊號，以示意該電感之兩端的電壓差超過零電壓的一正電壓期間；以及一計時器，耦接於該電壓偵測電路之輸出端，用以根據該電壓偵測訊號產生該零電流估計訊號。
於一實施例中，該零電流估計電路包括一電壓偵測電路，用以根據該諧振電容之兩端的電壓差，產生一電壓偵測訊號，以示意該諧振電容之兩端的電壓差之峰值之一峰值時點，及其谷值之一谷值時點，並據以產生該零電流估計訊號。
於一實施例中，該計時器包括：一斜坡電路，用以根據該電壓偵測訊號，於該正電壓期間，產生一斜坡訊號之一上升斜坡，並於該正電壓期間結束後，根據該上升斜坡，產生該斜坡訊號之一下降斜坡；以及一比較電路，用以比較該斜坡訊號與一零電流閾值，而產生該零電流估計訊號，以決定該第一程序與該至少一第二程序各自的起始時點與結束時點。
於一實施例中，該斜坡電路包括：一升壓電路，用以將一斜坡電容之跨壓，於該正電壓期間，從零持續升壓，而產生該上升斜坡；以及一降壓電路，用以將該斜坡電容之跨壓，自該正電壓期間結束後，持續降壓，而產生該下降斜坡；其中該上升斜坡與該下降斜坡之斜率的絕對值相同。
於一實施例中，該升壓電路包括一第一開關與一第一電流源，其中該第一開關用以於該正電壓期間，根據該電壓偵測訊號而使該第一電流源對該斜坡電容進行充電。
於一實施例中，該降壓電路包括一第二開關與一第二電流源，其中該第二開關用以於該正電壓期間結束後，使該第二電流源對該斜坡電容進行放電。
於一實施例中，該控制電路包括：一開關控制電路，用以根據該零電流估計訊號分別決定該第一操作訊號與該至少一第二操作訊號；以及一延遲電路，用以使該零電流估計訊號持續一段延遲時間，以使該第一程序與該至少一第二程序彼此間隔該段延遲時間。
於一實施例中，該電壓偵測電路包含至少一比較器，用以對應比較該電感之兩端的電壓。
於一實施例中，該至少一比較器為二個比較器，該至少一電感包括一第一電感及一第二電感，該二個比較器之其中一者耦接於該第一電感之兩端，該二個比較器之另一者耦接於該第二電感之兩端。
於一實施例中，於該延遲時間中，該複數開關保持不導通。
於一實施例中，該計時器調整該零電流閾值之位準，以縮短或延長該零電流估計訊號之期間。
於一實施例中，該計時器包含一計數電路以及一判斷電路，該計數電路於該電壓偵測訊號由低位準切換為高位準時，該計數電路根據一時脈訊號開始計數，並將所計數結果輸出至該判斷電路，並於該電壓偵測訊號由高位準切換為低位準時，該計數電路遂從最後計數結果，根據該時脈訊號往回倒數，該判斷電路於該計數電路倒數至零或一計數閾值時，產生該零電流估計訊號。
於一實施例中，該判斷電路在產生該零電流估計訊號後，輸出一重置訊號至該計數電路以重置該計數電路。
於一實施例中，該切換電容轉換器包括散佈式切換電容轉換器(distributed switched capacitor converter)、串並聯式切換電容轉換器(series-parallel switched capacitor converter)、狄克森式切換電容轉換器(Dickson switched capacitor converter)、管線式切換電容轉換器(pipelined switched capacitor converter)或切換腔式轉換器(switched tank converter)。
於一實施例中，該串並聯式切換電容轉換器(series-parallel switched capacitor converter)包括二分之一串並聯式切換電容轉換器(2-to-1 series-parallel switched capacitor converter)、三分之一串並聯式切換電容轉換器(3-to-1 series-parallel switched capacitor converter)或四分之一串並聯式切換電容轉換器(4-to-1 series-parallel switched capacitor converter)。
於一實施例中，該直流電位為接地電位。
本發明之優點在於本發明可提供適應性導通時間及延遲時間控制以涵蓋元件之公差、可最小化延遲時間以減少有效電流及導通功率損耗、無需電流感測電阻或電流感測變壓器、減少因高電流所造成之電流感測電阻之功率損耗並解決大型電流感測電阻在低電流時之準確問題。
底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。
圖2係根據本發明之一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。切換電容式電壓轉換電路20用以將第一電壓V1轉換為第二電壓V2，或者，用以將第二電壓V2轉換為第一電壓V1。本實施例中，切換電容式電壓轉換電路20包含控制電路201、切換電容轉換器202以及零電流估計電路203。切換電容轉換器202包括彼此耦接的非諧振電容C1、諧振電容C2、諧振電容C3以及複數開關(例如開關Q1~Q10)。應注意者為，當電容C1之電容值遠大於電容C2及C3之電容值時，電容C1可被視為非諧振電容。
在一實施例中，於第一程序中，複數開關(例如開關Q1~Q10)控制非諧振電容C1與諧振電容C3串聯於第一電壓V1與第二電壓V2之間，且控制諧振電容C2與第二電壓V2並聯，諧振電容C2的另一端受控制耦接於接地電位。具體而言，開關Q1、Q2與Q3導通以控制非諧振電容C1與諧振電容C3串聯於第一電壓V1與第二電壓V2之間，開關Q4與Q5導通以控制諧振電容C2與第二電壓V2並聯，且開關Q6~Q10為不導通。本實施例中，於第一程序中，操作訊號P1A及P2A為致能，使其所控制之開關為導通，操作訊號P1B及P2B為禁能，使其所控制之開關為不導通。
於第二程序中，複數開關(例如開關Q1~Q10)控制諧振電容C2與非諧振電容C1串聯於第二電壓V2與接地電位之間，且控制諧振電容C3與第二電壓V2並聯。於第二程序中，諧振電容C2與非諧振電容C1反向串聯於第二電壓V2與接地電位之間。具體而言，開關Q6、Q7與Q8導通以控制諧振電容C2與非諧振電容C1串聯於第二電壓V2與接地電位之間，且開關Q9與Q10導通以控制諧振電容C3與第二電壓V2並聯，且開關Q1~Q5為不導通。本實施例中，於第二程序中，操作訊號P1A及P2A為禁能，使其所控制之開關為不導通，操作訊號P1B及P2B為致能，使其所控制之開關為導通。
切換電容式電壓轉換電路20藉上述週期性操作而進行第一電壓V1與第二電壓V2之間的電源轉換。本實施例中，第一電壓V1與第二電壓V2之比值為4。
需說明的是，上述於第二程序中，諧振電容C2與非諧振電容C1「反向」串聯係指，諧振電容C2的跨壓與非諧振電容C1的跨壓為反相（即正負端方向相反）。
在將第一電壓V1轉換為第二電壓V2的實施例中，於第一程序中，第一電壓V1對彼此串聯的非諧振電容C1與諧振電容C3充電，諧振電容C2則是放電以供應給第二電壓V2，亦即，諧振電容C2對耦接於第二電壓V2的非諧振電容CV2充電。而於第二程序中，非諧振電容C1則對諧振電容C2以及第二電壓V2充電。
此外，在將第二電壓V2轉換為第一電壓V1的實施例中，於第一程序中，第二電壓V2對彼此串聯的非諧振電容C1與諧振電容C3充電，且第二電壓V2對諧振電容C2充電。而於第二程序中，第二電壓V2對諧振電容C3充電，且第二電壓V2通過諧振電容C2對非諧振電容C1充電。
藉由上述的週期性操作，本實施例中，於穩態時，非諧振電容C1的跨壓VC1與第二電壓V2之比值為2，諧振電容C3之跨壓VC3與第二電壓V2之比值為1，且諧振電容C2之跨壓VC2與第二電壓V2之比值為1。在第二電壓V2為12V的實施例中，於穩態時，諧振電容C3之跨壓VC3與諧振電容C2之跨壓VC2亦皆為12V，值得注意的是，由於本發明可以使得電容上的跨壓於穩態時維持於較低的電壓，因此，電容得以維持較高的有效電容值，因而電容所需耐壓與體積皆可因此有效降低，同時，其諧振頻率較為穩定，且具有較佳的暫態響應。還值得注意的是，本發明的輸出電流（例如對應於第二電流I2），係由兩個渠道所提供，因此可降低漣波。
分別耦接於第一電壓V1與第二電壓V2的非諧振電容CV1與CV2，在第一電壓V1轉換為第二電壓V2的實施例中，分別對應於輸入電容與輸出電容，或者，在第二電壓V2轉換為第一電壓V1的實施例中，分別對應於輸出電容與輸入電容。
切換電容轉換器202更包括電感L1與電感L2，其中電感L1耦接於第二電壓V2與第一切換節點LX1之間，電感L2耦接於第二電壓V2與第二切換節點LX2之間。於第一程序中，複數開關(例如開關Q1~Q10)控制非諧振電容C1與諧振電容C3，通過第一切換節點LX1與電感L1串聯後，才串聯於第一電壓V1與第二電壓V2之間，且控制諧振電容C2通過第二切換節點LX2與電感L2串聯後，才與第二電壓V2並聯。另一方面，於第二程序中，複數開關(例如開關Q1~Q10)控制諧振電容C2與非諧振電容C1，通過第二切換節點LX2與電感L2串聯於第二電壓V2與接地電位之間，且控制諧振電容C3通過第一切換節點LX1與電感L1串聯後，才與第二電壓V2並聯。於一實施例中，電感L1與電感L2皆操作於連續導通模式，藉此，可進一步降低湧浪電流與漣波電流。
