CN116470752A - 切换电容式电压转换电路 - Google Patents

Abstract

一种切换电容式电压转换电路，包括：切换电容转换器、控制电路及零电流估计电路；切换电容转换器包括至少一谐振电容、多个开关，以及至少一电感；零电流估计电路耦接于至少一电感及/或至少一谐振电容，用以根据电感的两端的电压差，及/或谐振电容的两端的电压差，以估计于第一程序时一第一谐振电流为零的时点，及/或于至少一第二程序时对应的至少一第二谐振电流为零的时点，而在不晚于第一谐振电流为零的时点及/或至少一第二谐振电流为零的时点时分别对应产生零电流估计信号，以用于产生控制信号。

Description

切换电容式电压转换电路

技术领域

本发明涉及一种切换电容式电压转换电路，特别涉及一种能够估计零电流时点并于不晚于零电流时点的时点切换开关的切换电容式电压转换电路。

背景技术

图1显示已知的电源转换器。此传统的电源转换器10利用零电流感测电路101感测开关Q5及Q6之间的节点上的电压，并利用零电流感测电路102感测开关Q9及Q10之间的节点上的电压。此方法会受限于数字控制器栅极指令及开关实际不导通之间的固有延迟。

有鉴于此，本发明即针对上述现有技术的不足，提出一种创新的电源转换器。

发明内容

于一观点中，本发明提供一种切换电容式电压转换电路，用以将一第一电压转换为一第二电压或将该第二电压转换为该第一电压，该切换电容式电压转换电路包括：一切换电容转换器，耦接于该第一电压与该第二电压之间；一控制电路，用以产生一控制信号以控制该切换电容转换器，而将该第一电压转换为该第二电压或将该第二电压转换为该第一电压；以及一零电流估计电路，耦接于该切换电容转换器；其中该切换电容转换器包括：至少一谐振电容；多个开关，与该至少一谐振电容耦接；以及至少一电感；其中，该零电流估计电路耦接于该至少一电感及/或该至少一谐振电容，用以根据该电感的两端的电压差，及/或该谐振电容的两端的电压差，以估计于一第一程序时一第一谐振电流为零的时点，及/或于至少一第二程序时对应的至少一第二谐振电流为零的时点，而在不晚于该第一谐振电流为零的时点及/或该至少一第二谐振电流为零的时点时分别对应产生一零电流估计信号，以用于产生该控制信号；其中，该控制信号包括一第一操作信号与至少一第二操作信号；其中，在该第一程序中，通过该第一操作信号控制该多个开关的切换，使该至少一谐振电容与对应的该电感串联于该第一电压与该第二电压之间，以形成一第一电流路径并谐振操作；其中，在该至少一第二程序中，通过该至少一第二操作信号控制该多个开关的切换，使该至少一谐振电容与对应的该电感串联于该第二电压与一直流电位之间，而同时形成或轮流形成多个第二电流路径并谐振操作；其中，该第一操作信号与该至少一第二操作信号分别各自切换至一导通位准一段导通期间，且该多个段导通期间彼此不重叠，以使该第一程序与该至少一第二程序彼此不重叠；其中，该第一程序与该至少一第二程序彼此重复地交错排序，以将该第一电压转换为该第二电压或将该第二电压转换为该第一电压。

于一实施例中，该零电流估计电路于该第一谐振电流为零的时点及/或该至少一第二谐振电流为零的时点之前分别对应产生该零电流估计信号，以用于产生该控制信号。

于一实施例中，该零电流估计电路于该第一谐振电流为零的时点及/或该至少一第二谐振电流为零的时点分别对应产生该零电流估计信号，以用于产生该控制信号。

于一实施例中，该至少一电感包括一第一电感及一第二电感，及/或该至少一谐振电容包括一第一谐振电容及一第二谐振电容，流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点早于流经该第二电感及/或该第二谐振电容的该第二谐振电流为零的时点，该零电流估计电路于流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点产生该零电流估计信号，以用于产生该第一操作信号及该第二操作信号。

于一实施例中，当该控制电路于流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点根据该第一操作信号及该第二操作信号使该多个开关都不导通时，流经该第二电感及/或该第二谐振电容的该第二谐振电流经由一电流续流路径而续流，进而使朝该第二电压流动的该第二谐振电流处于一状态。

于一实施例中，该状态为该第二谐振电流停止朝该第二电压流动，或朝该第二电压流动的该第二谐振电流为一线性斜坡电流。

于一实施例中，该至少一电感包括一第一电感及一第二电感，及/或该至少一谐振电容包括一第一谐振电容及一第二谐振电容，流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点早于流经该第二电感及/或该第二谐振电容的该第二谐振电流为零的时点，该零电流估计电路于流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点之前产生该零电流估计信号，以用于产生该第一操作信号及该第二操作信号。

于一实施例中，当该控制电路于流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点之前根据该第一操作信号及该第二操作信号使该多个开关都不导通时，流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流及流经该第二电感及/或该第二谐振电容的该第二谐振电流分别经由一对应的电流续流路径而续流，进而使朝该第二电压流动的该第一谐振电流及该第二谐振电流分别处于一状态。

于一实施例中，该状态为该第一谐振电流及该第二谐振电流都停止朝该第二电压流动，或朝该第二电压流动的该第一谐振电流及该第二谐振电流分别为一线性斜坡电流。

于一实施例中，该线性斜坡电流的电流变化速率大于该第一谐振电流及该第二谐振电流两者于谐振模式下的电流变化速率。

于一实施例中，当该线性斜坡电流下降达0或接近0之后，部分该多个开关导通，以进行该第一程序及/或该至少一第二程序。

于一实施例中，当该线性斜坡电流下降一段延迟时间之后且在该线性斜坡电流达0之前，部分该多个开关导通，以进行该第一程序及/或该至少一第二程序。

于一实施例中，该切换电容式电压转换电路还包括一非谐振电容，与该谐振电容耦接，其中该非谐振电容的跨压，于该第一程序与该第二程序中，维持于一固定直流电压。

于一实施例中，该零电流估计电路包括：一电压侦测电路，用以根据该电感的两端的电压差，产生一电压侦测信号，以示意该电感的两端的电压差超过零电压的一正电压期间；以及一计时器，耦接于该电压侦测电路的输出端，用以根据该电压侦测信号产生该零电流估计信号。

于一实施例中，该零电流估计电路包括一电压侦测电路，用以根据该谐振电容的两端的电压差，产生一电压侦测信号，以示意该谐振电容的两端的电压差的峰值的一峰值时点，及其谷值的一谷值时点，并据以产生该零电流估计信号。

于一实施例中，该计时器包括：一斜坡电路，用以根据该电压侦测信号，于该正电压期间，产生一斜坡信号的一上升斜坡，并于该正电压期间结束后，根据该上升斜坡，产生该斜坡信号的一下降斜坡；以及一比较电路，用以比较该斜坡信号与一零电流阈值，而产生该零电流估计信号，以决定该第一程序与该至少一第二程序各自的起始时点与结束时点。

于一实施例中，该斜坡电路包括：一升压电路，用以将一斜坡电容的跨压，于该正电压期间，从零持续升压，而产生该上升斜坡；以及一降压电路，用以将该斜坡电容的跨压，自该正电压期间结束后，持续降压，而产生该下降斜坡；其中该上升斜坡与该下降斜坡的斜率的绝对值相同。

于一实施例中，该升压电路包括一第一开关与一第一电流源，其中该第一开关用以于该正电压期间，根据该电压侦测信号而使该第一电流源对该斜坡电容进行充电。

于一实施例中，该降压电路包括一第二开关与一第二电流源，其中该第二开关用以于该正电压期间结束后，使该第二电流源对该斜坡电容进行放电。

于一实施例中，该控制电路包括：一开关控制电路，用以根据该零电流估计信号分别决定该第一操作信号与该至少一第二操作信号；以及一延迟电路，用以使该零电流估计信号持续一段延迟时间，以使该第一程序与该至少一第二程序彼此间隔该段延迟时间。

于一实施例中，该电压侦测电路包含至少一比较器，用以对应比较该电感的两端的电压。

于一实施例中，该至少一比较器为二个比较器，该至少一电感包括一第一电感及一第二电感，该二个比较器的其中一者耦接于该第一电感的两端，该二个比较器的另一者耦接于该第二电感的两端。

