JP5292844B2 - 負荷駆動装置 - Google Patents

Description

この発明は、半導体電力変換器により電動機等の負荷を駆動するための負荷駆動装置に関するものである。

この種の負荷駆動装置としては、特許文献１，２に記載されているように、負荷としての電動機に三相交流電圧を印加する電力変換器と、その一対の直流母線間に接続されたコンデンサと、前記直流母線の一方と電動機の中性点との間に接続された直流電源と、を備え、電力変換器が零電圧ベクトルを出力するようにスイッチング動作させることにより、直流電源電圧を昇圧しながら電動機を駆動するものが知られている。
また、特許文献３に記載されているように、上記の如く構成された電力変換器を直流母線により複数台、並列接続した負荷駆動装置も知られている。

これらの負荷駆動装置では、電動機のトルクを制御するための正相分電圧指令値と昇圧動作を制御するための零相分電圧指令値とを加算して電力変換器の電圧指令値を生成する必要があるので、正相分電圧指令値に零相分電圧指令値が干渉する場合がある。この結果、電動機を駆動するための正相分出力電圧が歪み、これによって電動機のトルクリプルが大きくなったり、銅損が増加する等の問題が発生する。
この問題を回避するため、特許文献４には、零相分電圧指令値の大きさに応じて正相分電圧指令値の振幅を制限することが開示されている。

特許第３２２３８４２号公報（段落[００２９]，[００３０]、図１０等） 特許第３２１９０３９号公報（段落[００１４]〜[００２０]、図１〜図３等） 特開２００２−１０６７０号公報（段落[００２２]〜[００２９]、図１〜図３等） 特開２００２−２９１２５６号公報（段落[００４０]〜[００４５]、図６，図７等）

正相分出力電圧を歪ませないためには、図１０のように、零相分電圧指令値Ｖ_０ ^＊（瞬時値）と正相分電圧指令値ｖ^＊（瞬時値）との和がＰＷＭキャリア信号ｖ_ｃの振幅値（１.０）以下になるように、言い換えれば、両指令値の振幅をそれぞれＡ，Ｂとすると、数式１を満たすことが必要である。
［数式１］
｜Ａ｜＋｜Ｂ｜≦１.０
このことは、正相分電圧指令値ｖ^＊の最大値が零相分電圧指令値Ｖ_０ ^＊の大きさによって制約を受けることを意味しているが、例えば、負荷として電動機を駆動する場合には電力変換器が所要の電圧を出力できなくなるため、中高回転域においてトルクが制限されるという問題を生じる。

