JP4340967B2

JP4340967B2 - 多相電圧形整流器

Info

Publication number: JP4340967B2
Application number: JP2004067642A
Authority: JP
Inventors: 次郎豊崎
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2004-03-10
Filing date: 2004-03-10
Publication date: 2009-10-07
Anticipated expiration: 2024-03-10
Also published as: JP2005261049A

Description

本発明は、多相交流電圧を直流電圧に変換する多相電圧形整流器において、交流入力電流波形を正弦波に制御可能とした、いわゆる高力率正弦波整流器に関するものである。

図３は、この種の多相電圧形コンバータの従来技術を示しており、後述する特許文献１に記載されているものである。
図３において、三相交流電源６には高周波フィルタ７を介して交流スイッチ群２が接続され、その出力側には三相ブリッジ構成のダイオード整流器３の各交流入力端子が接続されていると共に、これらの交流入力端子には星形結線されたリアクトル１が接続される。
また、ダイオード整流器３の直流出力端子間には、平滑用コンデンサ４と直流負荷５との並列回路が接続されている。

図３において、交流スイッチ群２を構成する３個の双方向性の半導体スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３は、同一のパルスによってリアクトル１の電流が不連続となるように制御される。
３個のスイッチＳ１〜Ｓ３がすべてオンの時は、電源電圧はリアクトル１によって短絡される。このとき、交流スイッチ群２の入力電流（高周波フィルタ７の出力電流）ｉ_ｕ１，ｉ_ｖ１及びｉ_ｗ１は、電源電圧をＶ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗ、リアクトル１のインダクタンスをＬ、スイッチがオンの期間をＴ_ｏｎとすると、数式１によって表される。

よって、交流スイッチ群２の各相の入力電流は、電源電圧に比例した傾きで増加する。
一方、交流スイッチ群２がオフすると、リアクトル１に蓄えられたエネルギーはダイオード整流器３を通して直流負荷５へ放出される。この時の電流は交流電源６を通過しないため、交流電源６に流れる電流は結局数式１で示されることになり、この電流を高周波フィルタ７により平滑すれば、電源電圧と同期した正弦波状の電流とすることができる。
すなわち、この従来技術では、交流スイッチ群２のオフにより負荷５側に流れる電流が電源６を通過しないため、電源電流は交流スイッチ群２のオン時に流れる電源電圧に比例した電流のみとなり、出力電圧に関係なく入力電流を常に正弦波状に制御することができるものである。

特開平１１−１９６５７６号公報（［０００４］〜［００１０］、図１等）

上記特許文献１に記載された従来技術によれば、簡易な回路構成で入力電流を正弦波状にすることが可能であるが、以下の問題がある。
（１）リアクトル１に蓄積されるエネルギーを放出する動作原理から、ダイオード整流器３の出力電圧を昇圧することは可能であるが、降圧することができない。
（２）電源投入時の平滑用コンデンサ４への突入電流を抑制するためには、別途、回路を追加する必要がある。

上記（１）に関して、出力電圧を降圧可能であれば、例えば、ダイオード整流器に直流中間回路を介して接続されたインバータによりモータを駆動する場合において、低速駆動時にダイオード整流器の出力電圧、つまりインバータの直流中間電圧を降圧することができ、これによってインバータのスイッチング素子の損失を低減することが可能である。また、インバータの出力電圧の制御誤差が少なくなり、高性能化を実現することが可能になる。
しかしながら、特許文献１の従来技術では上記降圧動作が不可能である。
また、上記（２）に関して、平滑用コンデンサの突入電流を抑制するための回路を不要にできれば、装置の高機能化や小形化、低価格化が可能になるが、特許文献１の従来技術ではこれらを期待できない。

そこで本発明の解決課題は、交流入力電流波形を正弦波に制御可能とした多相電圧形整流器において、降圧動作を可能にして装置の高性能化を図り、かつ、装置全体の小形化、低価格化を可能にすることにある。

上記の課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、ｎ相（ｎは２以上の整数）交流電圧源を電源とし、その交流電圧をダイオード整流器を介して直流電圧に変換すると共に、前記ダイオード整流器の出力側両端に接続された平滑用コンデンサを介して負荷に供給する多相電圧形整流器であって、前記電源と前記ダイオード整流器との間の少なくとも（ｎ−１）相に電源側スイッチをそれぞれ接続してなる交流スイッチ群を設けると共に、前記ダイオード整流器の交流入力側に星形結線されたリアクトルを含む回路を接続し、前記電源側スイッチをオンして前記リアクトルを介し前記電源を短絡した際に前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記電源側スイッチのオフ時に前記ダイオード整流器を介し負荷に供給することにより、各相入力電流を正弦波状に制御可能とした多相電圧形整流器において、
前記ダイオード整流器の出力側と前記平滑用コンデンサとの間に少なくとも１個の負荷側スイッチを接続し、この負荷側スイッチを前記電源側スイッチとは逆論理でオン、オフするものである。

