CN113839553A - 两级电源转换器 - Google Patents

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CN113839553A CN202011271515.7A CN202011271515A CN113839553A CN 113839553 A CN113839553 A CN 113839553A CN 202011271515 A CN202011271515 A CN 202011271515A CN 113839553 A CN113839553 A CN 113839553A
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Abstract

一种两级电源转换器，包含：一谐振切换式电容转换器，用以接收输入电压而产生第一级电压；一电压调节器，用以接收该第一级电压而产生输出电压；及一通信接口及控制电路，用以产生一充电操作信号、至少一放电操作信号与一切换信号，其中该充电操作信号与该至少一放电操作信号用以控制该谐振切换式电容转换器以分别进行一充电程序及至少一放电程序，且该切换信号用以控制该电压调节器，以同步该谐振切换式电容转换器的一谐振频率与该电压调节器的一切换频率；其中该通信接口及控制电路于该至少一放电程序结束后调节一延迟时间，且于该延迟时间结束时点，起始该充电程序。

Description

两级电源转换器
技术领域
本发明涉及一种两级电源转换器，特别涉及一种能够同步切换频率的两级电源转换器。
背景技术
图1显示已知的电源转换器。于充电操作中，开关Q1、Q3、Q5、Q8、Q9导通，开关Q2、Q4、Q6、Q7、Q10不导通，使得电容C1串联电感L1于输入电压VIN及输出电压VOUT之间，且电容C2串联电容C3及电感L2于接地电位及输出电压VOUT之间。于放电操作中，开关Q2、Q4、Q6、Q7、Q10导通，开关Q1、Q3、Q5、Q8、Q9不导通，使得电感L1串联电容C1、电容C2于接地电位及输出电压VOUT之间，且电感L2串联电容C3于接地电位及输出电压VOUT之间。此已知的电源转换器的电容需要耐较高的额定电压，例如电容C1的直流偏压是输出电压的3倍Vc1＝3VOUT、电容C2的直流偏压是输出电压的2倍Vc2＝2VOUT、电容C3的直流偏压与输出电压相当Vc3＝VOUT，因为电容的直流偏压相对较高，故此已知电源转换器需要使用具有较大体积的电容。此外，电容的电容值通常会随着直流偏压的上升而降低，当输入电压的范围是在36V及76V之间时，电容C1的直流偏压范围会是在27V及57V之间，由于直流偏压的变化范围较广，故此已知电源转换器的电容值变化相当大，其谐振频率也会随着电容的变化而改变。如此会造成较大的切换电源损耗并且需要复杂的控制来改变电源转换效率。再者，此已知电源转换器的输入电压VIN与输出电压VOUT的电压转换比率仅可为4:1或2:1，并无法进行3:1的电压转换比率。
有鉴于此，本发明即针对上述现有技术的不足，提出一种创新的电源转换器。
发明内容
于一观点中，本发明提供一种两级电源转换器，用以将一输入电压转换为一输出电压，包含：一谐振切换式电容转换器(resonant switched-capacitor converter,RSCC)，用以接收该输入电压，而产生一第一级电压；一电压调节器，用以接收该第一级电压，而产生该输出电压；以及一通信接口及控制电路，用以产生一充电操作信号、至少一放电操作信号与一切换信号，其中该充电操作信号与该至少一放电操作信号用以控制该RSCC，且该切换信号用以控制该电压调节器，以同步该RSCC的一谐振频率与该电压调节器的一切换频率；其中该RSCC包含：多个电容；多个开关，与该多个电容对应耦接，每一该开关根据所对应的该充电操作信号或该放电操作信号，以切换所对应的该电容的电连接关系；至少一充电电感，与该多个电容中的至少其中之一对应串联；以及至少一放电电感，与该多个电容中的至少其中之一对应串联；其中，该充电操作信号与该至少一放电操作信号，分别各自切换至一导通位准一段导通期间，且该多个段导通期间彼此不重叠，以使一充电程序与至少一放电程序彼此不重叠；其中，在该充电程序中，通过该充电操作信号控制该多个开关的切换，使该多个电容与该至少一充电电感彼此串联于该输入电压与该第一级电压之间，以形成一充电路径；其中，在该至少一放电程序中，通过该至少一放电操作信号控制该多个开关的切换，使每一该电容与对应的该放电电感串联于该第一级电压与一接地电位间，以同时形成或轮流形成多个放电路径；其中，该充电程序与该至少一放电程序彼此重复地交错排序，以将该输入电压转换为该第一级电压；其中该通信接口及控制电路于该至少一放电程序结束后调节一延迟时间，且于该延迟时间结束时点，起始该充电程序，并于该延迟时间中，保持该多个开关不导通。
于一实施例中，该通信接口及控制电路调整该延迟时间，以调整该RSCC的该谐振频率。
于一实施例中，上述两级电源转换器可还包含一电源供应单元，用以提供该输入电压。
于一实施例中，该输出电压用以供应电源给一中央处理单元(center processingunit,CPU)、一图形处理单元(graphic processing unit,GPU)或一记忆单元，且该通信接口及控制电路调整该充电操作信号、该至少一放电操作信号与该切换信号，以调节该输入电压与该第一级电压的比例。
于一实施例中，该至少一充电电感为单一个充电电感，该至少一放电电感为单一个放电电感。
于一实施例中，该单一个充电电感的电感值相等于该单一个放电电感的电感值。
于一实施例中，该至少一充电电感与该至少一放电电感为单一个相同电感。
于一实施例中，该单一个相同电感为可变电感。
于一实施例中，该充电程序具有一充电谐振频率，且该至少一放电程序具有一放电谐振频率，且该充电谐振频率与该放电谐振频率相同。
