CN105658467A - 电力变换装置和电力变换方法 - Google Patents

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Abstract

一种电力变换装置，具有多个直流电源(VB)，将各直流电源的输出电压变换为交流电压，并且将变换得到的交流电压串联连接地输出，该电力变换装置具备：DC/DC转换器(21)，其与各直流电源(VB)连接，对直流电源的输出电压进行变换；控制装置(31)，其控制各DC/DC转换器(21)的输出电压；以及H桥电路(22)，其设置于DC/DC转换器(21)的输出侧，将由DC/DC转换器(21)输出的电压变换为交流电压。

Description

电力变换装置和电力变换方法
技术领域
本发明涉及一种将由直流电源输出的电力变换为交流电力的电力变换装置和电力变换方法。
背景技术
作为用于驱动交流马达等负载的电源装置，提出了分散模块电源。分散模块电源具备多个直流电源，利用逆变器将由各直流电源输出的直流电压变换为交流电压。并且，通过将由各逆变器输出的交流电压串联地相加来生成期望水平的交流电压并向负载提供该期望水平的交流电压。作为这样的电源装置，已知有专利文献1所记载的装置。
专利文献1：日本特开2011-155786号公报
发明内容
发明要解决的问题
关于直流电源的输出电压，输出电压根据SOC(StateOfCharge(充电状态)；将满充电设为100％时的充电率)发生变化，因此专利文献1所公开的电力变换装置存在无法输出稳定的电压的问题。
本发明是为了解决这样的问题而完成的，其目的在于提供一种即使在直流电源的电压发生了变动的情况下也能够输出稳定的电力的电力变换装置和电力变换方法。
用于解决问题的方案
为了达到上述目的，本申请发明具备：电压变换单元，其与直流电源连接，对直流电源的输出电压进行变换；电压控制单元，其控制各电压变换单元的输出电压；以及逆变器电路，其设置于电压变换单元的输出侧，将由电压变换单元输出的电压变换为交流电压。
附图说明
图1是表示本发明的第一实施方式所涉及的电力变换装置的结构的电路图。
图2是表示本发明的第一实施方式所涉及的电力变换装置的、DC/DC转换器和控制装置的详细结构的框图。
图3的(a)～(e)是表示本发明的第一实施方式所涉及的电力变换装置的、输入电压V1等于基准电压Vref的情况下的各输出波形的时间图。
图4的(a)～(e)是表示本发明的第一实施方式所涉及的电力变换装置的、输入电压V1小于基准电压Vref的情况下的各输出波形的时间图。
图5的(a)～(e)是表示本发明的第一实施方式所涉及的电力变换装置的、输入电压V1大于基准电压Vref的情况下的各输出波形的时间图。
图6是表示本发明的第二实施方式所涉及的电力变换装置的结构的电路图。
图7是使用半桥电路来作为逆变器电路的情况下的电源模块的电路图。
图8是表示本发明的变形例所涉及的电力变换装置的结构的电路图，表示在IGBT中设置有电容器的情况。
图9是表示本发明的变形例所涉及的电力变换装置的结构的电路图，表示使用MOSFET来作为电子开关的情况。
图10的(a)～(d)是表示本发明的变形例所涉及的电力变换装置的结构的电路图。
具体实施方式
以下，根据附图说明本发明的实施方式。
[第一实施方式的说明]
图1是表示本发明的第一实施方式所涉及的电力变换装置的结构的电路图。图1所示的电力变换装置向三相交流马达(以下简称为“马达M1”)的U相、V相、W相分别提供相位各相差120度的交流电压来驱动马达M1。而且，关于U相，具备n个电源模块11-1、11-2、···、11-n。另外，关于V相，具备n个电源模块12-1、12-2、···、12-n。并且，关于W相，具备n个电源模块13-1、13-2、···、13-n。此外，n表示任意的自然数，在本申请发明中，电源模块的个数不限定于规定的个数的情况。图1所示的(3×n)个各电源模块的结构是相同的，因此下面关于电源模块11-1进行说明。