また、請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した多相電圧形整流器において、電源の投入時に、電源側スイッチ及び負荷側スイッチのオン、オフを繰り返して平滑用コンデンサを徐々に充電することにより、平滑用コンデンサに流れる突入電流を抑制するものである。

請求項１に記載した発明によれば、簡単な構成の回路を追加するだけで多相電圧形整流器の降圧動作が可能となり、装置の高性能化を実現することができる。また、請求項２に記載した発明によれば、特別な回路を追加することなく平滑用コンデンサの突入電流を抑制でき、装置の小形、低価格化が可能になる。
総じて本発明によれば、昇降圧動作が可能であって入力電流を正弦波状に制御することができると共に、高力率かつ高性能で小型化、低価格化が可能な多相電圧形整流器を提供することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、実施形態の構成を示す回路図であり、図３と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では図３と異なる部分を中心に説明する。
すなわち、この実施形態では、ダイオード整流器３の正極出力側と平滑用コンデンサ４の一端との間に、半導体スイッチからなる負荷側スイッチ８が接続されている。なお、この実施形態において、入力電流波形を正弦波状に制御するための動作は図３の場合と同様であるため、重複を避けるために説明を省略する。

さて、図３に示した従来技術において、スイッチ素子群２の半導体スイッチＳ１〜Ｓ３（便宜上、電源側スイッチという）が全てオンの場合には、これらの半導体スイッチＳ１〜Ｓ３を介してリアクトル１に交流電源６が接続され、リアクトル１にエネルギーが蓄積される。この時、ダイオード整流器３の出力電圧をＶ_{Ｄｒｏｕｔ}とすると、直流出力電圧（負荷５への出力電圧）をＥ_ｄｃとした場合、次式が成立する。

［数２］
Ｖ_{Ｄｒｏｕｔ}≦Ｅ_ｄｃ

仮に、ダイオード整流器３の出力電圧Ｖ_{Ｄｒｏｕｔ}が直流出力電圧Ｅ_ｄｃよりも大きい場合には、電源側スイッチＳ１〜Ｓ３がオンの期間に、図２に示すように、リアクトル１にエネルギーを蓄えるための電流ｉ_Ｌｕ，ｉ_Ｌｖ，ｉ_Ｌｗの他に、平滑用コンデンサ４を充電する電流ｉ_１が流れてしまい、この電流ｉ_１によって入力電流は正弦波状にはならなくなる。

よって、図３の従来技術において、入力電流を正弦波状にするためには、少なくとも直流出力電圧Ｅ_ｄｃをダイオード整流器３の出力電圧Ｖ_{Ｄｒｏｕｔ}よりも大きくする必要がある。ダイオード整流器３の出力電圧Ｖ_{Ｄｒｏｕｔ}の最大値は入力線間電圧のピーク値であるから、例えば、電源電圧の実効値を２００［Ｖ］とすると、直流出力電圧Ｅ_ｄｃは少なくとも２８３［Ｖ］（≒２００×√２）以上にしなければならない。

このように、図３に示す従来技術では、入力電流を正弦波状にすることはできるが、直流出力電圧Ｅ_ｄｃは入力線間電圧のピーク値以上の値でなければならず、降圧動作を行うことができない。
そこで、図１に示す実施形態では、ダイオード整流器３の正極出力側と平滑用コンデンサ４の一端との間に負荷側スイッチ８を接続し、この負荷側スイッチ８を電源側スイッチＳ１〜Ｓ３の動作と関連させて制御するようにした。

上記負荷側スイッチ８は、電源側スイッチＳ１〜Ｓ３がオンの期間にオフさせ、電源側スイッチＳ１〜Ｓ３がオフの期間にオンさせるように制御する。このように、追加した負荷側スイッチ８のオンオフ制御は電源側スイッチＳ１〜Ｓ３に対し逆論理であるため、交流スイッチ群２の制御手段を用いて容易に実現可能である。