于一实施例中，该充电程序具有一充电谐振频率，且该至少一放电程序具有一放电谐振频率，且该充电谐振频率与该放电谐振频率不同。
于一实施例中，调整该充电程序的持续时间，以达到柔性切换(soft switching)的零电压切换。
于一实施例中，调整该至少一放电程序的持续时间，以达到柔性切换(softswitching)的零电压切换。
于一实施例中，该谐振切换式电容转换器为双向谐振切换式电容转换器。
于一实施例中，该谐振切换式电容转换器的该输入电压与该第一级电压的电压转换比率为4:1、3:1或2:1。
本发明的一优点在于本发明可调整延迟时间、可调整谐振切换式电容转换器的谐振频率及电压调节器的切换频率，且可降低谐振切换式电容转换器的谐振频率及电压调节器的切换频率以改善低负载时的效率。
本发明的另一优点在于本发明可同步谐振切换式电容转换器的谐振频率与电压调节器的切换频率以改善电磁干扰过滤的效能、可使谐振切换式电容转换器达到具有零电流切换(ZCS)或零电压切换(ZVS)的柔性切换以用于高电源效率、可通过设定开关而更具弹性地调变谐振切换式电容转换器的电压转换比率。
本发明的又一优点在于本发明可使谐振切换式电容转换器的所有谐振电容具有相同的额定电流及额定电压而能够使用较小体积的电容，且可降低谐振切换式电容转换器的电压应力。
以下通过具体实施例详加说明，会更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的功效。
附图说明
图1为已知的电源转换器。
图2是根据本发明的一实施例显示一两级电源转换器的方块示意图。
图3是根据本发明的另一实施例显示一两级电源转换器的方块示意图。
图4是根据本发明的一实施例显示一两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器的电路示意图。
图5是根据本发明的另一实施例显示一两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器的电路示意图。
图6是根据本发明的又一实施例显示一两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器的电路示意图。
图7是根据本发明的再一实施例显示一两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器的电路示意图。
图8A、图8B及图8C是根据本发明的一实施例显示两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器的一充电程序与放电程序的对应的操作信号与对应的电感电流的信号波形示意图。
图8D是根据本发明的一实施例显示两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器的一充电程序与放电程序的对应的操作信号与对应的电容电流的信号波形示意图。
图中符号说明
20,30:两级电源转换器
201,301,401,501,601,701:谐振切换式电容转换器
202,302:电压调节器
203,303,403,503,603,703:通信接口及控制电路
204,304:中央处理单元/图形处理单元/记忆单元
305:电源供应单元
C1～C3,C1(CR),C2(CF),C3(CR):电容
Co:输出电容
GA:充电操作信号
GB,GB1,GB2,GB3:放电操作信号
Ic1:电容电流
IL1:充电电感电流
IL2:放电电感电流
L1:(充电)电感
L2:(放电)电感
L1(LR),L2(LR),L3:电感
Q1～Q10,Q1(S1A),Q2(S2A),Q3(S1B),Q4(S2B),Q5(S1A),Q6(S2A),Q7(S2A),Q8(S1B),Q9(S1B),Q10(S2B):开关RL:负载电阻
T1,T2,T3:期间
Vc1:电容C1直流偏压
Vc2:电容C2直流偏压
Vc3:电容C3直流偏压
Vin:输入电压
Vfs:第一级电压
Vout:输出电压
具体实施方式
本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。
图2是根据本发明的一实施例显示一两级电源转换器的方块示意图。请参照图2，本发明的两级电源转换器20包含一谐振切换式电容转换器(resonant switched-capacitor converter,RSCC)201、一电压调节器202以及一通信接口及控制电路203。电压调节器202耦接至谐振切换式电容转换器201，而通信接口及控制电路203耦接至谐振切换式电容转换器201及电压调节器202两者。谐振切换式电容转换器201用以接收输入电压Vin，而产生第一级电压Vfs。电压调节器202用以接收上述第一级电压Vfs，而产生输出电压Vout。通信接口及控制电路203用以产生一充电操作信号、至少一放电操作信号与一切换信号。充电操作信号与至少一放电操作信号用以控制谐振切换式电容转换器201，而切换信号用以控制电压调节器202，以同步谐振切换式电容转换器201的一谐振频率与电压调节器202的一切换频率。
如图2所示，电压调节器202及通信接口及控制电路203可分别进一步耦接至中央处理单元/图形处理单元/记忆单元204，输出电压Vout用以供应电源给中央处理单元/图形处理单元/记忆单元204。其中，中央处理单元/图形处理单元/记忆单元204例如可为中央处理单元(center processing unit,CPU)、图形处理单元(graphic processing unit,GPU)与记忆单元的其中之一或其组合电路。