在一實施例中，非諧振電容C1之電容值遠大於諧振電容C3與諧振電容C2之電容值，使得諧振電容C3與電感的第一諧振頻率，與諧振電容C2與電感的第二諧振頻率，皆遠高於非諧振電容C1與電感的第三諧振頻率，在一較佳實施例中，第一諧振頻率與第二諧振頻率皆大於或等於第三諧振頻率的10倍。
零電流估計電路203係耦接於電感L1及L2，用以分別根據電感L1及L2之兩端的電壓差，以估計於第一程序時第一諧振電流為零之時點，及/或於第二程序時第二諧振電流為零之時點，而在不晚於第一諧振電流為零之時點及/或至少一第二諧振電流為零之時點時分別對應產生零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2，以用於產生第一操作訊號P1A及P2A及第二操作訊號P1B及P2B。於一實施例中，零電流估計電路203於第一諧振電流為零之時點及/或至少一第二諧振電流為零之時點之前分別對應產生零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2，以用於產生第一操作訊號P1A及P2A及第二操作訊號P1B及P2B。於另一實施例中，零電流估計電路203於第一諧振電流為零之時點及/或至少一第二諧振電流為零之時點分別對應產生零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2，以用於產生第一操作訊號P1A及P2A及第二操作訊號P1B及P2B。
於一實施例中，零電流估計電路203可包括一電壓偵測電路2031以及一計時器2032。請同時參照圖2及4，圖4係根據本發明之圖2及圖3顯示之實施例之訊號波形示意圖。圖4所示之實施例係於第一諧振電流為零之時點及/或至少一第二諧振電流為零之時點分別對應產生零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2。電壓偵測電路2031用以根據電感L1及L2之兩端的電壓差VL1及VL2，產生電壓偵測訊號VD1及VD2，以示意電感L1及L2之兩端的電壓差VL1及VL2超過零電壓的一正電壓期間T1。計時器2032耦接於電壓偵測電路2031之輸出端，用以根據電壓偵測訊號VD1及VD2產生零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2，以示意第一諧振電流IL1及第二諧振電流IL2為零之時點。控制電路201耦接至零電流估計電路203。控制電路201包括開關控制電路2011，用以根據零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2分別決定第一操作訊號P1A及P2A與至少一第二操作訊號P1B及P2B，以用於切換開關Q1-Q10。於一實施例中，控制電路201可根據零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2、第一操作訊號P1A及P2A及/或第二操作訊號P1B及P2B決定第一程序與第二程序各自的起始時點與結束時點。
圖3係根據本發明之一實施例顯示另一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。請同時參照圖3及4，本實施例係類似於圖2之實施例，其不同在於在本實施例中，零電流估計電路303亦可耦接於諧振電容C2及C3，用以根據諧振電容C2及C3之兩端的電壓差VC2及VC3，以估計於第一程序時第一諧振電流為零之時點，及/或於第二程序時第二諧振電流為零之時點，而在不晚於第一程序時第一諧振電流為零之時點，及/或於第二程序時第二諧振電流為零之時點時分別對應產生零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2，以用於產生第一操作訊號P1A及P2A及第二操作訊號P1B及P2B。在本實施例中，零電流估計電路303包括電壓偵測電路3031，用以根據諧振電容C2及C3之兩端的電壓差VC2及VC3，產生電壓偵測訊號VD1及VD2，以示意諧振電容C2及C3之兩端的電壓差VC2及VC3之峰值之峰值時點(如圖4所示之時點t2)，及其谷值之谷值時點(如圖4所示之時點t4)，並據以產生零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2。偵測電壓差之峰值與谷值有許多不同的實施方式，其為本領域中具有通常知識者所熟知，在此不予贅述。
圖5係根據本發明之一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路中之計時器之電路示意圖。本實施例中之計時器2032為圖2之計時器2032的一實施例。於一實施例中，圖2之計時器2032可為類比式計時器或數位式計時器。圖5之實施例為類比式計時器的一個範例。於一實施例中，計時器2032可包含斜坡電路20321及比較電路20322。請同時參照圖2及圖4，斜坡電路20321係耦接至電壓偵測電路2031，用以根據電壓偵測訊號VD1或VD2，於正電壓期間T1，產生一斜坡訊號VT1或VT2之一上升斜坡，並於正電壓期間T1結束後，根據該上升斜坡，於負電壓期間T2產生斜坡訊號VT1或VT2之一下降斜坡。所謂正電壓期間T1，係指電感L1或L2之兩端的電壓差VL1或VL2超過零電壓的期間；而負電壓期間T2，係指電感L1或L2之兩端的電壓差VL1或VL2不超過零電壓的期間。比較電路20322係耦接至斜坡電路20321，用以比較該斜坡訊號與一零電流閾值Vref1，而產生零電流估計訊號ZCPD1或ZCPD2，以決定第一程序與至少一第二程序各自的起始時點與結束時點。
於一實施例中，斜坡電路20321可包含升壓電路203211及降壓電路203212。升壓電路203211係用以將一斜坡電容之跨壓，於該正電壓期間T1，從零持續升壓，而產生上升斜坡。降壓電路203212係用以將該斜坡電容之跨壓，自該正電壓期間T1結束後，持續降壓，而產生該下降斜坡。上述升壓電路203211及降壓電路203212在對斜坡電容進行升壓或降壓的同時，均會將斜坡電容之跨壓VT1或VT2輸出至比較電路20322，以供比較電路20322與零電流閾值Vref1進行比較。於一實施例中，該上升斜坡與該下降斜坡之斜率的絕對值相同，藉此只要測得正電壓期間T1，即可估計兩倍的正電壓期間2*T1即為零電流發生的時點。於一實施例中，零電流閾值Vref1係趨近於零。在一種較佳的實施例中，零電流閾值Vref1之位準可加以調整，例如調升或調降，以調整用以提前不導通開關的期間。
圖6係根據本發明之另一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路中之計時器之電路示意圖。本實施例中之計時器4032為圖2之計時器2032的一實施例。圖6之實施例為數位式計時器的一個範例。於一實施例中，計時器4032可包含計數電路40321及判斷電路40322。計數電路40321係耦接電壓偵測電路2031，用以根據電壓偵測訊號VD1或VD2及一時脈訊號CLK產生一計數訊號CNT，計數訊號CNT代表當前所計數到的數字。判斷電路40322係耦接計數電路40321，用以根據計數訊號CNT產生零電流估計訊號ZCPD1或ZCPD2及重置訊號RESET，並根據電壓偵測訊號VD1或VD2產生上數訊號UP及下數訊號DN。當判斷電路40322偵測到該電壓偵測訊號VD1或VD2為高位準訊號時產生一上數訊號UP以回授至計數電路40321，使計數電路40321根據一時脈訊號CLK的速度從零開始往上計數並將所計數到的數字作為計數訊號CNT輸出至判斷電路40322。當判斷電路40322偵測到電壓偵測訊號VD1或VD2切換為低位準訊號時，判斷電路40322產生一下數訊號DN以回授至計數電路40321，使計數電路40321從最後計數到的數字根據該時脈訊號CLK的速度往下計數。當判斷電路40322偵測到計數訊號CNT為零，而判斷計數電路40321往下計數至零時，產生零電流估計訊號ZCPD1或ZCPD2且同時產生一重置訊號RESET以回授至計數電路40321，用以將計數電路40321重置。