そこで、本発明の解決課題は、並列接続された複数台の電力変換器が負荷を個別に駆動するようにした負荷駆動装置において、負荷が必要とする正相分電圧値が小さく、零相分電圧指令値によって干渉を受けるおそれのない電力変換器には昇圧動作を行わせ、負荷が必要とする正相分電圧値が大きく、零相電圧指令値との干渉が避けられない電力変換器では、負荷の中性点を電源から切り離して正相分電圧により負荷を駆動することにより、電力変換器の出力電圧波形を歪ませることなく負荷に対して所要の電力を供給可能とした負荷駆動装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明は、並列接続された電力変換器のうち、負荷が必要とする正相分電圧値が小さく、数式１を満たす電力変換器で昇圧動作させ、一方、負荷が必要とする正相分電圧値が大きく零相電圧指令値との干渉が避けられない電力変換器では、負荷の中性点をスイッチで切り離し、従来の３相インバータとして動作させるものである。
すなわち、請求項１に係る発明は、正負極間にコンデンサが接続された直流母線を共通にして複数台の半導体電力変換器が並列に接続され、各電力変換器がその交流側にそれぞれ接続された負荷を個別に駆動するようにした負荷駆動装置において、
各負荷の中性点に各一端がそれぞれ接続されたスイッチと、
これらのスイッチの各他端と前記直流母線の正極または負極との間に接続された電源と、
前記電力変換器のうち、正相分電圧指令値振幅が所定の閾値を超えない電力変換器については、当該電力変換器に対応する前記スイッチをオンして零相電圧を制御し、前記電源の電圧を昇圧して前記コンデンサに供給すると共に、他の電力変換器については、その電力変換器に対応する前記スイッチをオフして正相分電圧指令値に従ってその電力変換器を制御する制御手段と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、正負極間にコンデンサが接続された直流母線を共通にして複数台の半導体電力変換器が並列に接続され、各電力変換器がその交流側にそれぞれ接続された負荷を個別に駆動するようにした負荷駆動装置において、
各負荷の中性点に各一端がそれぞれ接続されたスイッチと、
これらのスイッチの各他端と前記直流母線の正極または負極との間に接続された電源と、
前記電力変換器のうち、正相分電圧指令値振幅に比例する周波数指令値振幅が所定の閾値を超えない電力変換器については、当該電力変換器に対応する前記スイッチをオンして零相電圧を制御し、前記電源の電圧を昇圧して前記コンデンサに供給すると共に、他の電力変換器については、その電力変換器に対応する前記スイッチをオフして正相分電圧指令値に従ってその電力変換器を制御する制御手段と、を備えたものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した負荷駆動装置において、昇圧動作を行う電力変換器に対する正相分電圧指令値振幅を、当該振幅と零相分電圧指令値振幅との加算値がＰＷＭキャリア信号の振幅を超えない値に設定することを特徴とする。

本発明によれば、並列接続された複数台の電力変換器のうち、昇圧機能を果たす電力変換器と交流出力によって負荷の駆動のみを行う電力変換器とを、電圧指令値や周波数指令値、電源電圧等に応じて切り替えることにより、出力電圧波形を歪ませることなく負荷に所要の電力を供給することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路図である。図１において、１１０は半導体スイッチング素子Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｗ１，Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｚ１及びコンデンサＣ_ｄ１を備えた第１の電力変換器、１２０は同じく半導体スイッチング素子Ｑ_ｕ２〜Ｑ_ｗ２，Ｑ_ｘ２〜Ｑ_ｚ２及びコンデンサＣ_ｄ２を備えた第２の電力変換器、Ｍ_１，Ｍ_２はこれらの電力変換器１１０，１２０の交流出力端子に接続された負荷としての第１，第２の電動機、３００は電動機Ｍ_１，Ｍ_２の中性点と電力変換器１１０，１２０の負極の直流母線との間にそれぞれスイッチＳ_１，Ｓ_２を介して接続された直流電源、１１１，１１２，１２１，１２２は電流検出手段、１２３は電圧検出手段である。
ここで、上記電動機Ｍ_１，Ｍ_２は、同期電動機や誘導電動機等の交流電動機であればその種類を問わない。

図から明らかなように、この負荷駆動装置は、直流母線を共通にして２台の電力変換器１１０，１２０が並列に接続され、各電力変換器１１０，１２０が電動機Ｍ_１，Ｍ_２を個別に駆動するように構成されている。
なお、前記コンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２は、単一のコンデンサを共用しても良い。
また、直流電源３００は、直流母線の正極とスイッチＳ_１，Ｓ_２同士の接続点との間に接続しても良い。