于一实施例中，于该延迟时间中，该多个开关保持不导通。

于一实施例中，该计时器调整该零电流阈值的位准，以缩短或延长该零电流估计信号的期间。

于一实施例中，该计时器包含一计数电路以及一判断电路，该计数电路于该电压侦测信号由低位准切换为高位准时，该计数电路根据一时钟信号开始计数，并将所计数结果输出至该判断电路，并于该电压侦测信号由高位准切换为低位准时，该计数电路遂从最后计数结果，根据该时钟信号往回倒数，该判断电路于该计数电路倒数至零或一计数阈值时，产生该零电流估计信号。

于一实施例中，该判断电路在产生该零电流估计信号后，输出一重置信号至该计数电路以重置该计数电路。

于一实施例中，该切换电容转换器包括散布式切换电容转换器(distributedswitched capacitor converter)、串并联式切换电容转换器(series-parallel switchedcapacitor converter)、狄克森式切换电容转换器(Dickson switched capacitorconverter)、管线式切换电容转换器(pipelined switched capacitor converter)或切换腔式转换器(switched tank converter)。

于一实施例中，该串并联式切换电容转换器(series-parallel switchedcapacitor converter)包括二分之一串并联式切换电容转换器(2-to-1series-parallelswitched capacitor converter)、三分之一串并联式切换电容转换器(3-to-1series-parallel switched capacitor converter)或四分之一串并联式切换电容转换器(4-to-1series-parallel switched capacitor converter)。

于一实施例中，该直流电位为接地电位。

本发明的优点在于本发明可提供适应性导通时间及延迟时间控制以涵盖元件的公差、可最小化延迟时间以减少有效电流及导通功率损耗、无需电流感测电阻或电流感测变压器、减少因高电流所造成的电流感测电阻的功率损耗并解决大型电流感测电阻在低电流时的准确问题。

以下通过具体实施例详加说明，会更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的效果。

附图说明

图1为已知的电源转换器。

图2是根据本发明的一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。

图3是根据本发明的另一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。

图4是根据本发明的图2与图3显示的实施例的信号波形示意图。

图5是根据本发明的一实施例显示一切换电容式电压转换电路中的计时器的电路示意图。

图6是根据本发明的另一实施例显示一切换电容式电压转换电路中的计时器的电路示意图。

图7是根据本发明的又一实施例显示一切换电容式电压转换电路中的零电流估计电路的电路示意图。

图8A及图8B是根据本发明的再一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图及信号波形示意图。

图9A及图9B是根据本发明的又一实施例显示图2的切换电容式电压转换电路的控制信号的波形示意图。

图10是根据本发明的一实施例显示图2的切换电容式电压转换电路操作于理想谐振状态下的信号波形示意图。

图11是根据本发明的另一实施例显示图2的切换电容式电压转换电路操作于电容及电感不平衡状态下的信号波形示意图。

图12是根据本发明的又一实施例显示图11的实施例于第一谐振电流及第二谐振电流各自为零时分别不导通各自的开关的状况下的信号波形示意图。

图13是根据本发明的再一实施例显示图11的实施例于其中一个谐振电流较早达零的时点不导通多个开关的状况下的信号波形示意图。

图14是根据本发明的又一实施例显示图11的实施例于其中一个谐振电流较早达零的时点之前不导通多个开关的状况下的信号波形示意图。

图15是根据本发明的一实施例显示图10至图14的各个实施例的比较表。

图16A是根据本发明的再一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。

图16B是根据本发明的一实施例显示一切换电容式电压转换电路中的零电流估计电路的电路示意图。

图17是根据本发明的一实施例显示图16A的切换电容式电压转换电路于轮流放电的状况下的控制信号的波形示意图。

图18是根据本发明的另一实施例显示图16A的切换电容式电压转换电路于同时放电的状况下的控制信号的波形示意图。

图19是根据本发明的又一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。

图20是根据本发明的再一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。

图21是根据本发明的又一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。

图22是根据本发明的再一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。

图23是根据本发明的又一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。

图中符号说明

10：电源转换器

20，30，60，70，80，90，100，110，120：切换电容式电压转换电路

101，102：零电流感测电路

201，301，601，701，801，901，1001，1101，1201：控制电路

202，302，602，702，802，902，1002，1102，1202：切换电容转换器

203，303，503，603，703，803，903，1003，1103，1203：零电流估计电路

2011，3011，6011：开关控制电路

2031，3031，5031a，5031b，6031，7031：电压侦测电路

2032，4032，5032a，5032b，6032，7032：计时器

6012：延迟电路

9021，9022，10021，10022：谐振槽

9023，9024，10023：闭回路

20321，50321a，50321b，70321：斜坡电路

20322，50322a，50322b，70322：比较电路

40321：计数电路

40322：判断电路

50323a，50323b，70323：非门

203211，503211a，503211b，703211：升压电路

203212，503212a，503212b，703212：降压电路

C：斜坡电容

C1，C2，C3，CV1，CV2：(非)谐振电容/电容

CLK：时钟信号

CNT：计数信号

DN：下数信号

I1：第一电流

I2：第二电流

IC2，IC3：电容电流

IL，ILo：谐振电流

IL1，ILo1：(第一)谐振电流

IL2，ILo2：第二谐振电流

Is1：第一电流源

Is2：第二电流源

L，L1，L2：电感

LX：切换节点

LX1：第一切换节点

LX2：第二切换节点

PA，P1A，P1A’，P2A，P2A’：第一操作信号

PB，P1B，P1B’，P2B，P2B’，PC，PD：第二操作信号

Q1～Q10：开关

RESET：重置信号

S1：第一开关

S2：第二开关

T1：正电压期间

T2：负电压期间

Td，Td_A，Td_1A，Td_2A，Td_B，Td_1B，Td_2B，Td_C：延迟时间

Ton_A，Ton_1A，Ton_2A，Ton_B，Ton_1B，Ton_2B，Ton_C：导通时间

Tsw：切换周期

t0～t9：时点

UP：上数信号

V1：第一电压

V2：第二电压

VC1，VC2，VC3：跨压/电压差/电容电压

VD，VD1，VD2：电压侦测信号

VL1，VL2：电压差/电感电压

VL1a，VL2a：左侧电压

VL1b，VL2b：右侧电压

Vref1：零电流阈值

VT，VT1，VT2：斜坡信号/跨压/电压

ZCPD，ZCPD1，ZCPD2：零电流估计信号

具体实施方式

本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。

图2是根据本发明的一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。切换电容式电压转换电路20用以将第一电压V1转换为第二电压V2，或者，用以将第二电压V2转换为第一电压V1。本实施例中，切换电容式电压转换电路20包含控制电路201、切换电容转换器202以及零电流估计电路203。切换电容转换器202包括彼此耦接的非谐振电容C1、谐振电容C2、谐振电容C3以及多个开关(例如开关Q1～Q10)。应注意的是，当电容C1的电容值远大于电容C2及C3的电容值时，电容C1可被视为非谐振电容。

在一实施例中，于第一程序中，多个开关(例如开关Q1～Q10)控制非谐振电容C1与谐振电容C3串联于第一电压V1与第二电压V2之间，且控制谐振电容C2与第二电压V2并联，谐振电容C2的另一端受控制耦接于接地电位。具体而言，开关Q1、Q2与Q3导通以控制非谐振电容C1与谐振电容C3串联于第一电压V1与第二电压V2之间，开关Q4与Q5导通以控制谐振电容C2与第二电压V2并联，且开关Q6～Q10为不导通。本实施例中，于第一程序中，操作信号P1A及P2A为使能，使其所控制的开关为导通，操作信号P1B及P2B为禁止，使其所控制的开关为不导通。

于第二程序中，多个开关(例如开关Q1～Q10)控制谐振电容C2与非谐振电容C1串联于第二电压V2与接地电位之间，且控制谐振电容C3与第二电压V2并联。于第二程序中，谐振电容C2与非谐振电容C1反向串联于第二电压V2与接地电位之间。具体而言，开关Q6、Q7与Q8导通以控制谐振电容C2与非谐振电容C1串联于第二电压V2与接地电位之间，且开关Q9与Q10导通以控制谐振电容C3与第二电压V2并联，且开关Q1～Q5为不导通。本实施例中，于第二程序中，操作信号P1A及P2A为禁止，使其所控制的开关为不导通，操作信号P1B及P2B为使能，使其所控制的开关为导通。

