JP5251141B2 - 電力変換システム - Google Patents

Description

この発明は、電力変換装置、負荷及び電源を備えた電力変換システムの効率を向上させるための技術に関するものである。

図１１（ａ）は、電力変換装置の代表例である三相インバータの回路構成を示している。図において、ＩＧＢＴ等からなる半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚにより構成された三相インバータの出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、三相コイルで示した電動機等の負荷Ｍが接続されている。なお、ＰＳは直流電源、Ｃ_ｄは直流中間コンデンサであり、これらを含む全体を電力変換装置１００として表してある。

上記電力変換装置１００では、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚをオンオフさせることで、直流電源ＰＳの直流電力を任意の大きさ、周波数の三相交流電力に変換して負荷Ｍに供給する。ここで、図１１（ｂ）は、電力変換装置１００から負荷Ｍに供給される三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの波形を示している。
図１１（ａ）の回路では、直流電源ＰＳが直流中間コンデンサＣ_ｄに直結されている。この場合、直流電圧Ｖ_ｄの変動によって三相インバータの出力が変動するため、直流電圧Ｖ_ｄの変動分を補償した三相インバータの出力制御が必要となる。

図１２は、上述した三相インバータの出力制御を考慮した他の従来技術であり、図１１（ａ）の三相インバータに昇圧チョッパＣｈｏｐを付加した電力変換装置１００Ａを示している。
上記昇圧チョッパＣｈｏｐは、直流電源ＰＳと直流中間コンデンサＣ_ｄとの間に接続され、半導体スイッチＱ_ｐ，Ｑ_ｎ及びリアクトルＬ_ｃから構成されている。半導体スイッチＱ_ｐ，Ｑ_ｎを交互にオンオフすることにより、直流中間コンデンサＣ_ｄの電圧Ｅ_ｄを直流電源ＰＳの電圧Ｖ_ｄよりも高く調整することができ、例えば直流電源ＰＳにバッテリ等を用いてその電圧が垂下した場合でも、昇圧チョッパＣｈｏｐの動作によって三相インバータの直流中間電圧Ｅ_ｄを一定に保ち、三相インバータの出力を安定させることができる。

次に、図１３（ａ）は、負荷Ｍの中性点と電力変換装置１００Ｂ内の直流中間コンデンサＣ_ｄの負極との間に直流電源ＰＳを接続した従来技術（いわゆる零相コンバータ）であり、後述する特許文献１，２に記載されている。
図１３（ａ）の従来技術によれば、図１２に示した昇圧チョッパＣｈｏｐを用いずに、負荷Ｍのインダクタンスと三相インバータの半導体スイッチＱ_ｕ〜Ｑ_ｚのオンオフとを利用することにより、直流中間コンデンサＣ_ｄの電圧Ｅ_ｄを直流電源ＰＳの電圧Ｖ_ｄよりも高い値に維持することができる。

すなわち、三相インバータの上アームの半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗをすべてオン（下アームのスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚをすべてオフ）、または、下アームのスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚをすべてオン（上アームのスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗをすべてオフ）するスイッチングモードにより、三相インバータの三つの上下アームを等価的に１つの上下アームとして動作させ、三相インバータから零電圧を出力させることができる。
これにより、図１２の昇圧チョッパＣｈｏｐと同様の昇圧動作を三相インバータによって実現することができ、また、三相インバータを従来と同様に所定のスイッチングパターンに従って動作させることにより、出力電圧及び出力電流を制御して負荷Ｍに供給することができる。

従って、負荷Ｍが例えば電動機である場合には、直流電圧Ｖ_ｄを昇圧して直流中間コンデンサＣ_ｄに供給すると同時に電動機を駆動することが可能である。特に、この従来技術によれば、図１２に示した昇圧チョッパＣｈｏｐが不要になるため、部品点数の減少やコストの低減が可能になる。
なお、図１３（ａ）において、ｉ_ｄは直流電源ＰＳから負荷Ｍの中性点に流入する電流を示している。また、図１３（ｂ），（ｃ）は図１３（ａ）の動作説明図であり、これらについては後述する。