圖7係根據本發明之又一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路中之零電流估計電路之電路示意圖。圖7之零電流估計電路503為圖2之零電流估計電路203之一實施例。圖7之計時器5032a或5032b為類比式計時器的另一個範例。如圖7所示，零電流估計電路503可包含電壓偵測電路5031a或5031b及計時器5032a或5032b。電壓偵測電路5031a或5031b例如為一比較器，用以偵測電感L1或L2之兩端的電壓差VL1或VL2。如圖7所示，計時器5032a或5032b可包含斜坡電路50321a或50321b及比較電路50322a或50322b。比較電路50322a或50322b用以將斜坡電容C之高壓側節點之電壓VT1或VT2與一零電流閾值Vref1相比較。比較電路50322a或50322b之正相輸入端係耦接至零電流閾值Vref1。於一實施例中，零電流閾值Vref1為正值。當電壓VT1或VT2小於零電流閾值Vref1時比較電路50322a或50322b遂產生一零電流估計訊號ZCPD1或ZCPD2。
斜坡電路50321a或50321b可包含升壓電路503211a或503211b及降壓電路503212a或503212b。升壓電路503211a或503211b可包括一第一開關S1與一第一電流源Is1，第一開關S1用以於正電壓期間T1，根據電壓偵測訊號VD1或VD2而使第一電流源Is1對斜坡電容C進行充電。降壓電路503212a或503212b可包括一第二開關S2與一第二電流源Is2，第二開關S2用以於正電壓期間T1結束後之負電壓期間T2，使第二電流源Is2對斜坡電容C進行放電。由於斜坡電容C之一端是耦接至高壓側節點，另一端是耦接至接地電位，故高壓側節點之電壓VT1或VT2相當於斜坡電容C之跨壓。於一實施例中，第一電流源Is1及第二電流源Is2可為偏置電流源。
當電壓偵測電路5031a或5031b偵測到電感L1或L2之兩端電感左側電壓VL1a或VL2a與電感右側電壓VL1b或VL2b的電壓差(VL1a-VL1b)或(VL2a-VL2b)為正時，產生一高位準的電壓偵測訊號VD1或VD2，使得第一開關S1導通，促使第一電流源Is1對斜坡電容C進行充電，進而使電壓VT1或VT2從零持續上升，且該高位準的電壓偵測訊號VD1或VD2經由反閘50323a或50323b的反邏輯運算而產生低位準的運算結果，使得第二開關S2不導通。當電壓偵測電路5031a或5031b偵測到電感L1或L2之兩端的電壓差(VL1a-VL1b)或(VL2a-VL2b)為負時產生一低位準的電壓偵測訊號VD1或VD2，使得第一開關S1不導通，且該低位準的電壓偵測訊號VD1或VD2經由反閘50323a或50323b的反邏輯運算而產生高位準的運算結果，使得第二開關S2導通，促使第二電流源Is2對斜坡電容C經由接地電位進行放電，進而使電壓VT1或VT2持續下降。請同時參照圖7與圖2，當比較電路50322a或50322b比較出電壓VT1或VT2小於零電流閾值Vref1時產生一零電流估計訊號ZCPD1或ZCPD2，以供控制電路201用於產生第一操作訊號P1A及P2A及第二操作訊號P1B及P2B。 於一實施例中，零電流閾值Vref1係趨近於零。在一實施例中，零電流閾值Vref1之位準可加以調整，例如調升或調降，以調整用以提前不導通開關的期間。於一實施例中，第一電流源Is1的電流大小係等於第二電流源Is2的電流大小，藉此圖4之正電壓期間T1才會等於負電壓期間T2。
請參閱圖4，係根據本發明之相關訊號波形示意圖。第一諧振電流IL1或第二諧振電流IL2、電感電壓VL1或VL2、電容電壓VC2或VC3、電壓偵測訊號VD1或VD2、電壓VT1或VT2、零電流估計訊號ZCPD1或ZCPD2、第一操作訊號P1A或P2A以及第二操作訊號P1B或P2B如圖4所示。
圖8A係根據本發明之再一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。圖8A中之零電流估計電路603、開關控制電路6011及切換電容轉換器602的配置與圖2類似，故不贅述。本實施例與圖2之實施例之不同在於控制電路601更包括一延遲電路6012，用以使零電流估計訊號ZCPD1或ZCPD2持續一段延遲時間Td，以使第一程序與至少一第二程序彼此間隔該段延遲時間Td。
此外，圖8B顯示圖8A所示之切換電容式電壓轉換電路60之訊號波形示意圖。第一諧振電流IL1或第二諧振電流IL2、電感電壓VL1或VL2、電壓偵測訊號VD1或VD2、電壓VT1或VT2、零電流估計訊號ZCPD1或ZCPD2、第一操作訊號P1A或P2A以及第二操作訊號P1B或P2B如圖8B所示。
圖9A及9B係根據本發明之又一實施例顯示圖2之切換電容式電壓轉換電路之控制訊號之波形示意圖。圖9A係顯示當圖2之切換電容轉換器202之諧振電容C2及電感L2與諧振電容C3及電感L1發生不平衡之情況時，第一操作訊號P1A及P2A與第二操作訊號P1B及P2B之波形示意圖。如圖9A所示，當諧振電容C2及電感L2與諧振電容C3及電感L1發生不平衡之情況時，雖然第一操作訊號P1A與P2A之導通時間Ton_1A及Ton_2A的起始時點相同，但其結束時點不同。同理，雖然第二操作訊號P1B與P2B之導通時間Ton_1B及Ton_2B之起始時點相同，但其結束時點亦不同。故如圖9B所示，於本發明之一實施例中，可調整第一操作訊號P1A及第二操作訊號P2B之導通時間Ton_1A及Ton_2B的長度，使得第一操作訊號P1A與P2A之導通時間Ton_1A及Ton_2A的起始時點與結束時點均相同，且使得第二操作訊號P1B與P2B之導通時間Ton_1B及Ton_2B的起始時點與結束時點均相同。於另一實施例中，亦可藉由調整延遲時間來調整切換頻率。
圖10係根據本發明之一實施例顯示圖2之切換電容式電壓轉換電路操作於理想諧振狀態下之訊號波形示意圖。如圖10所示，理想諧振狀態下，諧振電容C2及電感L2與諧振電容C3及電感L1為平衡時，第一諧振電流IL1與第二諧振電流IL2之波形係完全對齊。圖11係根據本發明之另一實施例顯示圖2之切換電容式電壓轉換電路操作於電容及電感不平衡狀態下之訊號波形示意圖。如圖11所示，當諧振電容C2及電感L2與諧振電容C3及電感L1發生不平衡之情況時，第二諧振電流IL2(圖11中深灰色線條所示)到達0時，第一諧振電流IL1(圖11中淺灰色線條所示)尚未達0，故造成開關實際切換時點時第二諧振電流IL2已轉為負電流，如此會造成第二諧振電流IL2具有較高的峰值，且使導通功率損耗增加。
圖12係根據本發明之又一實施例顯示圖11之實施例於第一諧振電流及第二諧振電流各自為零時分別不導通各自之開關之狀況下之訊號波形示意圖。上半部係如圖11所示發生不平衡狀態之第一諧振電流IL1及第二諧振電流IL2。下半部為第一諧振電流IL1及第二諧振電流IL2係分別於各自為零之時點不導通對應之開關。如圖12所示，藉此第二諧振電流IL2不會產生負電流且峰值下降。請同時參照圖12及圖8，於本發明之一實施例中，零電流估計電路603於第一諧振電流IL1為零之時點t2及第二諧振電流IL2為零之時點t1分別對應產生零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2，而開關控制電路6011根據零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2 分別產生第一操作訊號P1A’及P2A’與第二操作訊號P1B’及P2B’。延遲電路6012調變第一操作訊號P2A’與第二操作訊號P2B’之延遲時間的寬度，而使第一操作訊號P2A與第二操作訊號P2B具有延遲時間，並使第一操作訊號P1A與第二操作訊號P1B不具有延遲時間。故於本實施例中，第一諧振電流IL1及第二諧振電流IL2係分別於各自為零之時點不導通對應之開關，且若較早到達0者為第二諧振電流IL2，則在第二諧振電流IL2到達0且不導通對應之開關後，延遲一延遲時間直到第一諧振電流IL1到達0且不導通對應之開關為止。第一諧振電流IL1之波形係類似於圖4之波形，第二諧振電流IL2之波形係類似於圖8B之波形。