次に、２００Ａは、前記各検出手段１１１，１１２，１２１，１２２，１２３による電流または電圧検出値と電動機Ｍ_１，Ｍ_２の駆動周波数指令値である第１，第２の周波数指令値ｆ_１ ^＊，ｆ_２ ^＊とに基づいて、電力変換器１１０，１２０の各スイッチング素子Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｗ１，Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｚ１，Ｑ_ｕ２〜Ｑ_ｗ２，Ｑ_ｘ２〜Ｑ_ｚ２に対するゲート信号Ｇ_ｕ１〜Ｇ_ｗ１，Ｇ_ｘ１〜Ｇ_ｚ１，Ｇ_ｕ２〜Ｇ_ｗ２，Ｇ_ｘ２〜Ｇ_ｚ２とスイッチＳ_１，Ｓ_２に対する制御信号Ｓ_１ｃｔｌ，Ｓ_２ｃｔｌを生成する制御回路であり、マイコン及び記憶装置を備えている。
この制御回路２００Ａは、電動機Ｍ_１，Ｍ_２に周波数指令値ｆ_１ ^＊，ｆ_２ ^＊通りの周波数を有する電圧を供給するために、ＰＷＭ制御を行ってゲート信号Ｇ_ｕ１〜Ｇ_ｗ１，Ｇ_ｘ１〜Ｇ_ｚ１，Ｇ_ｕ２〜Ｇ_ｗ２，Ｇ_ｘ２〜Ｇ_ｚ２を生成するものである。

図２は、制御回路２００Ａの内部構成を示すブロック図である。この制御回路２００Ａは、各電動機Ｍ_１，Ｍ_２を独立してＶ／ｆ一定制御すると共に、図１における直流電源３００の電圧を昇圧してコンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２に供給するための零相電圧制御を行う機能を備えている。

図２において、外部から入力された電動機Ｍ_１，Ｍ_２の周波数指令値ｆ_１ ^＊，ｆ_２ ^＊からｆ／Ｖ変換器２０１，２０６により直流量のｑ軸電圧指令値（正相分電圧指令値ともいう）Ｖ_ｑ１ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊を演算し、座標変換器２０３，２０８に入力する。座標変換器２０３，２０８では、積分器２０２，２０７により求めた位相θ_１，θ_２を用いて座標変換を行い、交流量の各相電圧指令値ｖ_ｕ１ ^＊〜ｖ_ｗ１ ^＊，ｖ_ｕ２ ^＊〜ｖ_ｗ２ ^＊を演算する。
なお、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｄ２ ^＊は０に設定されて座標変換器２０３，２０８に入力されている。

ｆ／Ｖ変換器２０１，２０６から出力された正相分電圧指令値Ｖ_ｑ１ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊は切替手段としてのモード切替器２１１に入力されており、このモード切替器２１１からは前記スイッチＳ_１，Ｓ_２に対する制御信号Ｓ_１ｃｔｌ，Ｓ_２ｃｔｌが出力されるようになっている。
また、直流母線電圧指令値Ｅ_ｄｃ ^＊に基づいて、電圧制御器（ＡＶＲ）２１２は、前記電圧検出手段１２３による電圧検出値Ｅ_{ｄｃｄｅｔ}が上記指令値Ｅ_ｄｃ ^＊に一致するようにフィードバック制御を行い、その出力を零相分電流指令値として出力する。

上記零相分電流指令値は、前記制御信号Ｓ_１ｃｔｌ，Ｓ_２ｃｔｌによりオンオフするスイッチＳ_１１，Ｓ_１２にて選択された零相電流制御器（ＡＣＲ）２１３または２１４に入力される。零相電流制御器２１３，２１４は、前記電流検出手段１１２，１２２による電動機Ｍ_１，Ｍ_２の中性点電流検出値（零相分電流検出値）ｉ_{ｂ１ｄｅｔ}，ｉ_{ｂ２ｄｅｔ}が電圧制御器２１２から出力された零相分電流指令値に一致するようにフィードバック制御を行い、その出力を零相分電圧指令値Ｖ_０１ ^＊，Ｖ_０２ ^＊として出力する。
これらの零相分電圧指令値Ｖ_０１ ^＊，Ｖ_０２ ^＊は、加算器２０４，２０９において各相電圧指令値ｖ_ｕ１ ^＊〜ｖ_ｗ１ ^＊，ｖ_ｕ２ ^＊〜ｖ_ｗ２ ^＊とそれぞれ加算され、その加算結果が最終的な電圧指令値としてＰＷＭ演算器２０５，２１０に入力されてゲート信号Ｇ_ｕ１〜Ｇ_ｗ１，Ｇ_ｘ１〜Ｇ_ｚ１，Ｇ_ｕ２〜Ｇ_ｗ２，Ｇ_ｘ２〜Ｇ_ｚ２が演算されるものである。