于一实施例中，通信接口及控制电路203可根据中央处理单元/图形处理单元/记忆单元204的负载需求而调整充电操作信号、至少一放电操作信号与切换信号，以调节输入电压Vin与第一级电压Vfs的比例及第一级电压Vfs与输出电压Vout的比例。于一实施例中，上述调整充电操作信号及/或至少一放电操作信号可包含将充电操作信号及/或至少一放电操作信号的上升切换时点延迟一延迟时间，以调节输入电压Vin与第一级电压Vfs的比例。于另一实施例中，通信接口及控制电路203可根据中央处理单元/图形处理单元/记忆单元204的负载需求而调整充电操作信号、至少一放电操作信号与切换信号，以调整谐振切换式电容转换器201的谐振频率及电压调节器202的切换频率。于一实施例中，上述调整充电操作信号及/或至少一放电操作信号可包含将充电操作信号及/或至少一放电操作信号的上升切换时点延迟一延迟时间，以调整谐振切换式电容转换器201的谐振频率。上述通信接口例如但不限于I2C(Inter-Integrated Circuit)接口。
本发明优于现有技术之处，至少有以下几项：一是根据本发明，通过通信接口及控制电路203整合调整充电操作信号的频率及/或至少一放电操作信号的频率及/或前述延迟时间，可以将两级电源转换器的第一级转换器(即谐振切换式电容转换器)与第二级转换器(即电压调节器)的功率转换效率做优化调整；二是于中央处理单元/图形处理单元/记忆单元204为轻载时，根据本发明可降低充电操作信号的频率及/或至少一放电操作信号的频率以提高功率转换效率；三是根据本发明，通过通信接口及控制电路203同步充电操作信号的频率、至少一放电操作信号及操作信号，可以降低电磁干扰(electromagneticinterference,EMI)；四是根据本发明，可以在两级电源转换器中，实现柔性切换，进而达到零电流切换或零电压切换，以提高功率转换效率；五是根据本发明，谐振切换式电容转换器具有可调整的电压转换比例，例如谐振切换式电容转换器的输入电压Vin与第一级电压Vfs的电压转换比率可为4:1、3:1或2:1；六是在相同的输入电压范围，根据本发明的谐振切换式电容转换器可采用体积较小的电容来实现相同的转换比例。
图3是根据本发明的另一实施例显示一两级电源转换器的方块示意图。本实施例与图2的实施例的不同在于本实施例还包含了电源供应单元305。本实施例中的谐振切换式电容转换器301、电压调节器302、通信接口及控制电路303及中央处理单元/图形处理单元/记忆单元304类似于图2的谐振切换式电容转换器201、电压调节器202、通信接口及控制电路203及中央处理单元/图形处理单元/记忆单元204，故不赘述。如图3所示，本发明的两级电源转换器30可还包含一电源供应单元305，其耦接至谐振切换式电容转换器301，用以提供输入电压Vin。于一实施例中，电源供应单元305可包含一电磁干扰抑制器，其具有一过滤频段，前述同步的谐振切换式电容转换器301的谐振频率与电压调节器302的切换频率可位于前述电磁干扰抑制器的过滤频段之内，由此可同时过滤掉谐振切换式电容转换器301及电压调节器302的电磁噪声而提升电磁干扰的过滤效果。
图4是根据本发明的一实施例显示一两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器401的电路示意图。本实施例是多个电容共享一充电电感或一放电电感，由此无论电容数量为多少，都只需要一个充电电感及一个放电电感，可进一步减少电感的数量。如图4所示，本发明的两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器401包含电容C1、C2、C3、开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、充电电感L1以及放电电感L2。开关Q1-Q3分别与对应的电容C1-C3串联，而开关Q4与充电电感L1串联。应注意的是，本发明的两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器401中的电容数量并不限于本实施例的三个，也可为二个或四个以上，本实施例所显示的元件数量仅用以说明本发明并不用限制本发明。
如图4所示，开关Q5的一端耦接至开关Q1与电容C1之间的节点，开关Q6的一端耦接至开关Q2与电容C2之间的节点，而开关Q7的一端耦接至开关Q3与电容C3之间的节点。开关Q8的一端耦接至电容C1与开关Q2之间的节点，开关Q9的一端耦接至电容C2与开关Q3之间的节点，而开关Q10的一端耦接至电容C3与开关Q4之间的节点。如图4所示，开关Q5-Q7的另一端共同电连接至一节点后，串联至放电电感L2。开关Q8-Q10的另一端共同耦接至接地电位。充电电感L1及放电电感L2的另一端共同耦接至第一级电压Vfs，开关Q1的另一端耦接至输入电压Vin。通信接口及控制电路403用以产生充电操作信号GA与放电操作信号GB，以分别对应一充电程序与一放电程序，而操作对应的多个开关Q1-Q10，以切换所对应的电容C1-C3的电连接关系。
开关Q1-Q10可根据通信接口及控制电路403所产生的充电操作信号GA、放电操作信号GB，切换所对应的电容C1-C3与充电电感L1及放电电感L2的电连接关系。于一实施例中，充电操作信号GA与放电操作信号GB，分别各自切换至一导通位准一段导通期间，上述多个段导通期间彼此不重叠。
在一充电程序中，根据充电操作信号GA，开关Q1-Q4为导通，开关Q5-Q10为不导通，使得电容C1-C3彼此串联后与充电电感L1串联于输入电压Vin与第一级电压Vfs之间，以形成一充电路径。在一放电程序中，根据放电操作信号GB，开关Q5-Q10导通，开关Q1-Q4不导通，使电容C1、电容C2及电容C3彼此并联后串联放电电感L2，而形成多个放电路径。