特許第３２１９０３９号公報（段落［００１４］〜［００２１］、図１〜図４等） 特許第３２２３８４２号公報（段落［００２９］，［００３０］、図１０，図１１等）

図１３（ａ）の従来技術では、図１３（ｂ）に示すように、一般の三相インバータと同様に、三角波キャリアＶ_ｃと出力電圧指令Ｖ^＊とを比較した結果をＰＷＭ指令として半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚに対する駆動パルスを生成している。このため、直流電源ＰＳに対する電圧指令は図１３（ｂ）に示す電圧指令Ｖ_ｃｈｏｐ ^＊となっており、その結果、直流中間電圧Ｅ_ｄは、図１３（ｃ）に示すように直流電圧Ｖ_ｄの約２倍まで上昇する。
すなわち、電力変換装置１００Ｂ及び負荷Ｍには、三相インバータとしての動作責務のほかに、直流電圧Ｖ_ｄを約２倍に昇圧する昇圧チョッパとしての動作責務が加わることになる。

例えば、図１４（ａ）に示すように、三相インバータの出力電圧指令Ｖ^＊をゼロで固定した場合にも昇圧チョッパ動作を行うため、直流中間電圧Ｅ_ｄは直流電圧Ｖ_ｄの約２倍まで上昇し、昇圧チョッパ動作による損失が電力変換装置１００Ｂ及び負荷Ｍに発生する。
また、図１４（ｂ）に示す如く、出力電圧指令Ｖ^＊が小さい場合において、直流電圧Ｖ_ｄを昇圧することなく三相インバータの出力電圧を所望の値に制御できる場合には、昇圧動作自体が不要であるが、出力電圧指令Ｖ^＊の大きさにかかわらず昇圧チョッパ動作することで余分な損失が電力変換装置１００Ｂ及び負荷Ｍに発生し、効率が低下してしまうという問題がある。
そこで、本発明の解決課題は、零相コンバータとして動作可能な電力変換装置と負荷及び電源を備えた電力変換システムの効率を向上させることにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、複数の半導体スイッチング素子を有する電力変換装置と、この電力変換装置の出力端子に接続された負荷と、この負荷の中性点と電力変換装置の正側直流端子または負側直流端子との間に接続された電源と、を備えた電力変換システムにおいて、
前記負荷の中性点と電源との間に第１のスイッチを接続し、
この第１のスイッチと前記電源との接続点と、前記電源が接続されていない側の電力変換装置の直流端子との間に、第２のスイッチを接続し、
前記第１のスイッチ及び第２のスイッチを交互にオンオフするものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換システムにおいて、前記第２のスイッチとして半導体素子を用いたことを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項２に記載した電力変換システムにおいて、前記第２のスイッチがダイオードであることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、前記第２のスイッチと並列に初期充電回路を接続したことを特徴とする。

請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換システムを複数台並列に接続したことを特徴とする。

本発明によれば、スイッチの操作によって電力変換装置が不要な昇圧動作を行わないようにすることができ、昇圧動作に伴う電力変換装置等の損失発生を回避してシステム全体の効率を向上させることができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は請求項１に相当する本発明の第１実施形態を示しており、図１３（ａ）と同一の構成要素には同一の符号を付し、以下では異なる部分を中心に説明する。
図１において、直流電源ＰＳの正極と負荷Ｍの中性点との間には第１のスイッチＳ_１が接続され、直流電源ＰＳの正極と電力変換装置１００Ｂの正側直流端子Ｐとの間には第２のスイッチＳ_２が接続されている。これらのスイッチＳ_１，Ｓ_２には、例えば半導体スイッチング素子等の電子式スイッチを用いることができるが、電磁接触器等の機械式スイッチを用いても良い。