电源模块11-1具备直流电源VB、与直流电源VB连接并对输出电压进行变换的DC/DC转换器21(电压变换单元)以及设置在DC/DC转换器21的输出侧并将由DC/DC转换器21输出的直流电压变换为交流电压的H桥电路22(逆变器电路)。另外，在直流电源VB的正极与负极之间设置有高次谐波成分去除用的电容器C1，并且，在DC/DC转换器21与H桥电路22之间设置有平滑化用的电容器C2。
图2是表示DC/DC转换器21以及对DC/DC转换器21进行控制的控制装置31(电压控制单元)的结构的电路图。如图2所示，DC/DC转换器21具有具备四个电子开关Q11～Q14的初级电路以及同样具备四个电子开关Q21～Q24的次级电路，上述初级电路与次级电路经由具有m:n的变压比的变压器TR1而被耦合。在此，m对应于变压器TR1的初级侧，n对应于变压器TR1的次级侧。各电子开关Q11～Q14、Q21～Q24包括IGBT(绝缘栅双极型晶体管)，在各电子开关Q11～Q14、Q21～Q24的两个端子间分别设置有二极管。DC/DC转换器21构成为初级电路与次级电路通过变压器TR1被绝缘的双有源桥电路。
另外，设置有对DC/DC转换器21的驱动进行控制的控制装置31(电压控制单元)，控制装置31具备主控制部32、驱动电路35、输入电压传感器33(电压检测单元)以及输出电压传感器34。输入电压传感器33测定图1所示的直流电源VB的输出电压、即DC/DC转换器21的输入电压(将其设为输入电压V1)。输出电压传感器34测定DC/DC转换器21的输出电压(将其设为输出电压V2)。
H桥电路22如图1所示那样具备四个电子开关(图中是IGBT)，通过使这些电子开关进行切换动作，来将由DC/DC转换器21输出的直流电压变换为交流电压。另外，设置于U相的n个电源模块11-1～11-n的H桥电路22的输出端子彼此串联连接，因此由各H桥电路22输出的交流电压被串联地相加后提供给马达M1。即，各H桥电路22(逆变器电路)的输出端子相互串联连接，通过该串联连接将各H桥电路22的输出电压相加而得到的交流电压被设为负载提供用的输出电压。
主控制部32根据由作为上位设备的主控制器41输出的输出电压指令值、由输入电压传感器33测定出的输入电压V1、由输出电压传感器34测定出的输出电压V2，来生成各电子开关Q11～Q14、Q21～Q24的接通、断开指令信号。
驱动电路35根据由主控制部32输出的接通、断开指令信号，来向各电子开关Q11～Q14、Q21～Q24的控制端子(基极)输出驱动信号。
主控制部32例如能够构成为包括中央运算单元(CPU)、RAM、ROM、硬盘等存储单元的一体型的计算机。
接着，关于第一实施方式所涉及的电力变换装置的作用进行说明。在本实施方式中，在图1所示的直流电源VB的输出电压下降、或上升的情况下，也对DC/DC转换器21的驱动进行控制，使得向H桥电路22提供的直流电压(由图2的输出电压传感器34检测出的输出电压V2)成为预先设定的基准电压Vref。因而，主控制部32将由输入电压传感器33检测出的DC/DC转换器21的输入电压V1与根据“Vref·m/n”计算出的值进行对比，对各电子开关Q11～Q14、Q21～Q24的驱动进行控制，使得由输出电压传感器34检测出的输出电压V2成为基准电压Vref。具体地说，检测输入电压V1的变动，对各电子开关Q11～Q14、Q21～Q24的驱动进行控制，使得输出电压V2稳定为基准电压Vref。