圖13係根據本發明之再一實施例顯示圖11之實施例於其中一個諧振電流較早達零之時點不導通複數開關之狀況下之訊號波形示意圖。上半部係如圖11所示發生不平衡狀態之第一諧振電流IL1及第二諧振電流IL2。下半部為第一諧振電流IL1及第二諧振電流IL2均於第二諧振電流IL2為零之時點不導通對應之開關。如圖13所示，藉此第二諧振電流IL2之峰值相較於圖12更為下降且第一諧振電流IL1更為接近方波，故其有效電流之rms(均方根)值更低。請同時參照圖13及圖8，於本發明之另一實施例中，零電流估計電路603於第二諧振電流IL2為零之時點t3產生零電流估計訊號ZCPD2且於第一諧振電流IL1為零之時點之前(例如提早到第二諧振電流IL2為零之時點t3)產生零電流估計訊號ZCPD1，而開關控制電路6011根據零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2 分別產生第一操作訊號P1A’及P2A’與第二操作訊號P1B’及P2B’。延遲電路6012調變第一操作訊號P2A’與第二操作訊號P2B’之延遲時間的寬度，而使第一操作訊號P2A與第二操作訊號P2B具有延遲時間，並使第一操作訊號P1A與第二操作訊號P1B不具有延遲時間。故於本實施例中，第一諧振電流IL1及第二諧振電流IL2均於第二諧振電流IL2為零之時點不導通對應之開關。
當控制電路601於流經電感L2之第二諧振電流IL2為零之時點根據第一操作訊號P1A、P2A及第二操作訊號P1B、P2B使複數開關Q1~Q10皆不導通時，流經電感L1之第一諧振電流IL1係經由一電流續流路徑而續流，進而使朝第二電壓V2流動之第一諧振電流IL1處於一狀態。
上述電流續流路徑可以有各種實施方式，舉例而言，再請參照圖8，當控制電路601於流經電感L2之第二諧振電流為零之時點根據第一操作訊號P1A、P2A及第二操作訊號P1B、P2B使複數開關Q1~Q10皆不導通時，流經對應之電感L1之第一諧振電流IL1係經由至少一開關(例如開關Q3及Q10)中之內接二極體(body diode)(如圖8中虛線所示)之導通而續流，進而使朝第二電壓V2流動之第一諧振電流ILo1處於一狀態。其中，電流續流路徑包括不導通狀態的開關Q3及Q10中之內接二極體(body diode )。
在電流續流路徑的另一種實施方式中，舉例而言，再請參照圖8，當控制電路601於流經電感L2之第二諧振電流為零之時點根據第一操作訊號P1A、P2A及第二操作訊號P1B、P2B使開關Q1~Q2、Q4~Q9皆不導通，且使開關Q3及Q10導通時，流經對應之電感L1之第一諧振電流IL1係經由開關Q3及Q10之導通而續流，進而使朝第二電壓V2流動之第一諧振電流ILo1處於一狀態。其中，電流續流路徑包括導通狀態的開關Q3及Q10。
於一實施例中，上述狀態為朝第二電壓V2流動之第一諧振電流ILo1是非諧振電流。於一較佳實施例中，上述狀態為第一諧振電流ILo1停止朝第二電壓V2流動或朝第二電壓V2流動之第一諧振電流ILo1為線性斜坡電流(如圖13所示)。於本實施例中，如圖8及13所示，朝第二電壓V2流動之第一諧振電流ILo1為線性斜坡電流。於一實施例中，當線性斜坡電流下降達0或接近0之後，部份複數開關導通，以進行第一程序及/或至少一第二程序。於另一實施例中，當線性斜坡電流下降一段延遲時間之後且在線性斜坡電流達0之前，部份複數開關導通，以進行第一程序及/或至少一第二程序。
於一較佳實施例中，當控制電路601於流經電感L2之第二諧振電流IL2為零之時點根據第一操作訊號P1A、P2A及第二操作訊號P1B、P2B使複數開關Q1~Q10皆不導通時，對應之電感L1之一端經由至少一開關(例如開關Q3及Q10)中之內接二極體(body diode)(如圖8之虛線所示)而導通於直流電位，使得朝第二電壓V2流動之第一諧振電流ILo1為線性斜坡電流。於一實施例中，如圖13所示，前述線性斜坡電流之電流變化速率係大於第一諧振電流IL1於諧振模式下之電流變化速率。舉例而言，電感L1經由開關Q3及Q10中之內接二極體串聯於第二電壓V2與接地電位之間，使第一諧振電流IL1得以依照例如圖8中虛線箭頭所示之電流方向續流，使得朝第二電壓V2流動之第一諧振電流ILo1為線性斜坡電流。
圖14係根據本發明之又一實施例顯示圖11之實施例於其中一個諧振電流較早達零之時點之前不導通複數開關之狀況下之訊號波形示意圖。如圖14所示，藉此第二諧振電流IL2及第一諧振電流IL1之峰值下降且更為接近方波，故其有效電流之rms(均方根)值更低。請同時參照圖14及圖8，於本發明之另一實施例中，零電流估計電路603於第二諧振電流IL2為零之時點之前(例如時點t4)產生零電流估計訊號ZCPD2且於第一諧振電流IL1為零之時點之前(例如提早到第二諧振電流IL2為零之時點之前(例如時點t4))產生零電流估計訊號ZCPD1，而開關控制電路6011根據零電流估計訊號ZCPD1及ZCPD2 分別產生第一操作訊號P1A’及P2A’與第二操作訊號P1B’及P2B’。延遲電路6012調變第一操作訊號P2A’與第二操作訊號P2B’之延遲時間的寬度，而使第一操作訊號P2A與第二操作訊號P2B具有延遲時間，並使第一操作訊號P1A與第二操作訊號P1B不具有延遲時間。故於本實施例中，第一諧振電流IL1及第二諧振電流IL2均於第二諧振電流IL2為零之時點之前(例如時點t4)不導通對應之開關。第一諧振電流IL1及第二諧振電流IL2的續流方式係類似於圖13及圖8，請參照圖13及圖8之相關敘述。
圖15係根據本發明之一實施例顯示圖10至圖14之各個實施例之比較表。由圖15可知，圖11所示之情況2的導通功率損耗最大，而本發明藉由使複數開關提早於其中一個諧振電流到達0之前(圖14所示之情況5)不導通或剛好於其中一個諧振電流(圖13所示之情況4)或兩者(圖12所示之情況3)到達0之時點不導通，可明顯降低導通功率損耗。
圖16A係根據本發明之又一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。如圖16A所示，本發明之切換電容式電壓轉換電路70包括諧振電容C1~C2、開關Q1~Q7、電感L1。開關Q1-Q2分別與對應之諧振電容C1-C2串聯，而開關Q3與電感L1串聯。
開關Q1-Q7可根據對應之操作訊號，切換所對應之諧振電容C1-C2與電感L1之電連接關係。在第一程序中，根據第一操作訊號PA，開關Q1-Q3係為導通，開關Q4-Q7係為不導通，使得諧振電容C1-C2彼此串聯後與電感L1串聯於第一電壓V1與第二電壓V2之間，以形成一第一電流路徑，以進行充電程序。在第二程序中，根據第二操作訊號PB及PC，開關Q4-Q7係導通，開關Q1-Q3係不導通，使諧振電容C1~C2彼此並聯後串聯電感L1於第二電壓V2與接地電位之間，而同時或輪流形成複數第二電流路徑，以進行放電程序。應注意者為，上述第一程序與上述第二程序係於不同的時間段重複地交錯進行，而非同時進行，以將第一電壓V1轉換為第二電壓V2或將第二電壓V2轉換為第一電壓V1。於本實施例中，每個諧振電容C1~C2的直流偏壓均為第二電壓V2，故本實施例中的諧振電容C1~C2需要耐較低的額定電壓，故可使用較小體積的電容器。
本實施例之控制電路701及零電流估計電路703可採用圖2、圖3或圖8之控制電路架構及零電流估計電路架構加以實施，請參照關於圖2、圖3或圖8之詳細敘述。諧振電流IL1之續流方式係類似於圖13及圖8，請參照關於圖13及圖8之詳細敘述。
於一實施例中，上述切換電容式電壓轉換電路70之第一電壓V1與第二電壓V2之電壓轉換比率可為3:1或2:1。
圖16B係根據本發明之一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路中之零電流估計電路之電路示意圖。本實施例係類似於圖7之實施例，其不同在於本實施例僅包括一組電壓偵測電路7031及計時器7032，而非如圖7包括兩組，請參照圖7之詳細敘述。
圖17係根據本發明之一實施例顯示圖16A之切換電容式電壓轉換電路於輪流放電之狀況下之控制訊號之波形示意圖。當圖16A之切換電容轉換器70操作成根據第二操作訊號PB及PC輪流放電時，其波形如圖17所示。請參照圖17及圖16A，於本實施例中，零電流估計電路703於諧振電流IL1每次為零之時點之前產生零電流估計訊號ZCPD，而控制電路701根據零電流估計訊號ZCPD分別產生第一操作訊號PA及第二操作訊號PB及PC。故於本實施例中，諧振電流IL1於每次諧振電流IL為零之時點之前不導通對應之開關。
圖18係根據本發明之另一實施例顯示圖16A之切換電容式電壓轉換電路於同時放電之狀況下之控制訊號之波形示意圖。當圖16A之切換電容轉換器70操作成根據第二操作訊號PB及PC同時放電時，其波形如圖18所示。請參照圖18及圖16A，於本實施例中，零電流估計電路703於諧振電流IL1每次為零之時點之前產生零電流估計訊號ZCPD，而控制電路701根據零電流估計訊號ZCPD分別產生第一操作訊號PA及第二操作訊號PB及PC。故於本實施例中，諧振電流IL1於每次諧振電流IL為零之時點之前不導通對應之開關。
圖19係根據本發明之又一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。如圖19所示，本發明之切換電容式電壓轉換電路80包含諧振電容C3、非諧振電容C1~C2、開關Q1~Q8、電感L1。