この実施形態の動作を、図２、図３を用いて説明する。
図２は、図１の回路において、第１のスイッチＳ_１を開放し、第２のスイッチＳ_２を投入する状態を示している。この状態では、図２（ａ）から明らかなように、電力変換装置１００Ｂの正側直流端子Ｐと負側直流端子Ｎとの間に直流電源ＰＳと直流中間コンデンサＣ_ｄとが並列に接続されて直流中間コンデンサＣ_ｄが直流電源ＰＳによって充電されることになり、図２（ｂ）に示す如く、直流中間電圧Ｅ_ｄは直流電圧Ｖ_ｄと同電位になる。

これにより、電力変換装置１００Ｂの三相インバータに所定の出力電圧指令Ｖ^＊を与えれば、通常の三相インバータとして動作させることができる。この時、直流電圧Ｖ_ｄの低下等が生じない限り、三相インバータを昇圧チョッパとして動作させる必要がないため、昇圧動作による損失は発生せず、電力変換装置１００Ｂから負荷Ｍへ効率よく電力を供給することができる。

次に、図３は、第１のスイッチＳ_１を投入し、第２のスイッチＳ_２を開放する状態を示している。
この場合、図３（ａ）の回路は等価的に図１３（ａ）と同一になるので、図３（ｂ）に示す動作波形は図１３（ｃ）と同一になる。

この状態では、三相インバータに所定の出力電圧指令Ｖ^＊を与えることにより、図１３の場合と同様に、電力変換装置１００Ｂに昇圧動作を行わせながら負荷Ｍへ電力を供給することができる。従って、電力変換装置１００Ｂには昇圧チョッパの動作責務が加わることになるが、直流電源ＰＳとして用いるバッテリ等の電圧が垂下したような場合には、上述のようにスイッチＳ_１，Ｓ_２を切り換えて直流電圧Ｖ_ｄを昇圧し、三相インバータに供給することができる。
また、請求項１に記載するように、第１，第２のスイッチＳ_１，Ｓ_２を交互にオンオフすることにより、電力変換装置１００Ｂから負荷Ｍに所望の電圧を供給することが可能である。

なお、請求項２，３に記載する如く、第２のスイッチＳ_２には、図４に示すようにダイオードＤ_ｄを用いても良い。
この図４は本発明の第２実施形態を示すものであり、図４（ａ）では、図１における第２のスイッチＳ_２として、図示の極性でダイオードＤ_ｄが接続されている。

この場合、図４（ｂ）に示すように第１のスイッチＳ_１を開放すると、直流中間コンデンサＣ_ｄはその電圧Ｅ_ｄが直流電圧Ｖ_ｄに等しくなるまで直流電源ＰＳからダイオードＤ_ｄを介して充電されるため、図２と同様の動作が可能である。
また、図４（ｃ）に示すように、第１のスイッチＳ_１を投入した状態で電力変換装置１００Ｂを昇圧動作させれば、直流中間電圧Ｅ_ｄは直流電圧Ｖ_ｄの約２倍に昇圧される。
この場合、直流中間電圧Ｅ_ｄが上昇してもダイオードＤ_ｄが阻止するため、直流中間コンデンサＣ_ｄから直流電源ＰＳに電流が直接流れ込むことはない。
本実施形態によれば、第２のスイッチＳ_２としてダイオードＤ_ｄを用いることにより、スイッチＳ_２の開放・投入動作が不要となる。

なお、第１実施形態の変形例として、図５（ａ）に示すように、直流電源ＰＳを電力変換装置１００Ｂの正側直流端子Ｐと第１のスイッチＳ_１の一端との間に図示の極性で接続し、電力変換装置１００Ｂの負側直流端子Ｎと第１のスイッチＳ_１の一端との間に第２のスイッチＳ_２を接続しても良い。この場合、第２実施形態の変形例として、図５（ｂ）に示すように、第２のスイッチＳ_２にダイオードＤ_ｄを用いても良い。