在电子开关Q11～Q14的控制中，将电子开关Q11、Q14控制为相互同步，控制为接通、断开的状态相同。另外，将电子开关Q12、Q13控制为相互同步，控制为接通、断开的状态相同。另一方面，为了防止短路，将电子开关Q11、Q12控制为不会同时成为接通的状态。同样地，为了防止短路，将电子开关Q13、Q14控制为不会同时成为接通的状态。
将电子开关Q11、Q14控制为同步地接通、断开。将电子开关Q12、Q13与电子开关Q11、Q14同样地也控制为同步地接通、断开，将电子开关Q12、Q13控制为相位相对于电子开关Q11、Q14的相位延迟180度。
在电子开关Q21～Q24的控制中，将电子开关Q21、Q24控制为相互同步，控制为接通、断开的状态相同。另外，将电子开关Q22、Q23控制为相互同步，控制为接通、断开的状态相同。另一方面，为了防止短路，将电子开关Q21、Q22控制为不会同时成为接通的状态。同样地，为了防止短路，将电子开关Q23、Q24控制为不会同时成为接通的状态。
将电子开关Q21、Q24控制为同步地接通、断开。将电子开关Q22、Q23与电子开关Q21、Q24同样地也控制为同步地接通、断开，将电子开关Q22、Q23控制为相位相对于电子开关Q21、Q24的相位延迟180度。
以下，说明直流电源VB的输出稳定的情况(“V1＝Vref·m/n”)、直流电源VB的输出下降的情况(“V1<Vref·m/n”)以及直流电源VB的输出上升的情况(“V1>Vref·m/n”)下的各电子开关Q11～Q14、Q21～Q24的接通、断开控制。
此外，下面，为了简化说明，设为设置于DC/DC转换器21的变压器TR1的变压比m:n为1:1。即，成为“m/n＝1”，因此设直流电源VB的输出稳定的情况为“V1＝Vref”的情况来进行说明，设直流电源VB的输出下降的情况为“V1<Vref”的情况来进行说明，另外，设直流电源VB的输出上升的情况为“V1>Vref”的情况来进行说明。
[V1＝Vref的情况]
图3的(a)～(e)是表示V1＝Vref(即V1＝Vref·m/n)的情况下的各信号的变化的时间图。图3的(a)、图3的(b)分别表示电子开关Q11、Q21的动作，图3的(c)表示变压器TR1的初级侧电压(变压器初级电压)，图3的(d)表示变压器TR1的次级侧电压(变压器次级电压)，图3的(e)表示流过变压器TR1的次级侧的电流的变化。
在V1＝Vref的情况下，直流电源VB的输出电压输出了稳定的电压，因此不需要使电压增加或减少。因而，如图3的(a)所示那样对DC/DC转换器21的电子开关Q11进行控制，使其周期性地接通、断开。此外，关于Q14，也与Q11同样地控制接通、断开。
另外，如图3的(b)所示，使电子开关Q21稍延迟于Q11的接通、断开的定时地周期性地接通、断开。此时，使Q21以与Q11相同的占空比来接通、断开。此外，关于Q24，也与Q21同样地控制接通、断开。
通过这样，如图3的(c)所示，在变压器TR1的初级侧产生矩形状的脉冲电压。另外，如图3的(d)所示，在变压器TR1的次级侧，相位相比于初级侧的脉冲稍微延迟地产生与初级侧相同水平的电压。也就是说，V1＝V2＝Vref。另外，如图3的(e)所示那样的次级电流流过变压器TR1。
[V1<Vref的情况]
图4的(a)～(e)是表示直流电源VB的输出电压下降并成为V1<Vref(即V1<Vref·m/n)的情况下的各信号的变化的时间图。图4的(a)、图4的(b)分别表示电子开关Q11、Q21的动作，图4的(c)表示变压器TR1的初级侧电压(变压器初级电压)，图4的(d)表示变压器TR1的次级侧电压(变压器次级电压)，图4的(e)表示流过变压器TR1的次级侧的电流(变压器电流)的变化。