切换电容式电压转换电路20通过上述周期性操作而进行第一电压V1与第二电压V2之间的电源转换。本实施例中，第一电压V1与第二电压V2的比值为4。

需说明的是，上述于第二程序中，谐振电容C2与非谐振电容C1“反向”串联是指，谐振电容C2的跨压与非谐振电容C1的跨压为反相(即正负端方向相反)。

在将第一电压V1转换为第二电压V2的实施例中，于第一程序中，第一电压V1对彼此串联的非谐振电容C1与谐振电容C3充电，谐振电容C2则是放电以供应给第二电压V2，亦即，谐振电容C2对耦接于第二电压V2的非谐振电容CV2充电。而于第二程序中，非谐振电容C1则对谐振电容C2以及第二电压V2充电。

此外，在将第二电压V2转换为第一电压V1的实施例中，于第一程序中，第二电压V2对彼此串联的非谐振电容C1与谐振电容C3充电，且第二电压V2对谐振电容C2充电。而于第二程序中，第二电压V2对谐振电容C3充电，且第二电压V2通过谐振电容C2对非谐振电容C1充电。

通过上述的周期性操作，本实施例中，于稳态时，非谐振电容C1的跨压VC1与第二电压V2的比值为2，谐振电容C3的跨压VC3与第二电压V2的比值为1，且谐振电容C2的跨压VC2与第二电压V2的比值为1。在第二电压V2为12V的实施例中，于稳态时，谐振电容C3的跨压VC3与谐振电容C2的跨压VC2也都为12V，值得注意的是，由于本发明可以使得电容上的跨压于稳态时维持于较低的电压，因此，电容得以维持较高的有效电容值，因而电容所需耐压与体积都可因此有效降低，同时，其谐振频率较为稳定，且具有较佳的瞬时响应。还值得注意的是，本发明的输出电流(例如对应于第二电流I2)，由两个渠道所提供，因此可降低涟波。

分别耦接于第一电压V1与第二电压V2的非谐振电容CV1与CV2，在第一电压V1转换为第二电压V2的实施例中，分别对应于输入电容与输出电容，或者，在第二电压V2转换为第一电压V1的实施例中，分别对应于输出电容与输入电容。

切换电容转换器202还包括电感L1与电感L2，其中电感L1耦接于第二电压V2与第一切换节点LX1之间，电感L2耦接于第二电压V2与第二切换节点LX2之间。于第一程序中，多个开关(例如开关Q1～Q10)控制非谐振电容C1与谐振电容C3，通过第一切换节点LX1与电感L1串联后，才串联于第一电压V1与第二电压V2之间，且控制谐振电容C2通过第二切换节点LX2与电感L2串联后，才与第二电压V2并联。另一方面，于第二程序中，多个开关(例如开关Q1～Q10)控制谐振电容C2与非谐振电容C1，通过第二切换节点LX2与电感L2串联于第二电压V2与接地电位之间，且控制谐振电容C3通过第一切换节点LX1与电感L1串联后，才与第二电压V2并联。于一实施例中，电感L1与电感L2都操作于连续导通模式，由此，可进一步降低涌浪电流与涟波电流。

在一实施例中，非谐振电容C1的电容值远大于谐振电容C3与谐振电容C2的电容值，使得谐振电容C3与电感的第一谐振频率，与谐振电容C2与电感的第二谐振频率，都远高于非谐振电容C1与电感的第三谐振频率，在一较佳实施例中，第一谐振频率与第二谐振频率都大于或等于第三谐振频率的10倍。

零电流估计电路203耦接于电感L1及L2，用以分别根据电感L1及L2的两端的电压差，以估计于第一程序时第一谐振电流为零的时点，及/或于第二程序时第二谐振电流为零的时点，而在不晚于第一谐振电流为零的时点及/或至少一第二谐振电流为零的时点时分别对应产生零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2，以用于产生第一操作信号P1A及P2A及第二操作信号P1B及P2B。于一实施例中，零电流估计电路203于第一谐振电流为零的时点及/或至少一第二谐振电流为零的时点之前分别对应产生零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2，以用于产生第一操作信号P1A及P2A及第二操作信号P1B及P2B。于另一实施例中，零电流估计电路203于第一谐振电流为零的时点及/或至少一第二谐振电流为零的时点分别对应产生零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2，以用于产生第一操作信号P1A及P2A及第二操作信号P1B及P2B。

于一实施例中，零电流估计电路203可包括一电压侦测电路2031以及一计时器2032。请同时参照图2及4，图4是根据本发明的图2及图3显示的实施例的信号波形示意图。图4所示的实施例于第一谐振电流为零的时点及/或至少一第二谐振电流为零的时点分别对应产生零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2。电压侦测电路2031用以根据电感L1及L2的两端的电压差VL1及VL2，产生电压侦测信号VD1及VD2，以示意电感L1及L2的两端的电压差VL1及VL2超过零电压的一正电压期间T1。计时器2032耦接于电压侦测电路2031的输出端，用以根据电压侦测信号VD1及VD2产生零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2，以示意第一谐振电流IL1及第二谐振电流IL2为零的时点。控制电路201耦接至零电流估计电路203。控制电路201包括开关控制电路2011，用以根据零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2分别决定第一操作信号P1A及P2A与至少一第二操作信号P1B及P2B，以用于切换开关Q1-Q10。于一实施例中，控制电路201可根据零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2、第一操作信号P1A及P2A及/或第二操作信号P1B及P2B决定第一程序与第二程序各自的起始时点与结束时点。

图3是根据本发明的一实施例显示另一切换电容式电压转换电路的电路示意图。请同时参照图3及图4，本实施例类似于图2的实施例，其不同在于在本实施例中，零电流估计电路303也可耦接于谐振电容C2及C3，用以根据谐振电容C2及C3的两端的电压差VC2及VC3，以估计于第一程序时第一谐振电流为零的时点，及/或于第二程序时第二谐振电流为零的时点，而在不晚于第一程序时第一谐振电流为零的时点，及/或于第二程序时第二谐振电流为零的时点时分别对应产生零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2，以用于产生第一操作信号P1A及P2A及第二操作信号P1B及P2B。在本实施例中，零电流估计电路303包括电压侦测电路3031，用以根据谐振电容C2及C3的两端的电压差VC2及VC3，产生电压侦测信号VD1及VD2，以示意谐振电容C2及C3的两端的电压差VC2及VC3的峰值的峰值时点(如图4所示的时点t2)，及其谷值的谷值时点(如图4所示的时点t4)，并据以产生零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2。侦测电压差的峰值与谷值有许多不同的实施方式，其为本领域技术人员所熟知，在此不予赘述。

图5是根据本发明的一实施例显示一切换电容式电压转换电路中的计时器的电路示意图。本实施例中的计时器2032为图2的计时器2032的一实施例。于一实施例中，图2的计时器2032可为模拟式计时器或数字式计时器。图5的实施例为模拟式计时器的一个范例。于一实施例中，计时器2032可包含斜坡电路20321及比较电路20322。请同时参照图2及图4，斜坡电路20321耦接至电压侦测电路2031，用以根据电压侦测信号VD1或VD2，于正电压期间T1，产生一斜坡信号VT1或VT2的一上升斜坡，并于正电压期间T1结束后，根据该上升斜坡，于负电压期间T2产生斜坡信号VT1或VT2的一下降斜坡。所谓正电压期间T1，是指电感L1或L2的两端的电压差VL1或VL2超过零电压的期间；而负电压期间T2，是指电感L1或L2的两端的电压差VL1或VL2不超过零电压的期间。比较电路20322耦接至斜坡电路20321，用以比较该斜坡信号与一零电流阈值Vref1，而产生零电流估计信号ZCPD1或ZCPD2，以决定第一程序与至少一第二程序各自的起始时点与结束时点。

于一实施例中，斜坡电路20321可包含升压电路203211及降压电路203212。升压电路203211用以将一斜坡电容的跨压，于该正电压期间T1，从零持续升压，而产生上升斜坡。降压电路203212用以将该斜坡电容的跨压，自该正电压期间T1结束后，持续降压，而产生该下降斜坡。上述升压电路203211及降压电路203212在对斜坡电容进行升压或降压的同时，均会将斜坡电容的跨压VT1或VT2输出至比较电路20322，以供比较电路20322与零电流阈值Vref1进行比较。于一实施例中，该上升斜坡与该下降斜坡的斜率的绝对值相同，由此只要测得正电压期间T1，即可估计两倍的正电压期间2*T1即为零电流发生的时点。于一实施例中，零电流阈值Vref1趋近于零。在一种较佳的实施例中，零电流阈值Vref1的位准可加以调整，例如调升或调降，以调整用以提前不导通开关的期间。