次に、図６は、請求項４に相当する本発明の第３実施形態を示している。この実施形態では、図６（ａ）に示すように、図１の回路構成において第２のスイッチＳ_２と並列に初期充電回路Ｃｈが接続されている。この初期充電回路Ｃｈは、直流中間電圧Ｅ_ｄが低い状態でスイッチＳ_２を閉じたときに、直流中間コンデンサＣ_ｄに突入電流が流れ込むのを未然に防止するためのものである。

上記の初期充電回路Ｃｈは、例えば、図６（ｂ）に示す如く、抵抗Ｒ_ｃｈとダイオードＤ_ｃｈとの直列回路により構成されており、スイッチＳ_１またはＳ_２を閉じる前に、図６（ｃ）に示すように、直流中間電圧Ｅ_ｄが最大でＶ_ｄ／Ｒ_ｃｈとなるような充電電流ｉ_ｃｈにより充電する。
図６（ａ），（ｂ）では、初期充電回路Ｃｈを第２のスイッチＳ_２と並列に接続してあるが、第１のスイッチＳ_１と並列に接続しても同様の作用効果が得られることはいうまでもない。

図７は、請求項５に相当する本発明の第４実施形態を示している。この実施形態は、図１の回路を２台分、並列に接続したものであり、１００Ｂ_１，１００Ｂ_２は直流側が並列接続された第１，第２の電力変換装置、Ｃ_ｄ１，Ｃ_ｄ２は直流中間コンデンサ、Ｍ_１，Ｍ_２は負荷、Ｓ_１１，Ｓ_１２は各負荷Ｍ_１，Ｍ_２に対応する第１のスイッチを示している。

この実施形態の動作を、図８〜図１０に基づいて説明する。
図８（ａ）は、第２のスイッチＳ_２を投入し、二つの第１のスイッチＳ_１１，Ｓ_１２を開放する状態を示している。このとき、電力変換装置１００Ｂ_１，１００Ｂ_２の直流中間電圧Ｅ_ｄ１，Ｅ_ｄ２は何れも直流電源ＰＳの電圧Ｖ_ｄと等しくなる。
従って、電力変換装置１００Ｂ_１，１００Ｂ_２の動作は何れも図２の第１実施形態と同様になり、各変換装置１００Ｂ_１，１００Ｂ_２は三相インバータの動作により直流電圧Ｖ_ｄを三相交流電圧に変換し、負荷Ｍ_１，Ｍ_２には図８（ｂ）に示す三相交流電流ｉ_ｕ１，ｉ_ｖ１，ｉ_ｗ１，ｉ_ｕ２，ｉ_ｖ２，ｉ_ｗ２がそれぞれ供給される。

図９（ａ）は、電力変換装置１００Ｂ_１に対応する第１のスイッチＳ_１１を投入し、電力変換装置１００Ｂ_２に対応する第１のスイッチＳ_１２及び第２のスイッチＳ_２を開放する状態を示している。このとき、第１の電力変換装置１００Ｂ_１は前述した図３及び図１３と同様の動作となり、負荷Ｍ_１に三相交流電力を供給しながら直流中間電圧Ｅ_ｄ１を直流電圧Ｖ_ｄの約２倍に昇圧することができる。

一方、第２の電力変換装置１００Ｂ_２は、第１の電力変換装置１００Ｂ_１の昇圧動作により昇圧された直流中間電圧Ｅ_ｄ２（＝Ｅ_ｄ１）によって駆動される。
このため、各変換装置１００Ｂ_１，１００Ｂ_２から負荷Ｍ_１，Ｍ_２に供給される三相交流電流ｉ_ｕ１，ｉ_ｖ１，ｉ_ｗ１，ｉ_ｕ２，ｉ_ｖ２，ｉ_ｗ２は、図９（ｂ）に示すようになる。

この実施形態において、第２のスイッチＳ_２を開放した状態で、一方の第１のスイッチＳ_１１を開放すると共に他方の第１のスイッチＳ_１２を投入すれば、上述した場合と動作が逆転するのはいうまでもない。
なお、図９（ａ）において、負荷Ｍ_１に三相交流電力を供給する必要がないときには、図１４（ａ）と同様に出力電圧指令Ｖ^＊をゼロで固定すればよい。