于一实施例中，通信接口及控制电路403于放电程序结束后调节一延迟时间，且于延迟时间结束时点，起始充电程序，并于延迟时间中，保持多个开关Q1-Q10不导通。于一实施例中，通信接口及控制电路403于充电程序结束后调节一延迟时间，且于延迟时间结束时点，起始放电程序，并于延迟时间中，保持多个开关Q1-Q10不导通。于一实施例中，上述延迟时间可予以调整，以调整谐振切换式电容转换器401的谐振频率。于一实施例中，上述延迟时间可予以调整，以调整谐振切换式电容转换器401的输入电压Vin及第一级电压Vfs的比例。
应注意的是，上述充电程序与上述放电程序于不同的时间段重复地交错进行，而非同时进行。其中，充电程序与放电程序彼此重复地交错排序，以将输入电压Vin转换为第一级电压Vfs。于本实施例中，每个第一电容C1、C2、C3的直流偏压均为Vo，故本实施例中的第一电容C1、C2、C3相对于现有技术，在相同的输入电压Vin与第一级电压Vfs的应用中，仅需要承受较低的额定电压，故可使用较小体积的电容器。
于一实施例中，上述充电程序的充电谐振频率与上述放电程序的放电谐振频率相同。于一实施例中，上述充电程序的充电谐振频率与上述放电程序的放电谐振频率不同。于一实施例中，上述谐振切换式电容转换器401可为双向谐振切换式电容转换器。所谓双向谐振切换式电容转换器，是指输入端(提供输入电压Vin)与输出端(提供第一级电压Vfs)的角色对调，意即在如图4所示的实施例中，谐振切换式电容转换器401可将第一级电压Vfs转换为输入电压Vin。于一实施例中，上述谐振切换式电容转换器401的输入电压Vin与第一级电压Vfs的电压转换比率可为4:1、3:1或2:1。
于一实施例中，上述充电程序的持续时间(Ton1)与上述充电程序的充电谐振频率(fr1)相关。于一较佳实施例中，上述充电程序的持续时间(Ton1)与充电程序的充电谐振电流的正半波相关，例如开关Q1-Q4的导通时点及不导通时点大致上同步于充电程序的一充电谐振电流的正半波的起始时点及结束时点。于一实施例中，上述放电程序的持续时间(Ton2)与上述放电程序的放电谐振频率(fr2)相关。于一较佳实施例中，上述放电程序的持续时间(Ton2)与放电程序的放电谐振电流的正半波相关，例如开关Q5-Q10的导通时点及不导通时点大致上同步于放电程序的一放电谐振电流的正半波的起始时点及结束时点。
于上述充电程序的充电谐振频率(fr1)等于上述放电程序的放电谐振频率(fr2)的实施例中，当上述充电程序的持续时间(Ton1)等于上述放电程序的持续时间(Ton2)时，例如大致上等于百分之五十的工作周期时，由此可于流经开关的电流都在其正半波相对较低位准的时点切换，以实现柔性切换。在一种较佳的实施例中，可达到零电流切换(zerocurrent switch,ZCS)。
此外需说明的是：因电路零件的本身的寄生效应或是零件间相互的匹配不一定为理想，因此，虽然欲使充电程序的持续时间等于放电程序的持续时间(也就是于此实施例中充电程序的持续时间为百分之五十的工作周期)，以达到柔性切换(soft switching)的零电流切换。但实际可能并无法准确地为百分之五十的工作周期，而仅是接近百分之五十的工作周期，亦即，根据本发明，可接受由于电路的不理想性而使充电程序的持续时间与百分之五十的工作周期间具有一定程度的误差，此即前述的放电至“大致上”为百分之五十的工作周期之意，本文中其他提到“大致上”之处亦同。
于一实施例中，上述充电程序的持续时间小于特定比例的工作周期一段预设期间，例如小于百分之五十的工作周期一段预设期间；由此提前不导通开关Q1-Q4后仍维持有微小的电流，流经充电电感L1，因此，即可将开关Q10中，储存于其中的寄生电容的累积电荷通过开关Q4的寄生二极管带走，而降低开关Q10的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳的实施例中，调整预设期间，而达到零电压切换(zero voltage switch，ZVS)。于一实施例中，相对地，上述放电程序的持续时间大于特定比例的工作周期一段预设期间，例如大于百分之五十的工作周期一段预设期间；由此，延后不导通开关Q5-Q10后放电电感L2的负电流会通过开关Q5的寄生二极管而对开关Q1的寄生电容进行充电，而降低开关Q1的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳的实施例中，调整预设期间，而达到零电压切换。
图5是根据本发明的一实施例显示一两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器的电路示意图。本实施例与图4的实施例的不同在于，本实施例的放电程序为多个。通信接口及控制电路503用以产生充电操作信号GA与多个放电操作信号GB1、GB2与GB3，以分别对应一充电程序与三放电程序，而操作对应的多个开关Q1-Q10，以切换所对应的电容C1-C3的电连接关系。
开关Q1-Q10可根据通信接口及控制电路503所产生的充电操作信号GA、放电操作信号GB1、GB2与GB3，切换所对应的电容C1-C3与充电电感L1及放电电感L2的电连接关系。于一实施例中，充电操作信号GA与放电操作信号GB1、GB2与GB3，分别各自切换至一导通位准一段导通期间，上述多个段导通期间彼此不重叠。
举例而言，在一充电程序中，根据充电操作信号GA，开关Q1-Q4为导通，开关Q5-Q10为不导通，使得电容C1-C3彼此串联后与充电电感L1串联于输入电压Vin与第一级电压Vfs之间，以形成一充电路径。在第一放电程序中，根据放电操作信号GB1，开关Q5与Q8导通，开关Q1-Q4、Q6、Q7、Q9与Q10不导通，使电容C1串联放电电感L2，而形成第一放电路径。在第二放电程序中，根据放电操作信号GB2，开关Q6与Q9导通，开关Q1-Q4、Q5、Q7、Q8与Q10不导通，使电容C2串联放电电感L2，而形成第二放电路径。在第三放电程序中，根据放电操作信号GB3，开关Q7与Q10导通，开关Q1-Q4、Q5、Q6、Q8与Q9不导通，使电容C3串联放电电感L2，而形成第三放电路径。