图6是根据本发明的另一实施例显示一切换电容式电压转换电路中的计时器的电路示意图。本实施例中的计时器4032为图2的计时器2032的一实施例。图6的实施例为数字式计时器的一个范例。于一实施例中，计时器4032可包含计数电路40321及判断电路40322。计数电路40321耦接电压侦测电路2031，用以根据电压侦测信号VD1或VD2及一时钟信号CLK产生一计数信号CNT，计数信号CNT代表当前所计数到的数字。判断电路40322耦接计数电路40321，用以根据计数信号CNT产生零电流估计信号ZCPD1或ZCPD2及重置信号RESET，并根据电压侦测信号VD1或VD2产生上数信号UP及下数信号DN。当判断电路40322侦测到该电压侦测信号VD1或VD2为高位准信号时产生一上数信号UP以反馈至计数电路40321，使计数电路40321根据一时钟信号CLK的速度从零开始往上计数并将所计数到的数字作为计数信号CNT输出至判断电路40322。当判断电路40322侦测到电压侦测信号VD1或VD2切换为低位准信号时，判断电路40322产生一下数信号DN以反馈至计数电路40321，使计数电路40321从最后计数到的数字根据该时钟信号CLK的速度往下计数。当判断电路40322侦测到计数信号CNT为零，而判断计数电路40321往下计数至零时，产生零电流估计信号ZCPD1或ZCPD2且同时产生一重置信号RESET以反馈至计数电路40321，用以将计数电路40321重置。

图7是根据本发明的又一实施例显示一切换电容式电压转换电路中的零电流估计电路的电路示意图。图7的零电流估计电路503为图2的零电流估计电路203的一实施例。图7的计时器5032a或5032b为模拟式计时器的另一个范例。如图7所示，零电流估计电路503可包含电压侦测电路5031a或5031b及计时器5032a或5032b。电压侦测电路5031a或5031b例如为一比较器，用以侦测电感L1或L2的两端的电压差VL1或VL2。如图7所示，计时器5032a或5032b可包含斜坡电路50321a或50321b及比较电路50322a或50322b。比较电路50322a或50322b用以将斜坡电容C的高压侧节点的电压VT1或VT2与一零电流阈值Vref1相比较。比较电路50322a或50322b的正相输入端耦接至零电流阈值Vref1。于一实施例中，零电流阈值Vref1为正值。当电压VT1或VT2小于零电流阈值Vref1时比较电路50322a或50322b遂产生一零电流估计信号ZCPD1或ZCPD2。

斜坡电路50321a或50321b可包含升压电路503211a或503211b及降压电路503212a或503212b。升压电路503211a或503211b可包括一第一开关S1与一第一电流源Is1，第一开关S1用以于正电压期间T1，根据电压侦测信号VD1或VD2而使第一电流源Is1对斜坡电容C进行充电。降压电路503212a或503212b可包括一第二开关S2与一第二电流源Is2，第二开关S2用以于正电压期间T1结束后的负电压期间T2，使第二电流源Is2对斜坡电容C进行放电。由于斜坡电容C的一端是耦接至高压侧节点，另一端是耦接至接地电位，故高压侧节点的电压VT1或VT2相当于斜坡电容C的跨压。于一实施例中，第一电流源Is1及第二电流源Is2可为偏置电流源。

当电压侦测电路5031a或5031b侦测到电感L1或L2的两端电感左侧电压VL1a或VL2a与电感右侧电压VL1b或VL2b的电压差(VL1a-VL1b)或(VL2a-VL2b)为正时，产生一高位准的电压侦测信号VD1或VD2，使得第一开关S1导通，促使第一电流源Is1对斜坡电容C进行充电，进而使电压VT1或VT2从零持续上升，且该高位准的电压侦测信号VD1或VD2经由非门50323a或50323b的反逻辑运算而产生低位准的运算结果，使得第二开关S2不导通。当电压侦测电路5031a或5031b侦测到电感L1或L2的两端的电压差(VL1a-VL1b)或(VL2a-VL2b)为负时产生一低位准的电压侦测信号VD1或VD2，使得第一开关S1不导通，且该低位准的电压侦测信号VD1或VD2经由非门50323a或50323b的反逻辑运算而产生高位准的运算结果，使得第二开关S2导通，促使第二电流源Is2对斜坡电容C经由接地电位进行放电，进而使电压VT1或VT2持续下降。请同时参照图7与图2，当比较电路50322a或50322b比较出电压VT1或VT2小于零电流阈值Vref1时产生一零电流估计信号ZCPD1或ZCPD2，以供控制电路201用于产生第一操作信号P1A及P2A及第二操作信号P1B及P2B。于一实施例中，零电流阈值Vref1趋近于零。在一实施例中，零电流阈值Vref1的位准可加以调整，例如调升或调降，以调整用以提前不导通开关的期间。于一实施例中，第一电流源Is1的电流大小等于第二电流源Is2的电流大小，由此图4的正电压期间T1才会等于负电压期间T2。

请参阅图4，是根据本发明的相关信号波形示意图。第一谐振电流IL1或第二谐振电流IL2、电感电压VL1或VL2、电容电压VC2或VC3、电压侦测信号VD1或VD2、电压VT1或VT2、零电流估计信号ZCPD1或ZCPD2、第一操作信号P1A或P2A以及第二操作信号P1B或P2B如图4所示。

图8A是根据本发明的再一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。图8A中的零电流估计电路603、开关控制电路6011及切换电容转换器602的配置与图2类似，故不赘述。本实施例与图2的实施例的不同在于控制电路601还包括一延迟电路6012，用以使零电流估计信号ZCPD1或ZCPD2持续一段延迟时间Td，以使第一程序与至少一第二程序彼此间隔该段延迟时间Td。

此外，图8B显示图8A所示的切换电容式电压转换电路60的信号波形示意图。第一谐振电流IL1或第二谐振电流IL2、电感电压VL1或VL2、电压侦测信号VD1或VD2、电压VT1或VT2、零电流估计信号ZCPD1或ZCPD2、第一操作信号P1A或P2A以及第二操作信号P1B或P2B如图8B所示。

图9A及图9B是根据本发明的又一实施例显示图2的切换电容式电压转换电路的控制信号的波形示意图。图9A是显示当图2的切换电容转换器202的谐振电容C2及电感L2与谐振电容C3及电感L1发生不平衡的情况时，第一操作信号P1A及P2A与第二操作信号P1B及P2B的波形示意图。如图9A所示，当谐振电容C2及电感L2与谐振电容C3及电感L1发生不平衡的情况时，虽然第一操作信号P1A与P2A的导通时间Ton_1A及Ton_2A的起始时点相同，但其结束时点不同。同理，虽然第二操作信号P1B与P2B的导通时间Ton_1B及Ton_2B的起始时点相同，但其结束时点也不同。故如图9B所示，于本发明的一实施例中，可调整第一操作信号P1A及第二操作信号P2B的导通时间Ton_1A及Ton_2B的长度，使得第一操作信号P1A与P2A的导通时间Ton_1A及Ton_2A的起始时点与结束时点均相同，且使得第二操作信号P1B与P2B的导通时间Ton_1B及Ton_2B的起始时点与结束时点均相同。于另一实施例中，也可通过调整延迟时间来调整切换频率。

图10是根据本发明的一实施例显示图2的切换电容式电压转换电路操作于理想谐振状态下的信号波形示意图。如图10所示，理想谐振状态下，谐振电容C2及电感L2与谐振电容C3及电感L1为平衡时，第一谐振电流IL1与第二谐振电流IL2的波形完全对齐。图11是根据本发明的另一实施例显示图2的切换电容式电压转换电路操作于电容及电感不平衡状态下的信号波形示意图。如图11所示，当谐振电容C2及电感L2与谐振电容C3及电感L1发生不平衡的情况时，第二谐振电流IL2(图11中深灰色线条所示)到达0时，第一谐振电流IL1(图11中浅灰色线条所示)尚未达0，故造成开关实际切换时点时第二谐振电流IL2已转为负电流，如此会造成第二谐振电流IL2具有较高的峰值，且使导通功率损耗增加。