ここで、図３は、図２に示すモード切替器２１１の動作説明図である。ｆ／Ｖ変換器２０１，２０６により生成される正相分電圧指令値Ｖ_ｑ１ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊に応じて制御信号Ｓ_１ｃｔｌ，Ｓ_２ｃｔｌがオンまたはオフとなり、スイッチＳ_１（Ｓ_１１）及びスイッチＳ_２（Ｓ_１２）のオンオフパターンを決定する。
例えば、Ｖ_ｑ１ ^＊＞第１の閾値、かつ、Ｖ_ｑ２ ^＊＜第１の閾値のとき、制御信号Ｓ_１ｃｔｌ，Ｓ_２ｃｔｌによってスイッチＳ_１（Ｓ_１１）をオフ、スイッチＳ_２（Ｓ_１２）をオンさせる。これにより、図１における電動機Ｍ_１は直流電源３００から切り離されると共に、電動機Ｍ_２の中性点が直流電源３００に接続されることになり、第２の電力変換器１２０が昇圧動作を行う。具体的には、前述した特許文献１，２等に記載されているように、第２の電力変換器１２０がその上アームのスイッチング素子または下アームのスイッチング素子を全てオンさせることにより零電圧ベクトルを出力させ、直流電源３００とコンデンサＣ_ｄ２との間で零相電力を授受することで直流電源３００の電圧Ｖ_ｂを昇圧し、コンデンサＣ_ｄ２に供給する。
なお、上述した第１の閾値とは、正相分電圧指令値の振幅と零相分電圧指令値の振幅との加算値が、ＰＷＭキャリア信号ｖ_ｃの振幅（１.０）を超えないような正相分電圧指令値の振幅の限界値と定義する。

このときの各電圧指令値及びＰＷＭキャリア信号の波形を図４に示す。なお、図４（ａ）は第１の電力変換器１１０、図４（ｂ）は第２の電力変換器１２０に関するものである。
前述したようにＶ_ｑ１ ^＊＞第１の閾値、かつ、Ｖ_ｑ２ ^＊＜第１の閾値のとき、第１の電力変換器１１０の零相分電圧指令値Ｖ_０１ ^＊は零になるので、正相分電圧指令値Ｖ_ｑ１ ^＊（電圧指令値ｖ_１ ^＊）が零相分電圧指令値の干渉を受けることなく電動機Ｍ_１を運転することができる。他方、第２の電力変換器１２０は昇圧動作を行うため、その正相分電圧指令値Ｖ_ｑ２ ^＊は零相分電圧指令値Ｖ_０２ ^＊の干渉を受けるが、正相分電圧指令値Ｖ_ｑ２ ^＊自体が小さいため、これらを加算した電圧指令値ｖ_２ ^＊に歪みは発生しない。
なお、各電力変換器１１０，１２０の正相分電圧指令値Ｖ_ｑ１ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊の両方で第１の閾値以上の値が必要とされた場合には、どちらを優先するかを予め決めておき、優先順位の低い方の正相分電圧指令値を第１の閾値以下とすれば良い。

次に、本発明の第２実施形態を説明する。本実施形態の全体的な回路構成は第１実施形態の図１と同様である。
図５は、この第２実施形態における制御回路の構成を示している。第１実施形態の制御回路２００Ａとの相違点は、モード切替器２１１が、周波数指令値ｆ_１ ^＊，ｆ_２ ^＊に応じてスイッチＳ_１（Ｓ_１１）及びスイッチＳ_２（Ｓ_１２）のオンオフパターンを決定することにある。
Ｖ／ｆ一定制御を行う場合、正相分電圧指令値と周波数指令値とは比例関係にあるので、第１実施形態における正相分電圧指令値Ｖ_ｑ１ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊に代えて周波数指令値ｆ_１ ^＊，ｆ_２ ^＊によりモード切替を行うようにしたものである。
この制御回路の動作は、モード切替器２１１の入力が異なるだけで図２の制御回路２００Ａと基本的に同一であるため、説明を省略する。