于一实施例中，通信接口及控制电路503于充电程序结束后调节一延迟时间，且于延迟时间结束时点，起始第一放电程序，并于延迟时间中，保持多个开关Q1-Q10不导通。于一实施例中，通信接口及控制电路503于第一放电程序结束后调节一延迟时间，且于延迟时间结束时点，起始第二放电程序，并于延迟时间中，保持多个开关Q1-Q10不导通。于一实施例中，通信接口及控制电路503于第二放电程序结束后调节一延迟时间，且于延迟时间结束时点，起始第三放电程序，并于延迟时间中，保持多个开关Q1-Q10不导通。于一实施例中，通信接口及控制电路503于第三放电程序结束后调节一延迟时间，且于延迟时间结束时点，起始充电程序，并于延迟时间中，保持多个开关Q1-Q10不导通。于一实施例中，上述延迟时间可予以调整，以调整谐振切换式电容转换器501的谐振频率。于一实施例中，上述延迟时间可予以调整，以调整谐振切换式电容转换器501的输入电压Vin及第一级电压Vfs的比例。
应注意的是，上述充电程序与上述第一放电程序、第二放电程序与第三放电程序于不同的时间段重复地交错进行，而非同时进行。其中，充电程序与上述三个放电程序彼此重复地交错排序，以将输入电压Vin转换为第一级电压Vfs，亦即，一个充电程序结束后，接着第一放电程序、第二放电程序、第三放电程序轮流执行，再接着执行充电程序，以此类推。
因此，请参照图6，其为根据本发明的再一实施例显示一两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器601的电路示意图。图6中的通信接口及控制电路603的配置与图4类似，故不赘述。本实施例与图4的不同在于本实施例的充电电感与放电电感可为同一个电感L3，如此的设置可更进一步地减少电感的数量。如图6所示，本发明的两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器601包含电容C1、C2、C3、开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、电感L3。开关Q1-Q3分别与对应的电容C1-C3串联，而开关Q4与电感L3串联。应注意的是，本发明的两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器中的电容数量并不限于本实施例的三个，也可为二个或四个以上，本实施例所显示的元件数量仅用以说明本发明并不用限制本发明。
需说明的是，在本实施例中，充电电感与放电电感为单一个相同的电感L3，在放电程序中，通过开关Q1-Q10的切换，使电容C1-C3彼此并联后串联单一个相同电感L3。所谓充电电感与放电电感为单一个相同的电感L3，是指在充电程序与放电程序中，充电谐振电流与放电谐振电流分别仅流经单一个电感L3，而未再流经其他电感元件。于一实施例中，上述单一个相同的电感L3可为可变电感。
如图6所示，开关Q5的一端耦接至开关Q1与电容C1之间的节点，开关Q6的一端耦接至开关Q2与电容C2之间的节点，而开关Q7的一端耦接至开关Q3与电容C3之间的节点。开关Q8的一端耦接至电容C1与开关Q2之间的节点，开关Q9的一端耦接至电容C2与开关Q3之间的节点，而开关Q10的一端耦接至电容C3与开关Q4之间的节点。如图6所示，开关Q5-Q7的另一端共同电连接至一节点后，耦接至开关Q4与电感L3之间的节点，开关Q8-Q10的另一端共同耦接至接地电位。电感L3的另一端耦接至第一级电压Vfs，开关Q1的另一端耦接至输入电压Vin。
开关Q1-Q10可根据通信接口及控制电路603所产生的充电操作信号GA及放电操作信号GB，切换所对应的电容C1-C3与电感L3的电连接关系。在一充电程序中，根据充电操作信号GA，开关Q1-Q4为导通，开关Q5-Q10为不导通，使得电容C1-C3彼此串联后与电感L3串联于输入电压Vin与第一级电压Vfs之间，以形成一充电路径。在一放电程序中，根据放电操作信号GB，开关Q5-Q10导通，开关Q1-Q4不导通，使电容C1、电容C2及电容C3彼此并联后串联电感L3，而形成多个放电路径。应注意的是，上述充电程序与上述放电程序于不同的时间段重复地交错进行，而非同时进行。其中，充电程序与放电程序彼此重复地交错排序，以将输入电压Vin转换为第一级电压Vfs。于本实施例中，每个第一电容C1、C2、C3的直流偏压均为Vo，故本实施例中的第一电容C1、C2、C3需要耐较低的额定电压，故可使用较小体积的电容器。
于一实施例中，通信接口及控制电路603于放电程序结束后调节一延迟时间，且于延迟时间结束时点，起始充电程序，并于延迟时间中，保持多个开关Q1-Q10不导通。于一实施例中，通信接口及控制电路603于充电程序结束后调节一延迟时间，且于延迟时间结束时点，起始放电程序，并于延迟时间中，保持多个开关Q1-Q10不导通。于一实施例中，上述延迟时间可予以调整，以调整谐振切换式电容转换器601的谐振频率。于一实施例中，上述延迟时间可予以调整，以调整谐振切换式电容转换器601的输入电压Vin及第一级电压Vfs的比例。
在充电电感与放电电感设置为单一个相同的电感L1的本实施例中，可适当配置上述充电程序的持续时间(Ton1)及放电程序的持续时间(Ton2)的比例，可达到柔性切换的零电流切换。具体而言，于一实施例中，上述充电程序的持续时间例如大致上等于百分之二十五的工作周期；由此，开关可于流经开关的电流在其正半波相对较低位准的时点切换，以实现柔性切换。在一种较佳的实施例中，可达到零电流切换(zero current switch,ZCS)。于一实施例中，上述充电程序的持续时间小于特定比例的工作周期一段预设期间，例如小于百分之二十五的工作周期一段预设期间；由此提前不导通开关Q1-Q4后仍维持有微小的电流，流经充电电感L1，因此，即可将开关Q10中，储存于其中的寄生电容的累积电荷通过开关Q4的寄生二极管带走，而降低开关Q10的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳的实施例中，调整预设期间，而达到零电压切换(zero voltage switch，ZVS)。