図１０（ａ）は、各変換装置１００Ｂ_１，１００Ｂ_２に対応する第１のスイッチＳ_１１，Ｓ_１２を投入し、第２のスイッチＳ_２を開放する状態を示している。この場合は、図１０（ｂ）に示すように、各変換装置１００Ｂ_１，１００Ｂ_２が図３，図１３と同様の動作となり、負荷Ｍ_１，Ｍ_２に三相交流電力をそれぞれ供給しながら直流中間電圧Ｅ_ｄ１，Ｅ_ｄ２を直流電圧Ｖ_ｄの約２倍に昇圧する。

このように、図７の第４実施形態によれば、第１のスイッチＳ_１１，Ｓ_１２及び第２のスイッチＳ_２を種々のパターンでオンまたはオフさせて図８〜図１０の動作を選択することにより、負荷Ｍ_１，Ｍ_２に所望の三相交流電力を供給可能な高効率の電力変換システムを実現可能となる。
なお、この実施形態における第２のスイッチＳ_２としては、図４の第２実施形態のようにダイオードＤ_ｄを用いても良い。
また、図７では図１の回路を２台分、並列に接続してあるが、図１の回路を３台以上、並列に接続しても良いことは言うまでもない。

本発明の第１実施形態を示す回路構成図である。 第１実施形態の動作説明図である。 第１実施形態の動作説明図である。 本発明の第２実施形態を示す回路構成図及び動作説明図である。 第１実施形態及び第２実施形態の変形例を示す回路構成図である。 本発明の第３実施形態を示す回路構成図及び動作説明図である。 本発明の第４実施形態を示す回路構成図である。 第４実施形態の動作説明図である。 第４実施形態の動作説明図である。 第４実施形態の動作説明図である。 従来技術の回路構成図及び動作説明図である。 従来技術の回路構成図である。 従来技術の回路構成図及び動作説明図である。 図１３の従来技術における問題点を示す動作説明図である。

符号の説明

１００Ｂ，１００Ｂ_１，１００Ｂ_２：電力変換装置
Ｐ：正側直流端子
Ｎ：負側直流端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：出力端子
Ｍ，Ｍ_１，Ｍ_２：負荷
ＰＳ：直流電源
Ｃ_ｄ，Ｃ_ｄ１，Ｃ_ｄ２：直流中間コンデンサ
Ｑ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚ：半導体スイッチング素子
Ｓ_１，Ｓ_１１，Ｓ_１２，Ｓ_２：スイッチ
Ｄ_ｄ：ダイオード
Ｃｈ：初期充電回路
Ｒ_ｃｈ：抵抗
Ｄ_ｃｈ：ダイオード

Claims (5)

1. 複数の半導体スイッチング素子を有する電力変換装置と、この電力変換装置の出力端子に接続された負荷と、この負荷の中性点と電力変換装置の正側直流端子または負側直流端子との間に接続された電源と、を備えた電力変換システムにおいて、
   前記負荷の中性点と電源との間に第１のスイッチを接続し、
   この第１のスイッチと前記電源との接続点と、前記電源が接続されていない側の電力変換装置の直流端子との間に、第２のスイッチを接続し、
   前記第１のスイッチ及び第２のスイッチを交互にオンオフすることを特徴とする電力変換システム。
2. 請求項１に記載した電力変換システムにおいて、
   前記第２のスイッチとして半導体素子を用いたことを特徴とする電力変換システム。
3. 請求項２に記載した電力変換システムにおいて、
   前記第２のスイッチがダイオードであることを特徴とする電力変換システム。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、
   前記第２のスイッチと並列に初期充電回路を接続したことを特徴とする電力変換システム。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換システムを複数台並列に接続したことを特徴とする電力変換システム。
   

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