图12是根据本发明的又一实施例显示图11的实施例于第一谐振电流及第二谐振电流各自为零时分别不导通各自的开关的状况下的信号波形示意图。上半部是如图11所示发生不平衡状态的第一谐振电流IL1及第二谐振电流IL2。下半部为第一谐振电流IL1及第二谐振电流IL2分别于各自为零的时点不导通对应的开关。如图12所示，由此第二谐振电流IL2不会产生负电流且峰值下降。请同时参照图12及图8A，于本发明的一实施例中，零电流估计电路603于第一谐振电流IL1为零的时点t2及第二谐振电流IL2为零的时点t1分别对应产生零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2，而开关控制电路6011根据零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2分别产生第一操作信号P1A’及P2A’与第二操作信号P1B’及P2B’。延迟电路6012调制第一操作信号P2A’与第二操作信号P2B’的延迟时间的宽度，而使第一操作信号P2A与第二操作信号P2B具有延迟时间，并使第一操作信号P1A与第二操作信号P1B不具有延迟时间。故于本实施例中，第一谐振电流IL1及第二谐振电流IL2分别于各自为零的时点不导通对应的开关，且若较早到达0的是第二谐振电流IL2，则在第二谐振电流IL2到达0且不导通对应的开关后，延迟一延迟时间直到第一谐振电流IL1到达0且不导通对应的开关为止。第一谐振电流IL1的波形类似于图4的波形，第二谐振电流IL2的波形类似于图8B的波形。

图13是根据本发明的再一实施例显示图11的实施例于其中一个谐振电流较早达零的时点不导通多个开关的状况下的信号波形示意图。上半部是如图11所示发生不平衡状态的第一谐振电流IL1及第二谐振电流IL2。下半部为第一谐振电流IL1及第二谐振电流IL2均于第二谐振电流IL2为零的时点不导通对应的开关。如图13所示，由此第二谐振电流IL2的峰值相较于图12更为下降且第一谐振电流IL1更为接近方波，故其有效电流的rms(均方根)值更低。请同时参照图13及图8A，于本发明的另一实施例中，零电流估计电路603于第二谐振电流IL2为零的时点t3产生零电流估计信号ZCPD2且于第一谐振电流IL1为零的时点之前(例如提早到第二谐振电流IL2为零的时点t3)产生零电流估计信号ZCPD1，而开关控制电路6011根据零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2分别产生第一操作信号P1A’及P2A’与第二操作信号P1B’及P2B’。延迟电路6012调制第一操作信号P2A’与第二操作信号P2B’的延迟时间的宽度，而使第一操作信号P2A与第二操作信号P2B具有延迟时间，并使第一操作信号P1A与第二操作信号P1B不具有延迟时间。故于本实施例中，第一谐振电流IL1及第二谐振电流IL2均于第二谐振电流IL2为零的时点不导通对应的开关。

当控制电路601于流经电感L2的第二谐振电流IL2为零的时点根据第一操作信号P1A、P2A及第二操作信号P1B、P2B使多个开关Q1～Q10都不导通时，流经电感L1的第一谐振电流IL1经由一电流续流路径而续流，进而使朝第二电压V2流动的第一谐振电流IL1处于一状态。

上述电流续流路径可以有各种实施方式，举例而言，再请参照图8A，当控制电路601于流经电感L2的第二谐振电流为零的时点根据第一操作信号P1A、P2A及第二操作信号P1B、P2B使多个开关Q1～Q10都不导通时，流经对应的电感L1的第一谐振电流IL1经由至少一开关(例如开关Q3及Q10)中的内接二极管(body diode)(如图8A中虚线所示)的导通而续流，进而使朝第二电压V2流动的第一谐振电流ILo1处于一状态。其中，电流续流路径包括不导通状态的开关Q3及Q10中的内接二极管(body diode)。

在电流续流路径的另一种实施方式中，举例而言，再请参照图8A，当控制电路601于流经电感L2的第二谐振电流为零的时点根据第一操作信号P1A、P2A及第二操作信号P1B、P2B使开关Q1～Q2、Q4～Q9都不导通，且使开关Q3及Q10导通时，流经对应的电感L1的第一谐振电流IL1经由开关Q3及Q10的导通而续流，进而使朝第二电压V2流动的第一谐振电流ILo1处于一状态。其中，电流续流路径包括导通状态的开关Q3及Q10。

于一实施例中，上述状态为朝第二电压V2流动的第一谐振电流ILo1是非谐振电流。于一较佳实施例中，上述状态为第一谐振电流ILo1停止朝第二电压V2流动或朝第二电压V2流动的第一谐振电流ILo1为线性斜坡电流(如图13所示)。于本实施例中，如图8A及13所示，朝第二电压V2流动的第一谐振电流ILo1为线性斜坡电流。于一实施例中，当线性斜坡电流下降达0或接近0之后，部分多个开关导通，以进行第一程序及/或至少一第二程序。于另一实施例中，当线性斜坡电流下降一段延迟时间之后且在线性斜坡电流达0之前，部分多个开关导通，以进行第一程序及/或至少一第二程序。

于一较佳实施例中，当控制电路601于流经电感L2的第二谐振电流IL2为零的时点根据第一操作信号P1A、P2A及第二操作信号P1B、P2B使多个开关Q1～Q10都不导通时，对应的电感L1的一端经由至少一开关(例如开关Q3及Q10)中的内接二极管(body diode)(如图8A的虚线所示)而导通于直流电位，使得朝第二电压V2流动的第一谐振电流ILo1为线性斜坡电流。于一实施例中，如图13所示，前述线性斜坡电流的电流变化速率大于第一谐振电流IL1于谐振模式下的电流变化速率。举例而言，电感L1经由开关Q3及Q10中的内接二极管串联于第二电压V2与接地电位之间，使第一谐振电流IL1得以依照例如图8A中虚线箭头所示的电流方向续流，使得朝第二电压V2流动的第一谐振电流ILo1为线性斜坡电流。

图14是根据本发明的又一实施例显示图11的实施例于其中一个谐振电流较早达零的时点之前不导通多个开关的状况下的信号波形示意图。如图14所示，由此第二谐振电流IL2及第一谐振电流IL1的峰值下降且更为接近方波，故其有效电流的rms(均方根)值更低。请同时参照图14及图8A，于本发明的另一实施例中，零电流估计电路603于第二谐振电流IL2为零的时点之前(例如时点t4)产生零电流估计信号ZCPD2且于第一谐振电流IL1为零的时点之前(例如提早到第二谐振电流IL2为零的时点之前(例如时点t4))产生零电流估计信号ZCPD1，而开关控制电路6011根据零电流估计信号ZCPD1及ZCPD2分别产生第一操作信号P1A’及P2A’与第二操作信号P1B’及P2B’。延迟电路6012调制第一操作信号P2A’与第二操作信号P2B’的延迟时间的宽度，而使第一操作信号P2A与第二操作信号P2B具有延迟时间，并使第一操作信号P1A与第二操作信号P1B不具有延迟时间。故于本实施例中，第一谐振电流IL1及第二谐振电流IL2均于第二谐振电流IL2为零的时点之前(例如时点t4)不导通对应的开关。第一谐振电流IL1及第二谐振电流IL2的续流方式类似于图13及图8A，请参照图13及图8A的相关叙述。

图15是根据本发明的一实施例显示图10至图14的各个实施例的比较表。由图15可知，图11所示的情况2的导通功率损耗最大，而本发明通过使多个开关提早于其中一个谐振电流到达0之前(图14所示的情况5)不导通或刚好于其中一个谐振电流(图13所示的情况4)或两者(图12所示的情况3)到达0的时点不导通，可明显降低导通功率损耗。

图16A是根据本发明的又一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。如图16A所示，本发明的切换电容式电压转换电路70包括谐振电容C1～C2、开关Q1～Q7、电感L1。开关Q1-Q2分别与对应的谐振电容C1-C2串联，而开关Q3与电感L1串联。

开关Q1-Q7可根据对应的操作信号，切换所对应的谐振电容C1-C2与电感L1的电连接关系。在第一程序中，根据第一操作信号PA，开关Q1-Q3为导通，开关Q4-Q7为不导通，使得谐振电容C1-C2彼此串联后与电感L1串联于第一电压V1与第二电压V2之间，以形成一第一电流路径，以进行充电程序。在第二程序中，根据第二操作信号PB及PC，开关Q4-Q7导通，开关Q1-Q3不导通，使谐振电容C1～C2彼此并联后串联电感L1于第二电压V2与接地电位之间，而同时或轮流形成多个第二电流路径，以进行放电程序。应注意的是，上述第一程序与上述第二程序于不同的时间段重复地交错进行，而非同时进行，以将第一电压V1转换为第二电压V2或将第二电压V2转换为第一电压V1。于本实施例中，每个谐振电容C1～C2的直流偏压均为第二电压V2，故本实施例中的谐振电容C1～C2需要耐较低的额定电压，故可使用较小体积的电容器。