于一实施例中，相对地，上述放电程序的持续时间大于特定比例的工作周期一段预设期间，例如大于百分之七十五的工作周期一段预设期间；由此，延后不导通开关Q5-Q10后放电电感L2的负电流会通过开关Q5的寄生二极管而对开关Q1的寄生电容进行充电，而降低开关Q1的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳的实施例中，调整预设期间，而达到零电压切换(zero voltage switch，ZVS)。
于一实施例中，上述谐振切换式电容转换器601可为双向谐振切换式电容转换器。于一实施例中，上述谐振切换式电容转换器601的输入电压Vin与第一级电压Vfs的电压转换比率可为4:1、3:1或2:1。于一实施例中，谐振切换式电容转换器601的电压转换比率可弹性地加以调整，例如于充电程序与放电程序中，通过选择将开关Q7保持导通，并选择将开关Q10及Q4保持不导通，则可将谐振切换式电容转换器601的电压转换比率调整为3:1。同样地，例如可选择将开关Q6保持导通，并选择将开关Q9、Q3、Q7、Q10及Q4保持不导通，则可将谐振切换式电容转换器601的电压转换比率调整为2:1。
再请参照图7，其是根据本发明的再一实施例显示一两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器701的电路示意图。图7中的通信接口及控制电路703与图4类似，故不赘述。如图7所示，本发明的两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器701包含电容C1、C2、C3、开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、电感L1、L2、L3。开关Q1-Q3分别与对应的电容C1-C3串联，而电容C1-C3分别与对应的电感L1-L3串联。应注意的是，本发明的两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器中的电容数量并不限于本实施例的三个，也可为二个或四个以上，且电感数量也不限于本实施例的三个，也可为二个或四个以上，本实施例所显示的元件数量仅用以说明本发明并不用限制本发明。
如图7所示，开关Q5的一端耦接至开关Q1与电容C1之间的节点，开关Q6的一端耦接至开关Q2与电容C2之间的节点，而开关Q7的一端耦接至开关Q3与电容C3之间的节点。开关Q8的一端耦接至电感L1与开关Q2之间的节点，开关Q9的一端耦接至电感L2与开关Q3之间的节点，而开关Q10的一端耦接至电感L3与开关Q4之间的节点。如图7所示，开关Q5-Q7的另一端则共同耦接至第一级电压Vfs。开关Q8-Q10的另一端共同耦接至接地电位。开关Q4耦接于电感L3与第一级电压Vfs之间，开关Q1的一端耦接至输入电压Vin。
开关Q1-Q10可根据通信接口及控制电路703所产生的充电操作信号GA及放电操作信号GB，切换所对应的电容C1-C3与电感L1-L3的电连接关系。在一充电程序中，开关Q1-Q4为导通，开关Q5-Q10为不导通，使得电容C1-C3与电感L1-L3彼此串联于输入电压Vin与第一级电压Vfs之间，以形成一充电路径。在一放电程序中，开关Q5-Q10导通，开关Q1-Q4不导通，使电容C1与对应的电感L1串联于第一级电压Vfs与接地电位间，电容C2与对应的电感L2串联于第一级电压Vfs与接地电位间，电容C3与对应的电感L3串联于第一级电压Vfs与接地电位间，而形成多个放电路径。
于一实施例中，通信接口及控制电路703于放电程序结束后调节一延迟时间，且于延迟时间结束时点，起始充电程序，并于延迟时间中，保持多个开关Q1-Q10不导通。于一实施例中，通信接口及控制电路703于充电程序结束后调节一延迟时间，且于延迟时间结束时点，起始放电程序，并于延迟时间中，保持多个开关Q1-Q10不导通。于一实施例中，上述延迟时间可予以调整，以调整谐振切换式电容转换器701的谐振频率。于一实施例中，上述延迟时间可予以调整，以调整谐振切换式电容转换器701的输入电压Vin及第一级电压Vfs的比例。
应注意的是，上述充电程序与上述放电程序于不同的时间段交错进行，而非同时进行。其中，充电程序与放电程序彼此重复地交错排序，以将输入电压Vin转换为第一级电压Vfs。于本实施例中，每个电容C1、C2、C3的直流偏压均为Vo，故本实施例中的电容C1、C2、C3需要耐较低的额定电压，故可使用较小体积的电容器。
于一实施例中，上述充电程序的持续时间大致上为特定比例的工作周期(dutycycle)，例如但不限于大致上为百分之五十的工作周期；由此，开关可于流经开关的电流在其正半波相对较低位准的时点切换，以实现柔性切换。在一种较佳的实施例中，可达到零电流切换(zero current switch,ZCS)。
于一实施例中，上述特定比例与谐振频率相关。于一实施例中，上述充电程序具有一充电谐振频率，上述放电程序具有一放电谐振频率。于一较佳实施例中，上述充电谐振频率与上述放电谐振频率相同。于一实施例中，上述充电谐振频率与上述放电谐振频率不同。