図６は、本発明の第３実施形態を示す回路図である。この実施形態が前記各実施形態と異なるのは、直流電源３００の電圧Ｖ_ｂを検出する電圧検出手段１２４を設けた点である。なお、電圧検出手段１２４による電源電圧検出値Ｖ_ｂｄｅｔは制御回路２００Ｃに入力されている。

前述したように、正相分電圧指令値が零相分電圧指令値の干渉を受けないようにするために零相分電圧指令値を０とすると、電力変換器１１０，１２０の直流母線電圧は電源電圧の２倍（固定値）になるので、直流母線電圧は電源電圧が低下するとそれに比例して低下する。この結果、電力変換器が所要の正相分電圧を出力できずに電動機のトルクが不足するという問題を生じる。
そこで、本実施形態では、制御回路２００Ｃが直流電源３００の電圧を監視し、電源電圧検出値Ｖ_ｂｄｅｔが予め設定した第２の閾値を下回ったら、スイッチＳ_１（Ｓ_１１），Ｓ_２（Ｓ_１２）のオンオフパターンを切り替えるようにした。
具体的には、前述した図２のモード切替器２１１の入力信号（Ｖ_ｑ１ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊）や図５のモード切替器２１１の入力信号（ｆ_１ ^＊，ｆ_２ ^＊）に代えて電源電圧検出値Ｖ_ｂｄｅｔを入力し、これを第２の閾値と比較して制御信号Ｓ_１ｃｔｌ，Ｓ_２ｃｔｌを出力するものである。

図７は、本実施形態の動作説明図である。
いま、スイッチＳ_１，Ｓ_２が共にオンであったとする。時刻ｔ_１から電源電圧が低下していき、時刻ｔ_２で電源電圧検出値Ｖ_ｂｄｅｔが第２の閾値以下になった時点で、スイッチＳ_１（Ｓ_１１）をオフすることにより、オン状態の第２の電力変換器１２０だけに昇圧動作を行わせる。
第２の電力変換器１２０では、昇圧比が２以上になるように昇圧動作を行うため、正相分電圧指令値Ｖ_ｑ２ ^＊は零相分電圧指令値Ｖ_０２ ^＊の干渉を受けるので低下させなければならないが、第１の電力変換器１１０側では零相分電圧指令値Ｖ_０１ ^＊を零にするので、第２の電力変換器１２０による昇圧動作により所要の正相分電圧を出力することができる。
なお、この実施形態において、電源電圧の代わりに直流母線電圧を監視して所定の閾値と比較することによりモード切替を行っても良いことは言うまでもない。

次いで、図８は本発明の第４実施形態を示す回路図である。
各実施形態との相違点は、制御回路２００Ｄに外部からモード切替信号ｍｏｄｅを入力し、スイッチＳ_１（Ｓ_１１），Ｓ_２（Ｓ_１２）を制御するようにしたことである。この実施形態において、電動機Ｍ_１または電動機Ｍ_２により高出力を得たい場合には、外部からモード切替信号ｍｏｄｅを加えて強制的にスイッチＳ_１（Ｓ_１１），Ｓ_２（Ｓ_１２）を制御する。
図９は、この実施形態における制御回路２００Ｄの内部構成を示すブロック図であり、モード切替器２１１に外部からモード切替信号ｍｏｄｅが入力されている点以外は、前記各実施形態と構成は同一である。