本实施例的控制电路701及零电流估计电路703可采用图2、图3或图8A的控制电路架构及零电流估计电路架构加以实施，请参照关于图2、图3或图8A的详细叙述。谐振电流IL1的续流方式类似于图13及图8A，请参照关于图13及图8A的详细叙述。

于一实施例中，上述切换电容式电压转换电路70的第一电压V1与第二电压V2的电压转换比率可为3：1或2：1。

图16B是根据本发明的一实施例显示一切换电容式电压转换电路中的零电流估计电路的电路示意图。本实施例类似于图7的实施例，其不同在于本实施例仅包括一组电压侦测电路7031及计时器7032，而非如图7包括两组，请参照图7的详细叙述。

图17是根据本发明的一实施例显示图16A的切换电容式电压转换电路于轮流放电的状况下的控制信号的波形示意图。当图16A的切换电容转换器70操作成根据第二操作信号PB及PC轮流放电时，其波形如图17所示。请参照图17及图16A，于本实施例中，零电流估计电路703于谐振电流IL1每次为零的时点之前产生零电流估计信号ZCPD，而控制电路701根据零电流估计信号ZCPD分别产生第一操作信号PA及第二操作信号PB及PC。故于本实施例中，谐振电流IL1于每次谐振电流IL为零的时点之前不导通对应的开关。

图18是根据本发明的另一实施例显示图16A的切换电容式电压转换电路于同时放电的状况下的控制信号的波形示意图。当图16A的切换电容转换器70操作成根据第二操作信号PB及PC同时放电时，其波形如图18所示。请参照图18及图16A，于本实施例中，零电流估计电路703于谐振电流IL1每次为零的时点之前产生零电流估计信号ZCPD，而控制电路701根据零电流估计信号ZCPD分别产生第一操作信号PA及第二操作信号PB及PC。故于本实施例中，谐振电流IL1于每次谐振电流IL为零的时点之前不导通对应的开关。

图19是根据本发明的又一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。如图19所示，本发明的切换电容式电压转换电路80包含谐振电容C3、非谐振电容C1～C2、开关Q1～Q8、电感L1。

开关Q1-Q8可根据对应的操作信号，切换所对应的谐振电容C3、非谐振电容C1～C2与电感L1的电连接关系。在第一程序中，根据第一操作信号PA，开关Q1、Q3、Q5、Q7为导通，开关Q2、Q4、Q6、Q8为不导通，使得非谐振电容C1、谐振电容C3与电感L1彼此串联于第一电压V1与第二电压V2之间，且使得非谐振电容C2的一端耦接于非谐振电容C1与谐振电容C3之间，而非谐振电容C2的另一端耦接至接地电位，以形成一第一电流路径，以进行充电程序。在第二程序中，根据第二操作信号PB，开关Q2、Q4、Q6、Q8导通，开关Q1、Q3、Q5、Q7不导通，使得谐振电容C3与电感L1串联于第二电压V2与接地电位之间，而形成第二电流路径，以进行放电程序。应注意的是，上述第一程序与上述第二程序于不同的时间段重复地交错进行，而非同时进行，以将第一电压V1转换为第二电压V2或将第二电压V2转换为第一电压V1。

本实施例的控制电路801及零电流估计电路803可采用图2、图3或图8A的控制电路架构及零电流估计电路架构加以实施，请参照关于图2、图3或图8A的详细叙述。谐振电流IL1的续流方式类似于图13及图8A，请参照关于图13及图8A的详细叙述。

图20是根据本发明的再一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。本实施例中的切换电容转换器902与图2的切换电容转换器202相似，其差别在于，切换电容转换器902的电感L1与谐振电容C3直接串联电连接，而形成谐振槽9021，而切换电容转换器902的电感L2与谐振电容C2直接串联电连接，而形成谐振槽9022。在一实施例中，于第一程序中，多个开关(例如开关Q1～Q10)控制谐振槽9021与非谐振电容C1串联于第一电压V1与第二电压V2之间，且控制谐振槽9022与第二电压V2并联。另一方面，于第二程序中，多个开关(例如开关Q1～Q10)控制谐振槽9022与非谐振电容C1串联于第二电压V2与接地电位之间，且控制谐振槽9021与第二电压V2并联，切换电容转换器902通过上述周期性操作，以谐振方式操作而实现第一电压V1与第二电压V2之间的电源转换。上述多个开关(例如开关Q1～Q10)的控制细节可参照图2的实施例。

本实施例的控制电路901及零电流估计电路903可采用图2、图3或图8A的控制电路架构及零电流估计电路架构加以实施，请参照关于图2、图3或图8A的详细叙述。如图20所示，当控制电路901于流经电感L2的第二谐振电流IL2为零的时点及/或流经电感L1的第一谐振电流IL1为零的时点之前根据第一操作信号P1A、P2A及第二操作信号P1B、P2B使多个开关Q1～Q10都不导通时，流经对应的电感L1及L2的第一谐振电流IL1及/或第二谐振电流IL2分别经由至少一开关(例如开关Q9及Q3与开关Q4及Q6)中的内接二极管(body diode)(如图20中虚线所示)的导通，而分别经由谐振槽9021及9022与至少一开关(例如开关Q9及Q3与开关Q4及Q6)中的内接二极管(如图20中虚线所示)所形成的闭回路9023及9024续流，进而使得第一谐振电流ILo1及第二谐振电流ILo2停止朝第二电压V2流动。如图20所示，至少一谐振电容C3及至少一电感L1形成谐振槽9021，至少一谐振电容C2及至少一电感L2形成谐振槽9022。在此情况下，闭回路电流(即第一谐振电流IL1及第二谐振电流IL2)无净电流流入或流出非谐振电容(也可称为输出电容)CV2。

举例而言，流经对应的电感L1的第一谐振电流IL1经由开关Q9及Q3中的内接二极管的导通，而经由谐振槽9021与开关Q9及Q3中的内接二极管所形成的闭回路9023续流，进而使得第一谐振电流ILo1停止朝第二电压V2流动。流经对应的电感L2的第二谐振电流IL2经由开关Q4及Q6中的内接二极管的导通，而经由谐振槽9022与开关Q4及Q6中的内接二极管所形成的闭回路9024续流，进而使得第二谐振电流ILo2停止朝第二电压V2流动。

图21是根据本发明的又一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。如图21所示，切换电容式电压转换电路100包含谐振电容C1、C3、至少一非谐振电容C2、开关Q1～Q10、谐振电感L1、L2、控制电路1001以及零电流估计电路1003。

如图21所示，控制电路1001用以产生第一操作信号P1A及P2A、第二操作信号P1B及P2B，以分别对应一第一谐振程序与一第二谐振程序，而操作对应的多个开关(例如开关Q1～Q10)，以切换所对应的谐振电容C1、C3及非谐振电容C2的电连接关系。切换电容式电压转换电路100包含至少一谐振槽，例如谐振槽10021及10022，谐振槽10021具有彼此串联的谐振电容C1与谐振电感L1，而谐振槽10022具有彼此串联的谐振电容C3与谐振电感L2。开关Q1-Q10与至少一谐振槽10021、10022对应耦接，分别根据对应的第一操作信号P1A及P2A与第二操作信号P1B及P2B，以切换所对应的谐振槽10021、10022的电连接关系而对应第一谐振程序与第二谐振程序。于第一谐振程序中，对所对应的谐振槽10021、10022进行谐振充电，于第二谐振程序中对所对应的谐振槽10021、10022进行谐振放电。至少一非谐振电容C2与至少一谐振槽10021、10022耦接，第一操作信号P1A及P2A与第二操作信号P1B及P2B切换非谐振电容C2与至少一谐振槽10021、10022的电连接关系。非谐振电容C2的跨压维持与第一电压V1成一固定比例，例如在本实施例中为二分之一第一电压V1。第一谐振程序与第二谐振程序彼此重复地交错排序，以将第一电压V1转换为第二电压V2或将第二电压V2转换为第一电压V1。第一操作信号P1A及P2A与第二操作信号P1B及P2B分别各自切换至导通位准一段导通期间，且多个段导通期间彼此不重叠，以使第一谐振程序与第二谐振程序彼此不重叠。