在V1<Vref的情况下，如果保持该状态不升压地输出直流电压，则向图1所示的马达M1提供的交流电压下降，因此无法使马达M1稳定地工作。因而，需要通过DC/DC转换器21使输入电压V1升压来使输出电压V2成为Vref。如图4的(a)所示，对DC/DC转换器21的电子开关Q11进行控制，使其周期性地接通、断开。此时，电子开关Q22也同样地进行接通、断开动作。
另外，如图4的(b)所示，在电子开关Q11的接通期间内，使电子开关Q21接通。此时，关于电子开关Q21的接通、断开控制的占空比，以小于Q11的占空比的占空比来使电子开关Q21接通。另外，关于电子开关Q22、Q23，如图4的(b)附图标记q1所示那样，以相位相对于电子开关Q21的相位延迟180度的方式接通。
其结果，如图4的(c)所示，变压器TR1的初级侧电压以固定的周期来切换正、负地变化。此时，从直流电源VB输出的电压、即DC/DC转换器21的输入电压V1未达到基准电压Vref。因而，图4的(c)所示的脉冲信号的振幅未达到基准电压Vref。
另一方面，如图4的(d)所示，关于变压器TR1的次级侧电压，占空比小于初级侧电压的占空比，脉冲信号的振幅达到基准电压Vref。因而，即使在直流电源VB的输出电压低于基准电压Vref的情况下，也能够使DC/DC转换器21的输出电压V2升压至基准电压Vref。
另外，流过变压器TR1的次级电流I1(变压器电流)如图4的(e)所示那样变化。如图4的(e)所示，次级电流的方向变化的时刻、即从正切换为负的时刻以及从负切换为正的时刻(图中用q2、q3、q4表示之处)处于次级侧的电子开关Q21～Q24全部为断开的时间段。因而，能够抑制电子开关切换时产生的噪声，能够进行柔和的切换。
[V1>Vref的情况]
图5的(a)～(e)是表示直流电源VB的输出电压下降并成为V1>Vref(即V1>Vref·m/n)的情况下的各信号的变化的时间图。图5的(a)、图5的(b)分别表示电子开关Q11、Q21的动作，图5的(c)表示变压器TR1的初级侧电压，图5的(d)表示变压器TR1的次级侧电压，图5的(e)表示流过变压器TR1的次级侧的电流(变压器电流)的变化。
在V1>Vref的情况下，如果保持该状态不降压地输出直流电压，则向图1所示的马达M1提供的交流电压变得过多，无法使马达M1稳定地工作。因而，需要通过DC/DC转换器21使输入电压V1降压来使输出电压V2成为Vref。如图5的(a)所示，对DC/DC转换器21的电子开关Q11进行控制，使其周期性地接通、断开。另外，如图5的(b)所示，以比Q11的占空比大的占空比来使电子开关Q21接通，并且使开关Q21的接通期间包含电子开关Q11的接通期间。另外，在电子开关Q21的断开期间内，使电子开关Q22、Q23接通。
其结果，图5的(c)所示，变压器TR1的初级侧电压以断续地切换正、负的方式变化。此时，脉冲信号的振幅由于直流电源VB的电压上升而超过基准电压Vref。另一方面，如图5的(d)所示，关于次级侧电压，占空比大于初级侧电压的占空比，脉冲信号的振幅下降至基准电压Vref。因而，即使在直流电源VB的输出电压超过基准电压Vref的情况下，也能够使DC/DC转换器21的输出电压V2降压至基准电压Vref。
另外，流过变压器TR1的次级电流I1(变压器电流)如图5的(e)所示那样地变化。如图5的(e)所示，次级电流的方向变化的时刻、即从正切换为负的时刻以及从负切换为正的时刻处于初级侧的电子开关Q11～Q14全部为断开的时间段。因而，能够抑制电子开关切换时产生的噪声，能够进行柔和的切换。
通过这样，在第一实施方式所涉及的电力变换装置中，在直流电源VB与H桥电路22之间设置DC/DC转换器21，使DC/DC转换器21的输出电压根据由直流电源VB输出的输入电压V1而变动。因而，能够输出稳定的电压。