開關Q1-Q8可根據對應之操作訊號，切換所對應之諧振電容C3、非諧振電容C1~C2與電感L1之電連接關係。在第一程序中，根據第一操作訊號PA，開關Q1、Q3、Q5、Q7係為導通，開關Q2、Q4、Q6、Q8係為不導通，使得非諧振電容C1、諧振電容C3與電感L1彼此串聯於第一電壓V1與第二電壓V2之間，且使得非諧振電容C2之一端耦接於非諧振電容C1與諧振電容C3之間，而非諧振電容C2之另一端耦接至接地電位，以形成一第一電流路徑，以進行充電程序。在第二程序中，根據第二操作訊號PB，開關Q2、Q4、Q6、Q8係導通，開關Q1、Q3、Q5、Q7係不導通，使得諧振電容C3與電感L1串聯於第二電壓V2與接地電位之間，而形成第二電流路徑，以進行放電程序。應注意者為，上述第一程序與上述第二程序係於不同的時間段重複地交錯進行，而非同時進行，以將第一電壓V1轉換為第二電壓V2或將第二電壓V2轉換為第一電壓V1。
本實施例之控制電路801及零電流估計電路803可採用圖2、圖3或圖8之控制電路架構及零電流估計電路架構加以實施，請參照關於圖2、圖3或圖8之詳細敘述。諧振電流IL1之續流方式係類似於圖13及圖8，請參照關於圖13及圖8之詳細敘述。
圖20係根據本發明之再一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。本實施例中的切換電容轉換器902與圖2的切換電容轉換器202相似，其差別在於，切換電容轉換器902之電感L1係與諧振電容C3直接串聯電連接，而形成諧振槽9021，而切換電容轉換器902之電感L2係與諧振電容C2直接串聯電連接，而形成諧振槽9022。在一實施例中，於第一程序中，複數開關(例如開關Q1~Q10)控制諧振槽9021與非諧振電容C1串聯於第一電壓V1與第二電壓V2之間，且控制諧振槽9022與第二電壓V2並聯。另一方面，於第二程序中，複數開關(例如開關Q1~Q10)控制諧振槽9022與非諧振電容C1串聯於第二電壓V2與接地電位之間，且控制諧振槽9021與第二電壓V2並聯，切換電容轉換器902藉由上述週期性操作，以諧振方式操作而達成第一電壓V1與第二電壓V2之間的電源轉換。上述複數開關(例如開關Q1~Q10)的控制細節可參照圖2的實施例。
本實施例之控制電路901及零電流估計電路903可採用圖2、圖3或圖8之控制電路架構及零電流估計電路架構加以實施，請參照關於圖2、圖3或圖8之詳細敘述。如圖20所示，當控制電路901於流經電感L2之第二諧振電流IL2為零之時點及/或流經電感L1之第一諧振電流IL1為零之時點之前根據第一操作訊號P1A、P2A及第二操作訊號P1B、P2B使複數開關Q1~Q10皆不導通時，流經對應之電感L1及L2之第一諧振電流IL1及/或第二諧振電流IL2係分別經由至少一開關(例如開關Q9及Q3與開關Q4及Q6)中之內接二極體(body diode)(如圖20中虛線所示)之導通，而分別經由諧振槽9021及9022與至少一開關(例如開關Q9及Q3與開關Q4及Q6)中之內接二極體(如圖20中虛線所示)所形成之閉迴路9023及9024續流，進而使得第一諧振電流ILo1及第二諧振電流ILo2停止朝第二電壓V2流動。如圖20所示，至少一諧振電容C3及至少一電感L1形成諧振槽9021，至少一諧振電容C2及至少一電感L2形成諧振槽9022。在此情況下，閉迴路電流(即第一諧振電流IL1及第二諧振電流IL2)無淨電流流入或流出非諧振電容(亦可稱為輸出電容)CV2。
舉例而言，流經對應之電感L1之第一諧振電流IL1係經由開關Q9及Q3中之內接二極體之導通，而經由諧振槽9021與開關Q9及Q3中之內接二極體所形成之閉迴路9023續流，進而使得第一諧振電流ILo1停止朝第二電壓V2流動。流經對應之電感L2之第二諧振電流IL2係經由開關Q4及Q6中之內接二極體之導通，而經由諧振槽9022與開關Q4及Q6中之內接二極體所形成之閉迴路9024續流，進而使得第二諧振電流ILo2停止朝第二電壓V2流動。
圖21係根據本發明之又一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。如圖21所示，切換電容式電壓轉換電路100包含諧振電容C1、C3、至少一非諧振電容C2、開關Q1~Q10、諧振電感L1、L2、控制電路1001以及零電流估計電路1003。
如圖21所示，控制電路1001係用以產生第一操作訊號P1A及P2A、第二操作訊號P1B及P2B，以分別對應一第一諧振程序與一第二諧振程序，而操作對應之複數開關(例如開關Q1~Q10)，以切換所對應之諧振電容C1、C3及非諧振電容C2之電連接關係。切換電容式電壓轉換電路100包含至少一諧振槽，例如諧振槽10021及10022，諧振槽10021具有彼此串聯之諧振電容C1與諧振電感L1，而諧振槽10022具有彼此串聯之諧振電容C3與諧振電感L2。開關Q1-Q10與至少一諧振槽10021、10022對應耦接，分別根據對應之第一操作訊號P1A及P2A與第二操作訊號P1B及P2B，以切換所對應之諧振槽10021、10022之電連接關係而對應第一諧振程序與第二諧振程序。於第一諧振程序中，對所對應之諧振槽10021、10022進行諧振充電，於第二諧振程序中對所對應之諧振槽10021、10022進行諧振放電。至少一非諧振電容C2係與至少一諧振槽10021、10022耦接，第一操作訊號P1A及P2A與第二操作訊號P1B及P2B切換非諧振電容C2與至少一諧振槽10021、10022之電連接關係。非諧振電容C2之跨壓維持與第一電壓V1成一固定比例，例如在本實施例中為二分之一第一電壓V1。第一諧振程序與第二諧振程序彼此重複地交錯排序，以將第一電壓V1轉換為第二電壓V2或將第二電壓V2轉換為第一電壓V1。第一操作訊號P1A及P2A與第二操作訊號P1B及P2B分別各自切換至導通位準一段導通期間，且複數段導通期間彼此不重疊，以使第一諧振程序與第二諧振程序彼此不重疊。
於第一諧振程序中，根據第一操作訊號P1A及P2A，開關Q1、Q3、Q5、Q8、Q9係導通，開關Q2、Q4、Q6、Q7、Q10係不導通，使得諧振槽10021之諧振電容C1與諧振電感L1串聯於第一電壓V1與第二電壓V2之間，且使得非諧振電容C2與諧振槽10022之諧振電容C3及諧振電感L2串聯於接地電位與第二電壓V2之間，而對諧振電容C1及C3進行充電，並對非諧振電容C2進行放電。於第二諧振程序中，根據第二操作訊號P1B及P2B，開關Q2、Q4、Q6、Q7、Q10係導通，開關Q1、Q3、Q5、Q8、Q9係不導通，使得非諧振電容C2與諧振槽10021之諧振電容C1及諧振電感L1串聯於接地電位與第二電壓V2之間，且使諧振槽10022之諧振電容C3與諧振電感L2串聯於接地電位與第二電壓V2之間，而對諧振電容C1、C3進行放電，並對非諧振電容C2進行充電。
有關具有如圖21所示之諧振槽10021與10022之切換電容式電壓轉換電路100的操作方式，此為本領域中具有通常知識者所熟知，在此不予贅述。
本實施例之控制電路1001及零電流估計電路1003可採用圖2、圖3或圖8之控制電路架構及零電流估計電路架構加以實施，請參照關於圖2、圖3或圖8之詳細敘述。如圖21所示，當控制電路1001於流經諧振電感L2之第二諧振電流IL2為零之時點及/或流經諧振電感L1之第一諧振電流IL1為零之時點之前根據第一操作訊號P1A、P2A及第二操作訊號P1B、P2B使複數開關Q1~Q10皆不導通時，對應之諧振電感L1之一端經由至少一開關(例如開關Q8及Q2)中之內接二極體(body diode)(如圖21之虛線所示)而導通於直流電位，使得朝第二電壓V2流動之第一諧振電流ILo1為線性斜坡電流。舉例而言，諧振電感L1經由開關Q8、Q2及Q5中之內接二極體串聯於第二電壓V2與接地電位之間，使第一諧振電流IL1得以依照例如圖21中虛線箭頭所示之電流方向續流。再請繼續參考圖21，當控制電路1001於流經諧振電感L2之第二諧振電流IL2為零之時點及/或流經諧振電感L1之第一諧振電流IL1為零之時點之前根據第一操作訊號P1A、P2A及第二操作訊號P1B、P2B使複數開關Q1~Q10皆不導通時，流經對應之諧振電感L2之第二諧振電流IL2係經由至少一開關(例如開關Q4及Q9)中之內接二極體(body diode)(如圖21中虛線所示)之導通，而經由諧振槽10022與至少一開關(例如開關Q4及Q9)中之內接二極體(如圖21中虛線所示)所形成之閉迴路10023續流，進而使得第二諧振電流ILo2停止朝第二電壓V2流動。在此情況下，閉迴路電流(即第二諧振電流IL2)無淨電流流入或流出非諧振電容(亦可稱為輸出電容)CV2。