于第一谐振程序中，根据第一操作信号P1A及P2A，开关Q1、Q3、Q5、Q8、Q9导通，开关Q2、Q4、Q6、Q7、Q10不导通，使得谐振槽10021的谐振电容C1与谐振电感L1串联于第一电压V1与第二电压V2之间，且使得非谐振电容C2与谐振槽10022的谐振电容C3及谐振电感L2串联于接地电位与第二电压V2之间，而对谐振电容C1及C3进行充电，并对非谐振电容C2进行放电。于第二谐振程序中，根据第二操作信号P1B及P2B，开关Q2、Q4、Q6、Q7、Q10导通，开关Q1、Q3、Q5、Q8、Q9不导通，使得非谐振电容C2与谐振槽10021的谐振电容C1及谐振电感L1串联于接地电位与第二电压V2之间，且使谐振槽10022的谐振电容C3与谐振电感L2串联于接地电位与第二电压V2之间，而对谐振电容C1、C3进行放电，并对非谐振电容C2进行充电。

有关具有如图21所示的谐振槽10021与10022的切换电容式电压转换电路100的操作方式，此为本领域技术人员所熟知，在此不予赘述。

本实施例的控制电路1001及零电流估计电路1003可采用图2、图3或图8A的控制电路架构及零电流估计电路架构加以实施，请参照关于图2、图3或图8A的详细叙述。如图21所示，当控制电路1001于流经谐振电感L2的第二谐振电流IL2为零的时点及/或流经谐振电感L1的第一谐振电流IL1为零的时点之前根据第一操作信号P1A、P2A及第二操作信号P1B、P2B使多个开关Q1～Q10都不导通时，对应的谐振电感L1的一端经由至少一开关(例如开关Q8及Q2)中的内接二极管(body diode)(如图21的虚线所示)而导通于直流电位，使得朝第二电压V2流动的第一谐振电流ILo1为线性斜坡电流。举例而言，谐振电感L1经由开关Q8、Q2及Q5中的内接二极管串联于第二电压V2与接地电位之间，使第一谐振电流IL1得以依照例如图21中虚线箭头所示的电流方向续流。再请继续参考图21，当控制电路1001于流经谐振电感L2的第二谐振电流IL2为零的时点及/或流经谐振电感L1的第一谐振电流IL1为零的时点之前根据第一操作信号P1A、P2A及第二操作信号P1B、P2B使多个开关Q1～Q10都不导通时，流经对应的谐振电感L2的第二谐振电流IL2经由至少一开关(例如开关Q4及Q9)中的内接二极管(body diode)(如图21中虚线所示)的导通，而经由谐振槽10022与至少一开关(例如开关Q4及Q9)中的内接二极管(如图21中虚线所示)所形成的闭回路10023续流，进而使得第二谐振电流ILo2停止朝第二电压V2流动。在此情况下，闭回路电流(即第二谐振电流IL2)无净电流流入或流出非谐振电容(也可称为输出电容)CV2。

图22是根据本发明的又一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。本实施例是多个谐振电容共享一充电电感或一放电电感，由此无论谐振电容数量为多少，都只需要一个充电电感及一个放电电感，可进一步减少电感的数量。如图22所示，本发明的切换电容式电压转换电路110包含谐振电容C1～C3、开关Q1～Q10、电感L1～L2。开关Q1-Q3分别与对应的谐振电容C1-C3串联，而开关Q4与电感L1串联。应注意的是，本发明的切换电容式电压转换电路中的电容数量并不限于本实施例的三个，也可为二个或四个以上。

开关Q1-Q10可根据对应的操作信号，切换所对应的谐振电容C1-C3与电感L1及电感L2的电连接关系。在第一程序中，根据第一操作信号PA，开关Q1-Q4为导通，开关Q5-Q10为不导通，使得谐振电容C1-C3彼此串联后与电感L1串联于第一电压V1与第二电压V2之间，以形成一第一电流路径，以进行充电程序。在第二程序中，根据第二操作信号PB、PC及PD，开关Q5-Q10导通，开关Q1-Q4不导通，使谐振电容C1～C3彼此并联后串联电感L2于第二电压V2与接地电位之间，而同时或轮流形成多个第二电流路径，以进行放电程序。应注意的是，上述第一程序与上述第二程序于不同的时间段交错进行，而非同时进行，以将第一电压V1转换为第二电压V2或将第二电压V2转换为第一电压V1。于本实施例中，每个谐振电容C1、C2、C3的直流偏压均为第二电压V2，故本实施例中的谐振电容C1、C2、C3需要耐较低的额定电压，故可使用较小体积的电容器。

本实施例的控制电路1101及零电流估计电路1103可采用图2、图3或图8A的控制电路架构及零电流估计电路架构加以实施，请参照关于图2、图3或图8A的详细叙述。第一谐振电流IL1的续流方式类似于图13及图8A，请参照关于图13及图8A的详细叙述。

于一实施例中，上述第一程序具有一第一谐振频率，上述第二程序具有一第二谐振频率。于一较佳实施例中，上述第一谐振频率与上述第二谐振频率相同。于另一实施例中，上述第一谐振频率与上述第二谐振频率不同。于一实施例中，电感L1的电感值相等于电感L2的电感值。于另一实施例中，电感L1的电感值不同于电感L2的电感值。

图23是根据本发明的又一实施例显示一切换电容式电压转换电路的电路示意图。本实施例中的切换电容转换器1202与图2的切换电容转换器202相似，其差别在于，切换电容转换器1202是共享一电感L，电感L耦接于第二电压V2与切换节点LX之间，于第一程序中，多个开关(例如开关Q1～Q10)控制非谐振电容C1与谐振电容C3，通过切换节点LX与电感L串联后，才串联于第一电压V1与第二电压V2之间，且控制谐振电容C2通过切换节点LX与电感L串联后，才与第二电压V2并联。另一方面，于第二程序中，多个开关(例如开关Q1～Q10)控制谐振电容C2与非谐振电容C1，通过切换节点LX与电感L串联于第二电压V2与接地电位之间，且控制谐振电容C3通过切换节点LX与电感器L串联后，才与第二电压V2并联。本实施例中，非谐振电容C1、谐振电容C2与谐振电容C3都与电感L通过谐振而进行第一电压V1与第二电压V2之间的转换。上述多个开关(例如开关Q1～Q10)的控制细节可参照图2的实施例。

本实施例的控制电路1201及零电流估计电路1203可采用图2、图3或图8A的控制电路架构及零电流估计电路架构加以实施，请参照关于图2、图3或图8A的详细叙述。谐振电流IL的续流方式类似于图13及图8A，请参照关于图13及图8A的详细叙述。

本发明如上所述提供了一种切换电容式电压转换电路，其通过特殊的电路设计可提供适应性导通时间及延迟时间控制以涵盖元件的公差、可最小化延迟时间以减少有效电流及导通功率损耗、无需电流感测电阻或电流感测变压器、减少因高电流所造成的电流感测电阻的功率损耗并解决电流感测电阻在低电流时的准度问题。

需说明的是，前述实施例中提到的“高位准”与“低位准”仅为举例，并非用以限制本发明的范畴，在其他实施例中，前述的“高位准”与“低位准”，在前述符合本发明相同的精神下，可依实际所采用的开关型态与逻辑基础，而适应性地至少部分调整或交换。

以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的最广的权利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，举例而言，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。

Claims (29)

1.一种切换电容式电压转换电路，用以将一第一电压转换为一第二电压或将该第二电压转换为该第一电压，该切换电容式电压转换电路包含：

一切换电容转换器，耦接于该第一电压与该第二电压之间；

一控制电路，用以产生一控制信号以控制该切换电容转换器，而将该第一电压转换为该第二电压或将该第二电压转换为该第一电压；以及

一零电流估计电路，耦接于该切换电容转换器；

其中该切换电容转换器包括：

至少一谐振电容；

多个开关，与该至少一谐振电容耦接；以及

至少一电感；

其中，该零电流估计电路耦接于该至少一电感及/或该至少一谐振电容，用以根据该电感的两端的电压差，及/或该谐振电容的两端的电压差，以估计于一第一程序时一第一谐振电流为零的时点，及/或于至少一第二程序时对应的至少一第二谐振电流为零的时点，而在不晚于该第一谐振电流为零的时点及/或该至少一第二谐振电流为零的时点时分别对应产生一零电流估计信号，以用于产生该控制信号；