例えば、電動機Ｍ_１側で高出力を得たい場合の動作を説明する。この場合には、外部からのモード切替信号ｍｏｄｅをモード切替器２１１に入力し、スイッチＳ_１（Ｓ_１１）をオフしてスイッチＳ_２（Ｓ_１２）をオンする。この結果、昇圧動作は第２の電力変換器１２０のみが行い、第１の電力変換器１１０は昇圧動作を行わないため零相分電圧指令値の干渉を受けることはない。
従って、正相分電圧指令値の変調率を最大値（ＰＷＭキャリア信号の振幅）にとることができ、第１の電力変換器１１０は高電圧出力が可能となって電動機Ｍ_１を高出力にて駆動することができる。

本発明の第１実施形態を示す回路図である。 図１における制御回路の内部構成を示すブロック図である。 図２におけるモード切替器の動作説明図である。 第１実施形態における電圧指令値及びＰＷＭキャリア信号の波形図である。 本発明の第２実施形態における制御回路の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態を示す回路図である。 第３実施形態におけるモード切替器の動作説明図である。 本発明の第４実施形態を示す回路図である。 図８における制御回路の内部構成を示すブロック図である。 従来技術における電圧指令値及びＰＷＭキャリア信号の波形図である。

符号の説明

１１０，１２０：電力変換器
１１１，１１２，１２１，１２２：電流検出手段
１２３，１２４：電圧検出手段
２００Ａ，２００Ｃ，２００Ｄ：制御回路
２０１，２０６：ｆ／Ｖ変換器
２０２，２０７：積分器
２０３，２０８：座標変換器
２０４，２０９：加算器
２０５，２１０：ＰＷＭ演算器
２１１：モード切替器
２１２：電圧制御器（ＡＶＲ）
２１３，２１４：零相電流制御器（ＡＣＲ）
３００：直流電源
Ｍ_１，Ｍ_２：電動機
Ｃ_ｄ１，Ｃ_ｄ２：コンデンサ
Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｗ１，Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｚ１，Ｑ_ｕ２〜Ｑ_ｗ２，Ｑ_ｘ２〜Ｑ_ｚ２：半導体スイッチング素子
Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_１１，Ｓ_１２：スイッチ

Claims (3)

1. 正負極間にコンデンサが接続された直流母線を共通にして複数台の半導体電力変換器が並列に接続され、各電力変換器がその交流側にそれぞれ接続された負荷を個別に駆動するようにした負荷駆動装置において、
   各負荷の中性点に各一端がそれぞれ接続されたスイッチと、
   これらのスイッチの各他端と前記直流母線の正極または負極との間に接続された電源と、
   前記電力変換器のうち、正相分電圧指令値振幅が所定の閾値を超えない電力変換器については、当該電力変換器に対応する前記スイッチをオンして零相電圧を制御し、前記電源の電圧を昇圧して前記コンデンサに供給すると共に、他の電力変換器については、その電力変換器に対応する前記スイッチをオフして正相分電圧指令値に従ってその電力変換器を制御する制御手段と、
   を備えたことを特徴とする負荷駆動装置。
2. 正負極間にコンデンサが接続された直流母線を共通にして複数台の半導体電力変換器が並列に接続され、各電力変換器がその交流側にそれぞれ接続された負荷を個別に駆動するようにした負荷駆動装置において、
   各負荷の中性点に各一端がそれぞれ接続されたスイッチと、
   これらのスイッチの各他端と前記直流母線の正極または負極との間に接続された電源と、
   前記電力変換器のうち、正相分電圧指令値振幅に比例する周波数指令値振幅が所定の閾値を超えない電力変換器については、当該電力変換器に対応する前記スイッチをオンして零相電圧を制御し、前記電源の電圧を昇圧して前記コンデンサに供給すると共に、他の電力変換器については、その電力変換器に対応する前記スイッチをオフして正相分電圧指令値に従ってその電力変換器を制御する制御手段と、
   を備えたことを特徴とする負荷駆動装置。
3. 請求項１または２に記載した負荷駆動装置において、
   昇圧動作を行う電力変換器に対する正相分電圧指令値振幅を、当該振幅と零相分電圧指令値振幅との加算値がＰＷＭキャリア信号の振幅を超えない値に設定することを特徴とする負荷駆動装置。
   

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