圖22係根據本發明之又一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。本實施例係多個諧振電容共用一充電電感或一放電電感，藉此無論諧振電容數量為多少，都只需要一個充電電感及一個放電電感，可進一步減少電感的數量。如圖22所示，本發明之切換電容式電壓轉換電路110包含諧振電容C1~C3、開關Q1~Q10、電感L1~L2。開關Q1-Q3分別與對應之諧振電容C1-C3串聯，而開關Q4與電感L1串聯。應注意者為，本發明之切換電容式電壓轉換電路中的電容數量並不限於本實施例的三個，亦可為二個或四個以上。
開關Q1-Q10可根據對應之操作訊號，切換所對應之諧振電容C1-C3與電感L1及電感L2之電連接關係。在第一程序中，根據第一操作訊號PA，開關Q1-Q4係為導通，開關Q5-Q10係為不導通，使得諧振電容C1-C3彼此串聯後與電感L1串聯於第一電壓V1與第二電壓V2之間，以形成一第一電流路徑，以進行充電程序。在第二程序中，根據第二操作訊號PB、PC及PD，開關Q5-Q10係導通，開關Q1-Q4係不導通，使諧振電容C1~C3彼此並聯後串聯電感L2於第二電壓V2與接地電位之間，而同時或輪流形成複數第二電流路徑，以進行放電程序。應注意者為，上述第一程序與上述第二程序係於不同的時間段交錯進行，而非同時進行，以將第一電壓V1轉換為第二電壓V2或將第二電壓V2轉換為第一電壓V1。於本實施例中，每個諧振電容C1、C2、C3的直流偏壓均為第二電壓V2，故本實施例中的諧振電容C1、C2、C3需要耐較低的額定電壓，故可使用較小體積的電容器。
本實施例之控制電路1101及零電流估計電路1103可採用圖2、圖3或圖8之控制電路架構及零電流估計電路架構加以實施，請參照關於圖2、圖3或圖8之詳細敘述。第一諧振電流IL1之續流方式係類似於圖13及圖8，請參照關於圖13及圖8之詳細敘述。
於一實施例中，上述第一程序具有一第一諧振頻率，上述第二程序具有一第二諧振頻率。於一較佳實施例中，上述第一諧振頻率與上述第二諧振頻率相同。於另一實施例中，上述第一諧振頻率與上述第二諧振頻率不同。於一實施例中，電感L1之電感值相等於電感L2之電感值。於另一實施例中，電感L1之電感值不同於電感L2之電感值。
圖23係根據本發明之又一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。本實施例中的切換電容轉換器1202與圖2的切換電容轉換器202相似，其差別在於，切換電容轉換器1202是共用一電感L，電感L耦接於第二電壓V2與切換節點LX之間，於第一程序中，複數開關(例如開關Q1~Q10)控制非諧振電容C1與諧振電容C3，通過切換節點LX與電感L串聯後，才串聯於第一電壓V1與第二電壓V2之間，且控制諧振電容C2通過切換節點LX與電感L串聯後，才與第二電壓V2並聯。另一方面，於第二程序中，複數開關(例如開關Q1~Q10)控制諧振電容C2與非諧振電容C1，通過切換節點LX與電感L串聯於第二電壓V2與接地電位之間，且控制諧振電容C3通過切換節點LX與電感器L串聯後，才與第二電壓V2並聯。本實施例中，非諧振電容C1、諧振電容C2與諧振電容C3皆與電感L通過諧振而進行第一電壓V1與第二電壓V2之間的轉換。上述複數開關(例如開關Q1~Q10)的控制細節可參照圖2的實施例。
本實施例之控制電路1201及零電流估計電路1203可採用圖2、圖3或圖8之控制電路架構及零電流估計電路架構加以實施，請參照關於圖2、圖3或圖8之詳細敘述。諧振電流IL之續流方式係類似於圖13及圖8，請參照關於圖13及圖8之詳細敘述。
本發明如上所述提供了一種切換電容式電壓轉換電路，其藉由特殊的電路設計可提供適應性導通時間及延遲時間控制以涵蓋元件之公差、可最小化延遲時間以減少有效電流及導通功率損耗、無需電流感測電阻或電流感測變壓器、減少因高電流所造成之電流感測電阻之功率損耗並解決電流感測電阻在低電流時之準度問題。
需說明的是，前述實施例中提到的「高位準」與「低位準」僅為舉例，並非用以限制本發明之範疇，在其他實施例中，前述的「高位準」與「低位準」，在前述符合本發明相同的精神下，可依實際所採用的開關型態與邏輯基礎，而適應性地至少部分調整或交換。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之最廣的權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及／或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。
10:電源轉換器 20, 30, 60, 70, 80, 90, 100, 110, 120:切換電容式電壓轉換電路 101, 102:零電流感測電路 201, 301, 601, 701, 801, 901, 1001, 1101, 1201:控制電路 202, 302, 602, 702, 802, 902, 1002, 1102, 1202:切換電容轉換器 203, 303, 503, 603, 703, 803, 903, 1003, 1103, 1203:零電流估計電路 2011, 3011, 6011:開關控制電路 2031, 3031, 5031a, 5031b, 6031, 7031:電壓偵測電路 2032, 4032, 5032a, 5032b, 6032, 7032:計時器 6012:延遲電路 9021, 9022, 10021, 10022:諧振槽 9023, 9024, 10023:閉迴路 20321, 50321a, 50321b, 70321:斜坡電路 20322, 50322a, 50322b, 70322:比較電路 40321:計數電路 40322:判斷電路 50323a, 50323b, 70323:反閘 203211, 503211a, 503211b, 703211:升壓電路 203212, 503212a, 503212b, 703212:降壓電路 C:斜坡電容 C1, C2, C3, CV1, CV2:(非)諧振電容/電容 CLK:時脈訊號 CNT:計數訊號 DN:下數訊號 I1:第一電流 I2:第二電流 IC2, IC3:電容電流 IL, ILo:諧振電流 IL1, ILo1:(第一)諧振電流 IL2, ILo2:第二諧振電流 Is1:第一電流源 Is2:第二電流源 L, L1, L2:電感 LX:切換節點 LX1:第一切換節點 LX2:第二切換節點 PA, P1A, P1A’, P2A, P2A’:第一操作訊號 PB, P1B, P1B’, P2B, P2B’, PC, PD:第二操作訊號 Q1~Q10:開關 RESET:重置訊號 S1:第一開關 S2:第二開關 T1:正電壓期間 T2:負電壓期間 Td, Td_A, Td_1A, Td_2A, Td_B, Td_1B, Td_2B, Td_C:延遲時間 Ton_A, Ton_1A, Ton_2A, Ton_B, Ton_1B, Ton_2B, Ton_C:導通時間 Tsw:切換週期 t0~t9:時點 UP:上數訊號 V1:第一電壓 V2:第二電壓 VC1, VC2, VC3:跨壓/電壓差/電容電壓 VD, VD1, VD2:電壓偵測訊號 VL1, VL2:電壓差/電感電壓 VL1a, VL2a:左側電壓 VL1b, VL2b:右側電壓 Vref1:零電流閾值 VT, VT1, VT2:斜坡訊號/跨壓/電壓 ZCPD, ZCPD1, ZCPD2:零電流估計訊號
圖1係為習知的電源轉換器。
圖2係根據本發明之一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。
圖3係根據本發明之另一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。
圖4係根據本發明之圖2與3顯示之實施例之訊號波形示意圖。
圖5係根據本發明之一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路中之計時器之電路示意圖。
圖6係根據本發明之另一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路中之計時器之電路示意圖。
圖7係根據本發明之又一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路中之零電流估計電路之電路示意圖。
圖8A及8B係根據本發明之再一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖及訊號波形示意圖。