图8A是根据本发明的一实施例显示两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器的一充电程序与放电程序的对应的操作信号与对应的电感电流的信号波形示意图。请同时参阅图4，图8A所示的实施例中，开关Q1～Q4的充电操作信号GA于充电程序时为高位准，而开关Q5～Q10的放电操作信号GB于放电程序时为高位准。于图8A的实施例中，充电程序的持续时间大致上为百分之五十的工作周期；由此，开关Q1可于流经开关的电流在其正半波相对较低位准的时点切换，也是在充电电感L1的充电电感电流IL1为零电流时切换，以实现柔性切换。在一种较佳的实施例中，可达到零电流切换。
图8B及图8C是根据本发明的另一实施例显示两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器的一充电程序与放电程序的对应的操作信号与对应的电感电流的信号波形示意图。请同时参阅图4，图8B所示的实施例中，开关Q1～Q4的充电操作信号GA于充电程序时为高位准，而开关Q5～Q10的放电操作信号GB于放电程序时为高位准。于图8B的实施例中，可使充电程序的持续时间大致上为小于百分之五十的工作周期一段预设期间T1；由此，提前不导通开关Q1-Q4后仍维持有微小的电流流经充电电感L1，因此，即可将开关Q10中，储存于其中的寄生电容的累积电荷通过开关Q4的寄生二极管放电，而降低开关Q10的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳的实施例中，调整预设期间T1，而达到零电压切换。请同时参阅图4，图8C所示的实施例中，开关Q1～Q4的充电操作信号GA于充电程序时为高位准，开关Q5～Q10的放电操作信号GB于放电程序时为高位准。于图8C的实施例中，可使放电程序的持续时间大致上为大于百分之五十的工作周期一段预设期间T2；由此，延后不导通开关Q5-Q10后放电电感L2的负电流会通过开关Q5的寄生二极管而对开关Q1的寄生电容进行充电，而降低开关Q1的跨压，以达到柔性切换。在一种较佳的实施例中，调整预设期间T2，而达到零电压切换。于一实施例中，应注意的是，图8B及图8C的实施例可一起实施或仅实施其中一者。此外，请参照图8D，其是根据本发明的另一实施例显示两级电源转换器中的谐振切换式电容转换器的一充电程序与放电程序的对应的操作信号与对应的电容电流的信号波形示意图。请同时参照图4，如图8D所示，可调整充电程序的持续时间及/或放电程序的持续时间例如加入延迟时间Td，而更具弹性地调整输入电压Vin与第一级电压Vfs的比例且可由此调整谐振频率。
本发明如上所述提供了一种两级电源转换器，其通过特殊的电路设计可调整延迟时间、可调整谐振切换式电容转换器的谐振频率及电压调节器的切换频率、可降低谐振切换式电容转换器的谐振频率及电压调节器的切换频率以改善低负载时的效率、可同步谐振切换式电容转换器的谐振频率与电压调节器的切换频率以改善电磁干扰过滤的效能、可使谐振切换式电容转换器达到具有零电流切换(ZCS)或零电压切换(ZVS)的柔性切换以用于高电源效率、可通过设定开关而更具弹性地调变谐振切换式电容转换器的电压转换比率、可使谐振切换式电容转换器的所有谐振电容具有相同的额定电流及额定电压而能够使用较小体积的电容且可降低谐振切换式电容转换器的电压应力。
需说明的是，前述实施例中提到的“高位准”与“低位准”仅为举例，并非用以限制本发明的范围，在其他实施例中，前述的“高位准”与“低位准”，在前述符合本发明相同的精神下，可依实际所采用的开关型态与逻辑基础，而适应性地至少部分调整或交换。
以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的最广的权利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，举例而言，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。

Claims (14)

1.一种两级电源转换器，用以将一输入电压转换为一输出电压，包含：
一谐振切换式电容转换器，用以接收该输入电压，而产生一第一级电压；
一电压调节器，用以接收该第一级电压，而产生该输出电压；以及
一通信接口及控制电路，用以产生一充电操作信号、至少一放电操作信号与一切换信号，其中，该充电操作信号与该至少一放电操作信号用以控制该谐振切换式电容转换器，且该切换信号用以控制该电压调节器，以同步该谐振切换式电容转换器的一谐振频率与该电压调节器的一切换频率；
其中，该谐振切换式电容转换器包含：
多个电容；
多个开关，与该多个电容对应耦接，每一该开关根据所对应的该充电操作信号或该放电操作信号，以切换所对应的该电容的电连接关系；
至少一充电电感，与该多个电容中的至少其中之一对应串联；以及
至少一放电电感，与该多个电容中的至少其中之一对应串联；
其中，该充电操作信号与该至少一放电操作信号，分别各自切换至一导通位准一段导通期间，且该多个段导通期间彼此不重叠，以使一充电程序与至少一放电程序彼此不重叠；
其中，在该充电程序中，通过该充电操作信号控制该多个开关的切换，使该多个电容与该至少一充电电感彼此串联于该输入电压与该第一级电压之间，以形成一充电路径；
其中，在该至少一放电程序中，通过该至少一放电操作信号控制该多个开关的切换，使每一该电容与对应的该放电电感串联于该第一级电压与一接地电位间，以同时形成或轮流形成多个放电路径；
其中，该充电程序与该至少一放电程序彼此重复地交错排序，以将该输入电压转换为该第一级电压；
其中，该通信接口及控制电路于该至少一放电程序结束后调节一延迟时间，且于该延迟时间结束时点，起始该充电程序，并于该延迟时间中，保持该多个开关不导通。
2.如权利要求1所述的两级电源转换器，其中，该通信接口及控制电路调整该延迟时间，以调整该谐振切换式电容转换器的该谐振频率。
3.如权利要求1所述的两级电源转换器，其中，还包含一电源供应单元，用以提供该输入电压。