電源側スイッチＳ１〜Ｓ３がオンの期間には、これらの電源側スイッチＳ１〜Ｓ３を介してリアクトル１に交流電源６が接続されるので、リアクトル１にエネルギーが蓄積される。この時、負荷側スイッチ８はオフであるため、例えば、ダイオード整流器３の出力電圧が直流出力電圧よりも高い場合でも、平滑用コンデンサ４には電流が流れず、入力電流は前記数式１で表される値となる。

また、電源側スイッチＳ１〜Ｓ３がオフの期間に負荷側スイッチ８をオンすることにより、リアクトル１に蓄えられたエネルギーが出力側に供給される。この際、電源側スイッチＳ１〜Ｓ３はオフされているため、ダイオード整流器３の入力側には電流が流れず、結局、入力電流は前記数式１で示される値となる。

よって、ダイオード整流器３の入力電圧、言い換えればダイオード整流器３の出力電圧Ｖ_{Ｄｒｏｕｔ}が直流出力電圧Ｅ_ｄｃよりも高い場合でも、入力電流を正弦波状にすることができる。
従って、出力電圧Ｖ_{Ｄｒｏｕｔ}を降圧して使用することが可能となり、例えば、ダイオード整流器３に直流中間回路を介して接続されたインバータ（図示せず）を用いてモータを低速で駆動する際に、直流中間電圧を降圧し、前記インバータのスイッチング素子の損失を低減し、また、前記インバータの出力電圧の制御誤差を少なくして装置の高性能化を図ることができる。

なお、図１の実施形態では、ダイオード整流器３の正極出力側と平滑用コンデンサ４の一端との間に負荷側スイッチ８が接続されているが、ダイオード整流器３の負極出力側と平滑用コンデンサ４の他端との間に負荷側スイッチ８を接続したり、ダイオード整流器３の正負両極の出力側と平滑用コンデンサ４の両端との間に負荷側スイッチ８を接続した場合にも同一の効果が得られるのは言うまでもない。

また、本発明の回路構成において、電源６の投入時に、電源側スイッチＳ１〜Ｓ３と負荷側スイッチ８とを交互にスイッチングすることを繰り返して徐々に平滑用コンデンサ４を充電することにより、平滑用コンデンサ４の突入電流を抑制することができる。よって、本発明によれば、従来技術では必要であった平滑用コンデンサの突入電流抑制回路を不要にすることができる。

なお、本発明は、一般にｎ相（ｎは２以上の整数であり、ｎ＝２を単相とする）交流電圧源を電源とし、その交流電圧をダイオード整流器を介して直流電圧に変換する多相電圧形整流器に適用可能である。また、交流スイッチ群を構成する電源側スイッチは、そのオン時に電源を短絡してリアクトルにエネルギーを蓄積し、そのオフ時に電源側の電流経路を形成しなければよいので、少なくともｎ−１相分（ｎ−１個）用いればよい。

本発明の実施形態を示す回路図である。図３において、ダイオード整流器の出力電圧が直流出力電圧よりも高い場合の電流経路の説明図である。従来技術を示す回路図である。

符号の説明

１：リアクトル
２：交流スイッチ群
３：ダイオード整流器
４：平滑用コンデンサ
５：直流負荷
６：三相交流電源
７：高周波フィルタ
８：負荷側スイッチ
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３：電源側スイッチ

Claims

ｎ相（ｎは２以上の整数）交流電圧源を電源とし、その交流電圧をダイオード整流器を介して直流電圧に変換すると共に、前記ダイオード整流器の出力側両端に接続された平滑用コンデンサを介して負荷に供給する多相電圧形整流器であって、前記電源と前記ダイオード整流器との間の少なくとも（ｎ−１）相に電源側スイッチをそれぞれ接続してなる交流スイッチ群を設けると共に、前記ダイオード整流器の交流入力側に星形結線されたリアクトルを含む回路を接続し、前記電源側スイッチをオンして前記リアクトルを介し前記電源を短絡した際に前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記電源側スイッチのオフ時に前記ダイオード整流器を介し負荷に供給することにより、各相入力電流を正弦波状に制御可能とした多相電圧形整流器において、
前記ダイオード整流器の出力側と前記平滑用コンデンサとの間に少なくとも１個の負荷側スイッチを接続し、この負荷側スイッチを前記電源側スイッチとは逆論理でオン、オフすることを特徴とする多相電圧形整流器。
請求項１に記載した多相電圧形整流器において、
前記電源の投入時に、前記電源側スイッチ及び負荷側スイッチのオン、オフを繰り返して前記平滑用コンデンサを徐々に充電することにより、前記平滑用コンデンサに流れる突入電流を抑制することを特徴とする多相電圧形整流器。