圖9A及9B係根據本發明之又一實施例顯示圖2之切換電容式電壓轉換電路之控制訊號之波形示意圖。
圖10係根據本發明之一實施例顯示圖2之切換電容式電壓轉換電路操作於理想諧振狀態下之訊號波形示意圖。
圖11係根據本發明之另一實施例顯示圖2之切換電容式電壓轉換電路操作於電容及電感不平衡狀態下之訊號波形示意圖。
圖12係根據本發明之又一實施例顯示圖11之實施例於第一諧振電流及第二諧振電流各自為零時分別不導通各自之開關之狀況下之訊號波形示意圖。
圖13係根據本發明之再一實施例顯示圖11之實施例於其中一個諧振電流較早達零之時點不導通複數開關之狀況下之訊號波形示意圖。
圖14係根據本發明之又一實施例顯示圖11之實施例於其中一個諧振電流較早達零之時點之前不導通複數開關之狀況下之訊號波形示意圖。
圖15係根據本發明之一實施例顯示圖10至圖14之各個實施例之比較表。
圖16A係根據本發明之再一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。
圖16B係根據本發明之一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路中之零電流估計電路之電路示意圖。
圖17係根據本發明之一實施例顯示圖16A之切換電容式電壓轉換電路於輪流放電之狀況下之控制訊號之波形示意圖。
圖18係根據本發明之另一實施例顯示圖16A之切換電容式電壓轉換電路於同時放電之狀況下之控制訊號之波形示意圖。
圖19係根據本發明之又一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。
圖20係根據本發明之再一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。
圖21係根據本發明之又一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。
圖22係根據本發明之再一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。
圖23係根據本發明之又一實施例顯示一切換電容式電壓轉換電路之電路示意圖。
20:切換電容式電壓轉換電路
201:控制電路
202:切換電容轉換器
203:零電流估計電路
2011:開關控制電路
2031:電壓偵測電路
2032:計時器
C1,C2,C3,CV1,CV2:(非)諧振電容/電容
I1:第一電流
I2:第二電流
IC2,IC3:電容電流
IL1,ILo1:第一諧振電流
IL2,ILo2:第二諧振電流
L1,L2:電感
LX1:第一切換節點
LX2:第二切換節點
P1A,P2A:第一操作訊號
P1B,P2B:第二操作訊號
Q1~Q10:開關
V1:第一電壓
V2:第二電壓
VC1,VC2,VC3:跨壓
VD1,VD2:電壓偵測訊號
VL1,VL2:電壓差
ZCPD1,ZCPD2:零電流估計訊號

Claims (28)

  1. 一種切換電容式電壓轉換電路，用以將一第一電壓轉換為一第二電壓或將該第二電壓轉換為該第一電壓，該切換電容式電壓轉換電路包含：一切換電容轉換器，耦接於該第一電壓與該第二電壓之間；一控制電路，用以產生一控制訊號以控制該切換電容轉換器，而將該第一電壓轉換為該第二電壓或將該第二電壓轉換為該第一電壓；以及一零電流估計電路，耦接於該切換電容轉換器；其中該切換電容轉換器包括：至少一諧振電容；複數開關，與該至少一諧振電容耦接；以及至少一電感；其中，該零電流估計電路耦接於該至少一電感及/或該至少一諧振電容，用以根據該電感之兩端的電壓差，及/或該諧振電容之兩端的電壓差，以估計於一第一程序時一第一諧振電流為零之時點，及/或於至少一第二程序時對應之至少一第二諧振電流為零之時點，而在不晚於該第一諧振電流為零之時點及/或該至少一第二諧振電流為零之時點時分別對應產生一零電流估計訊號，以用於產生該控制訊號；其中，該控制訊號包括一第一操作訊號與至少一第二操作訊號；其中，在該第一程序中，藉由該第一操作訊號控制該複數開關的切換，使該至少一諧振電容與對應之該電感串聯於該第一電壓與該第二電壓之間，以形成一第一電流路徑並諧振操作； 其中，在該至少一第二程序中，藉由該至少一第二操作訊號控制該複數開關的切換，使該至少一諧振電容與對應之該電感串聯於該第二電壓與一直流電位之間，而同時形成或輪流形成複數第二電流路徑並諧振操作；其中，該第一操作訊號與該至少一第二操作訊號分別各自切換至一導通位準一段導通期間，且該複數段導通期間彼此不重疊，以使該第一程序與該至少一第二程序彼此不重疊；其中，該第一程序與該至少一第二程序彼此重複地交錯排序，以將該第一電壓轉換為該第二電壓或將該第二電壓轉換為該第一電壓；其中該零電流估計電路包括：一電壓偵測電路，用以根據該電感之兩端的電壓差，產生一電壓偵測訊號，以示意該電感之兩端的電壓差超過零電壓的一第一電壓期間；以及一計時器，耦接於該電壓偵測電路之輸出端，用以根據該電壓偵測訊號，計時具有一時間長度之該第一電壓期間且記錄該時間長度，且於該第一電壓期間結束後，計時一第二電壓期間，使得該第二電壓期間具有該時間長度，而於該第二電壓期間結束時，產生該零電流估計訊號；其中該第一電壓期間對應於該電感之兩端的電壓差為正電壓，或為負電壓。
  2. 如請求項1所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該零電流估計電路於該第一諧振電流為零之時點及/或該至少一第二諧振電流為零之時點之前分別對應產生該零電流估計訊號，以用於產生該控制訊號。
  3. 如請求項1所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該零電流估計電路於該第一諧振電流為零之時點及/或該至少一第二諧振電流為零之時點分別對應產生該零電流估計訊號，以用於產生該控制訊號。
  4. 如請求項1所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該至少一電感包括一第一電感及一第二電感，及/或該至少一諧振電容包括一第一諧振電容及一第二諧振電容，流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點係早於流經該第二電感及/或該第二諧振電容之該第二諧振電流為零之時點，該零電流估計電路於流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點產生該零電流估計訊號，以用於產生該第一操作訊號及該第二操作訊號。
  5. 如請求項4所述之切換電容式電壓轉換電路，其中當該控制電路於流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點根據該第一操作訊號及該第二操作訊號使該複數開關皆不導通時，流經該第二電感及/或該第二諧振電容之該第二諧振電流係經由一電流續流路徑而續流，進而使朝該第二電壓流動之該第二諧振電流處於一狀態。
  6. 如請求項5所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該狀態為該第二諧振電流停止朝該第二電壓流動，或朝該第二電壓流動之該第二諧振電流為一線性斜坡電流。
  7. 如請求項1所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該至少一電感包括一第一電感及一第二電感，及/或該至少一諧振電容包括一第一諧振電容及一第二諧振電容，流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點係早於流經該第二電感及/或該第二諧振電容之該第二諧振 電流為零之時點，該零電流估計電路於流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點之前產生該零電流估計訊號，以用於產生該第一操作訊號及該第二操作訊號。
  8. 如請求項7所述之切換電容式電壓轉換電路，其中當該控制電路於流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流為零之時點之前根據該第一操作訊號及該第二操作訊號使該複數開關皆不導通時，流經該第一電感及/或該第一諧振電容之該第一諧振電流及流經該第二電感及/或該第二諧振電容之該第二諧振電流係分別經由一對應之電流續流路徑而續流，進而使朝該第二電壓流動之該第一諧振電流及該第二諧振電流分別處於一狀態。