4.如权利要求1所述的两级电源转换器，其中，该输出电压用以供应电源给一中央处理单元、一图形处理单元或一记忆单元，且该通信接口及控制电路调整该充电操作信号、该至少一放电操作信号与该切换信号，以调节该输入电压与该第一级电压的比例。
5.如权利要求1所述的两级电源转换器，其中，该至少一充电电感为单一个充电电感，该至少一放电电感为单一个放电电感。
6.如权利要求5所述的两级电源转换器，其中，该单一个充电电感的电感值相等于该单一个放电电感的电感值。
7.如权利要求1所述的两级电源转换器，其中，该至少一充电电感与该至少一放电电感为单一个相同电感。
8.如权利要求7所述的两级电源转换器，其中，该单一个相同电感为可变电感。
9.如权利要求1或5所述的两级电源转换器，其中，该充电程序具有一充电谐振频率，且该至少一放电程序具有一放电谐振频率，且该充电谐振频率与该放电谐振频率相同。
10.如权利要求1、5、6或7所述的两级电源转换器，其中，该充电程序具有一充电谐振频率，且该至少一放电程序具有一放电谐振频率，且该充电谐振频率与该放电谐振频率不同。
11.如权利要求1所述的两级电源转换器，其中，调整该充电程序的持续时间，以达到柔性切换的零电压切换。
12.如权利要求1所述的两级电源转换器，其中，调整该至少一放电程序的持续时间，以达到柔性切换的零电压切换。
13.如权利要求1、5、6或7所述的两级电源转换器，其中，该谐振切换式电容转换器为双向谐振切换式电容转换器。
14.如权利要求1、5、6或7所述的两级电源转换器，其中，该谐振切换式电容转换器的该输入电压与该第一级电压的电压转换比率为4:1、3:1或2:1。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI822089B (zh) * 2021-12-08 2023-11-11 立錡科技股份有限公司 切換電容式電壓轉換電路及切換電容式電壓轉換方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW466819B (en) * 1999-07-30 2001-12-01 Wonderland Internat Inc Resonant switching power supplier with zero switching voltage and zero switching current
TW201535949A (zh) * 2013-12-03 2015-09-16 Em Microelectronic Marin Sa 不連續模式直流對直流轉換器
US9831776B1 (en) * 2016-06-16 2017-11-28 Google Inc. DC-DC converter
US9917517B1 (en) * 2016-10-26 2018-03-13 Google Inc. Switched tank converter
CN107947576A (zh) * 2016-10-13 2018-04-20 英特矽尔美国有限公司 具有降低的开关损耗的低降压转换率的开关电源
CN109980932A (zh) * 2017-12-20 2019-07-05 英飞凌科技奥地利有限公司 开关电容器转换器和用于提供开关电容器转换器的方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014024184A1 (en) * 2012-08-05 2014-02-13 Ben-Gurion University Of The Negev Research & Development Authority A high efficiency resonant switched capacitor converter with continuous conversion ratio
US10284099B2 (en) * 2016-06-07 2019-05-07 Linear Technology Corporation Hybrid power converters combining switched-capacitor and transformer-based stages

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW466819B (en) * 1999-07-30 2001-12-01 Wonderland Internat Inc Resonant switching power supplier with zero switching voltage and zero switching current
TW201535949A (zh) * 2013-12-03 2015-09-16 Em Microelectronic Marin Sa 不連續模式直流對直流轉換器
US9831776B1 (en) * 2016-06-16 2017-11-28 Google Inc. DC-DC converter
CN107947576A (zh) * 2016-10-13 2018-04-20 英特矽尔美国有限公司 具有降低的开关损耗的低降压转换率的开关电源
US9917517B1 (en) * 2016-10-26 2018-03-13 Google Inc. Switched tank converter
CN109980932A (zh) * 2017-12-20 2019-07-05 英飞凌科技奥地利有限公司 开关电容器转换器和用于提供开关电容器转换器的方法

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