其中，该控制信号包括一第一操作信号与至少一第二操作信号；

其中，在该第一程序中，通过该第一操作信号控制该多个开关的切换，使该至少一谐振电容与对应的该电感串联于该第一电压与该第二电压之间，以形成一第一电流路径并谐振操作；

其中，在该至少一第二程序中，通过该至少一第二操作信号控制该多个开关的切换，使该至少一谐振电容与对应的该电感串联于该第二电压与一直流电位之间，而同时形成或轮流形成多个第二电流路径并谐振操作；

其中，该第一操作信号与该至少一第二操作信号分别各自切换至一导通位准一段导通期间，且该多个段导通期间彼此不重叠，以使该第一程序与该至少一第二程序彼此不重叠；

其中，该第一程序与该至少一第二程序彼此重复地交错排序，以将该第一电压转换为该第二电压或将该第二电压转换为该第一电压。

2.如权利要求1所述的切换电容式电压转换电路，其中，该零电流估计电路于该第一谐振电流为零的时点及/或该至少一第二谐振电流为零的时点之前分别对应产生该零电流估计信号，以用于产生该控制信号。

3.如权利要求1所述的切换电容式电压转换电路，其中，该零电流估计电路于该第一谐振电流为零的时点及/或该至少一第二谐振电流为零的时点分别对应产生该零电流估计信号，以用于产生该控制信号。

4.如权利要求1所述的切换电容式电压转换电路，其中，该至少一电感包括一第一电感及一第二电感，及/或该至少一谐振电容包括一第一谐振电容及一第二谐振电容，流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点是早于流经该第二电感及/或该第二谐振电容的该第二谐振电流为零的时点，该零电流估计电路于流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点产生该零电流估计信号，以用于产生该第一操作信号及该第二操作信号。

5.如权利要求4所述的切换电容式电压转换电路，其中，当该控制电路于流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点根据该第一操作信号及该第二操作信号使该多个开关都不导通时，流经该第二电感及/或该第二谐振电容的该第二谐振电流经由一电流续流路径而续流，进而使朝该第二电压流动的该第二谐振电流处于一状态。

6.如权利要求5所述的切换电容式电压转换电路，其中，该状态为该第二谐振电流停止朝该第二电压流动，或朝该第二电压流动的该第二谐振电流为一线性斜坡电流。

7.如权利要求1所述的切换电容式电压转换电路，其中，该至少一电感包括一第一电感及一第二电感，及/或该至少一谐振电容包括一第一谐振电容及一第二谐振电容，流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点是早于流经该第二电感及/或该第二谐振电容的该第二谐振电流为零的时点，该零电流估计电路于流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点之前产生该零电流估计信号，以用于产生该第一操作信号及该第二操作信号。

8.如权利要求7所述的切换电容式电压转换电路，其中，当该控制电路于流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流为零的时点之前根据该第一操作信号及该第二操作信号使该多个开关都不导通时，流经该第一电感及/或该第一谐振电容的该第一谐振电流及流经该第二电感及/或该第二谐振电容的该第二谐振电流分别经由一对应的电流续流路径而续流，进而使朝该第二电压流动的该第一谐振电流及该第二谐振电流分别处于一状态。

9.如权利要求8所述的切换电容式电压转换电路，其中，该状态为该第一谐振电流及该第二谐振电流都停止朝该第二电压流动，或朝该第二电压流动的该第一谐振电流及该第二谐振电流分别为一线性斜坡电流。

10.如权利要求6或9所述的切换电容式电压转换电路，其中，该线性斜坡电流的电流变化速率大于该第一谐振电流及该第二谐振电流两者于谐振模式下的电流变化速率。

11.如权利要求6或9所述的切换电容式电压转换电路，其中，当该线性斜坡电流下降达0或接近0之后，部分该多个开关导通，以进行该第一程序及/或该至少一第二程序。

12.如权利要求6或9所述的切换电容式电压转换电路，其中，当该线性斜坡电流下降一段延迟时间之后且在该线性斜坡电流达0之前，部分该多个开关导通，以进行该第一程序及/或该至少一第二程序。

13.如权利要求1所述的切换电容式电压转换电路，其中，还包含一非谐振电容，与该谐振电容耦接，其中该非谐振电容的跨压，于该第一程序与该第二程序中，维持于一固定直流电压。

14.如权利要求1所述的切换电容式电压转换电路，其中，该零电流估计电路包括：

一电压侦测电路，用以根据该电感的两端的电压差，产生一电压侦测信号，以示意该电感的两端的电压差超过零电压的一正电压期间；以及

一计时器，耦接于该电压侦测电路的输出端，用以根据该电压侦测信号产生该零电流估计信号。

15.如权利要求1所述的切换电容式电压转换电路，其中，该零电流估计电路包括一电压侦测电路，用以根据该谐振电容的两端的电压差，产生一电压侦测信号，以示意该谐振电容的两端的电压差的峰值的一峰值时点，及其谷值的一谷值时点，并据以产生该零电流估计信号。

16.如权利要求14所述的切换电容式电压转换电路，其中，该计时器包括：

一斜坡电路，用以根据该电压侦测信号，于该正电压期间，产生一斜坡信号的一上升斜坡，并于该正电压期间结束后，根据该上升斜坡，产生该斜坡信号的一下降斜坡；以及

一比较电路，用以比较该斜坡信号与一零电流阈值，而产生该零电流估计信号，以决定该第一程序与该至少一第二程序各自的起始时点与结束时点。

17.如权利要求16所述的切换电容式电压转换电路，其中，该斜坡电路包括：

一升压电路，用以将一斜坡电容的跨压，于该正电压期间，从零持续升压，而产生该上升斜坡；以及

一降压电路，用以将该斜坡电容的跨压，自该正电压期间结束后，持续降压，而产生该下降斜坡；

其中该上升斜坡与该下降斜坡的斜率的绝对值相同。

18.如权利要求17所述的切换电容式电压转换电路，其中，该升压电路包括一第一开关与一第一电流源，其中该第一开关用以于该正电压期间，根据该电压侦测信号而使该第一电流源对该斜坡电容进行充电。

19.如权利要求18所述的切换电容式电压转换电路，其中，该降压电路包括一第二开关与一第二电流源，其中该第二开关用以于该正电压期间结束后，使该第二电流源对该斜坡电容进行放电。

20.如权利要求19所述的切换电容式电压转换电路，其中，该控制电路包括：

一开关控制电路，用以根据该零电流估计信号分别决定该第一操作信号与该至少一第二操作信号；以及

一延迟电路，用以使该零电流估计信号持续一段延迟时间，以使该第一程序与该至少一第二程序彼此间隔该段延迟时间。

21.如权利要求14所述的切换电容式电压转换电路，其中，该电压侦测电路包含至少一比较器，用以对应比较该电感的两端的电压。

22.如权利要求21所述的切换电容式电压转换电路，其中，该至少一比较器为二个比较器，该至少一电感包括一第一电感及一第二电感，该二个比较器的其中一者耦接于该第一电感的两端，该二个比较器的另一者耦接于该第二电感的两端。

23.如权利要求20所述的切换电容式电压转换电路，其中，于该延迟时间中，该多个开关保持不导通。

24.如权利要求16所述的切换电容式电压转换电路，其中，该计时器调整该零电流阈值的位准，以缩短或延长该零电流估计信号的期间。

25.如权利要求14所述的切换电容式电压转换电路，其中，该计时器包含一计数电路以及一判断电路，该计数电路于该电压侦测信号由低位准切换为高位准时，该计数电路根据一时钟信号开始计数，并将所计数结果输出至该判断电路，并于该电压侦测信号由高位准切换为低位准时，该计数电路遂从最后计数结果，根据该时钟信号往回倒数，该判断电路于该计数电路倒数至零或一计数阈值时，产生该零电流估计信号。

26.如权利要求25所述的切换电容式电压转换电路，其中，该判断电路在产生该零电流估计信号后，输出一重置信号至该计数电路以重置该计数电路。

27.如权利要求1所述的切换电容式电压转换电路，其中，该切换电容转换器包括散布式切换电容转换器、串并联式切换电容转换器、狄克森式切换电容转换器、管线式切换电容转换器或切换腔式转换器。

28.如权利要求27所述的切换电容式电压转换电路，其中，该串并联式切换电容转换器包括二分之一串并联式切换电容转换器、三分之一串并联式切换电容转换器或四分之一串并联式切换电容转换器。

29.如权利要求1所述的切换电容式电压转换电路，其中，该直流电位为接地电位。