  9. 如請求項8所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該狀態為該第一諧振電流及該第二諧振電流皆停止朝該第二電壓流動，或朝該第二電壓流動之該第一諧振電流及該第二諧振電流分別為一線性斜坡電流。
  10. 如請求項6或9所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該線性斜坡電流之電流變化速率係大於該第一諧振電流及該第二諧振電流兩者於諧振模式下之電流變化速率。
  11. 如請求項6或9所述之切換電容式電壓轉換電路，其中當該線性斜坡電流下降達0或接近0之後，部份該複數開關導通，以進行該第一程序及/或該至少一第二程序。
  12. 如請求項6或9所述之切換電容式電壓轉換電路，其中當該線性斜坡電流下降一段延遲時間之後且在該線性斜坡電流達0之前，部份該複數開關導通，以進行該第一程序及/或該至少一第二程序。
  13. 如請求項1所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該直流電位為接地電位。
  14. 如請求項1所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該零電流估計電路包括一電壓偵測電路，用以根據該諧振電容之兩端的電壓差，產生一電壓偵測訊號，以示意該諧振電容之兩端的電壓差之峰值之一峰值時點，及其谷值之一谷值時點，並據以產生該零電流估計訊號。
  15. 如請求項1所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該計時器包括：一斜坡電路，用以根據該電壓偵測訊號，於該第一電壓期間，產生一斜坡訊號之一第一斜坡，並於該第一電壓期間結束後，根據該第一斜坡於該第一電壓期間結束時點之位準，產生該斜坡訊號之一第二斜坡；以及一比較電路，用以比較該斜坡訊號與一零電流閾值，而產生該零電流估計訊號，以決定該第一程序與該至少一第二程序各自的起始時點與結束時點；其中該第一斜坡與該第二斜坡的其中之一為一上升斜坡，其中之另一為一下降斜坡。
  16. 如請求項15所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該斜坡電路包括：一升壓電路，用以將一斜坡電容之跨壓，於該第一電壓期間，從零持續升壓，而產生該第一斜坡；以及一降壓電路，用以將該斜坡電容之跨壓，自該第一電壓期間結束後，持續降壓，而產生該第二斜坡；其中該第一斜坡與該第二斜坡之斜率的絕對值相同。
  17. 如請求項16所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該升壓電路包括一第一開關與一第一電流源，其中該第一開關用以於該第一電壓期間，根據該電壓偵測訊號而使該第一電流源對該斜坡電容進行充電。
  18. 如請求項17所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該降壓電路包括一第二開關與一第二電流源，其中該第二開關用以於該第一電壓期間結束後，使該第二電流源對該斜坡電容進行放電。
  19. 如請求項18所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該控制電路包括：一開關控制電路，用以根據該零電流估計訊號分別決定該第一操作訊號與該至少一第二操作訊號；以及一延遲電路，用以使該零電流估計訊號持續一段延遲時間，以使該第一程序與該至少一第二程序彼此間隔該段延遲時間。
  20. 如請求項1所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該電壓偵測電路包含至少一比較器，用以對應比較該電感之兩端的電壓。
  21. 如請求項20所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該至少一比較器為二個比較器，該至少一電感包括一第一電感及一第二電感，該二個比較器之其中一者耦接於該第一電感之兩端，該二個比較器之另一者耦接於該第二電感之兩端。
  22. 如請求項19所述之切換電容式電壓轉換電路，其中於該延遲時間中，該複數開關保持不導通。
  23. 如請求項15所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該計時器調整該零電流閾值之位準，以縮短或延長該零電流估計訊號之期間。
  24. 如請求項1所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該計時器包含一計數電路以及一判斷電路，該計數電路於該電壓偵測訊號由低位準切換為高位準時，該計數電路根據一時脈訊號自一初始值開始計數，並將所計數結果輸出至該判斷電路，並於該電壓偵測訊號由高位準切換為低位準時，該計數電路遂從最後計數結果，根據該時脈訊號往回倒數，該判斷電路於該計數電路倒數至該初始值或一計數閾值時，產生該零電流估計訊號。
  25. 如請求項24所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該判斷電路在產生該零電流估計訊號後，輸出一重置訊號至該計數電路以重置該計數電路。
  26. 如請求項1所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該切換電容轉換器包括散佈式切換電容轉換器(distributed switched capacitor converter)、串並聯式切換電容轉換器(series-parallel switched capacitor converter)、狄克森式切換電容轉換器(Dickson switched capacitor converter)、管線式切換電容轉換器(pipelined switched capacitor converter)或切換腔式轉換器(switched tank converter)。
  27. 如請求項26所述之切換電容式電壓轉換電路，其中該串並聯式切換電容轉換器(series-parallel switched capacitor converter)包括二分之一串並聯式切換電容轉換器(2-to-1 series-parallel switched capacitor converter)、三分之一串並聯式切換電容轉換器(3-to-1 series-parallel switched capacitor converter)或四分之一串並聯式切換電容轉換器(4-to-1 series-parallel switched capacitor converter)。
  28. 一種切換電容式電壓轉換電路，用以將一第一電壓轉換為一第二電壓或將該第二電壓轉換為該第一電壓，該切換電容式電壓轉換電路包含：一切換電容轉換器，耦接於該第一電壓與該第二電壓之間；一控制電路，用以產生一控制訊號以控制該切換電容轉換器，而將該第一電壓轉換為該第二電壓或將該第二電壓轉換為該第一電壓；一零電流估計電路，耦接於該切換電容轉換器；以及一非諧振電容，與至少一諧振電容耦接，其中該非諧振電容之跨壓，於一第一程序與至少一第二程序中，維持於一固定直流電壓；其中該切換電容轉換器包括：該至少一諧振電容；複數開關，與該至少一諧振電容耦接；以及至少一電感；其中，該零電流估計電路耦接於該至少一電感及/或該至少一諧振電容，用以根據該電感之兩端的電壓差，及/或該諧振電容之兩端的電壓差，以估計於該第一程序時一第一諧振電流為零之時點，及/或於該至少一第二程序時對應之至少一第二諧振電流為零之時點，而在不晚於該第一諧振電流為零之時點及/或該至少一第二諧振電流為零之時點時分別對應產生一零電流估計訊號，以用於產生該控制訊號；其中，該控制訊號包括一第一操作訊號與至少一第二操作訊號；其中，在該第一程序中，藉由該第一操作訊號控制該複數開關的切換，使該至少一諧振電容與對應之該電感串聯於該第一電壓與該第二電壓之間，以形成一第一電流路徑並諧振操作； 其中，在該至少一第二程序中，藉由該至少一第二操作訊號控制該複數開關的切換，使該至少一諧振電容與對應之該電感串聯於該第二電壓與一直流電位之間，而同時形成或輪流形成複數第二電流路徑並諧振操作；其中，該第一操作訊號與該至少一第二操作訊號分別各自切換至一導通位準一段導通期間，且該複數段導通期間彼此不重疊，以使該第一程序與該至少一第二程序彼此不重疊；其中，該第一程序與該至少一第二程序彼此重複地交錯排序，以將該第一電壓轉換為該第二電壓或將該第二電壓轉換為該第一電壓。
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