另外，在第一实施方式所涉及的电力变换装置中，在由直流电源VB输出的输入电压V1低于基准电压Vref的情况下，使输入电压V1升压来将输出电压V2设为基准电压Vref。另一方面，在由直流电源VB输出的输入电压V1超过基准电压的情况下，使该输入电压V1降压来将输出电压V2设为基准电压Vref。因而，即使在直流电源VB的输出电压发生了变动的情况下，也能够将DC/DC转换器21的输出电压V2设为基准电压Vref。其结果，能够使从H桥电路22输出的交流电压稳定化，进而能够稳定地驱动马达M1。
并且，由于将双有源桥电路用作DC/DC转换器21，因此能够实现装置的小型化、高效化。并且，由于将H桥电路22用作逆变器电路，因此能够扩大输出电压的电压范围。
此外，在上述的实施方式中，关于一个电源模块11-1进行了说明，但是在本实施方式中，所有的电源模块都具有相同的结构，在各电源模块中利用DC/DC转换器21进行电压控制。
[第二实施方式的说明]
接着，说明本发明的第二实施方式。图6是表示第二实施方式所涉及的电力变换装置的结构的电路图。在第二实施方式中，与前述的第一实施方式对比，不同点在于使直流电源共用化。即，U相的电源模块11-1、V相的电源模块12-1以及W相的电源模块13-1连接于同一直流电源VB1。另外，U相的电源模块11-2、V相的电源模块12-2以及W相的电源模块13-2连接于同一直流电源VB2。同样地，U相的电源模块11-n、V相的电源模块12-n以及W相的电源模块13-n连接于同一直流电源VBn。换言之，针对一个相设置有n个电源模块，从低压侧向高压侧的第k个(1≤k≤n)电源模块连接于共用的直流电源VB。除此以外的结构与图1所示的第一实施方式相同。
而且，在第二实施方式所涉及的电力变换装置中，能够针对多个相共用直流电源VB，因此能够削减直流电源VB的个数。
[第三实施方式的说明]
接着，关于本发明的第三实施方式进行说明。图7是表示第三实施方式所涉及的电力变换装置所使用的电源模块11-1的结构的电路图。在第三实施方式中，与前述的第一实施方式、第二实施方式对比，不同点在于，代替H桥电路22而将半桥电路22a作为逆变器电路。即，在图1所示的H桥电路22中设置有四个电子开关，与此相对，不同点在于在图7所示的半桥电路22a中设置有两个电子开关。而且，在像这样构成的第三实施方式中，也能够获得与前述的第一实施方式、第二实施方式同样的效果。另外，由于使用半桥电路，因此能够简化电路结构。
[第四实施方式的说明]
接着，说明本发明的第四实施方式。图8是表示第四实施方式所涉及的电力变换装置所使用的DC/DC转换器21的结构的电路图。在第四实施方式中，与前述的第一实施方式、第二实施方式对比，不同点在于在电子开关Q11～Q14、Q21～Q24中设置有电容器。而且，在像这样构成的第四实施方式中，也能够获得与前述的第一实施方式、第二实施方式同样的效果。另外，通过在各电子开关中设置电容器，能够进行柔和的切换，能够抑制切换时产生的噪声。
[第五实施方式的说明]
接着，说明本发明的第五实施方式。图9是表示第五实施方式所涉及的电力变换装置所使用的DC/DC转换器21的结构的电路图。在第五实施方式中，与图8所示的第四实施方式对比，不同点在于使用包括MOSFET的电子开关T11～T14、T21～T24来代替包括IGBT的电子开关Q11～Q14、Q21～Q24。通过设为这样的结构，无需像图1所示那样在IGBT的两端设置电容器就能够进行柔和的切换。因而，能够抑制切换时产生的噪声。
[第六实施方式的说明]
接着，说明本发明的第六实施方式。图10的(a)～(d)是表示第六实施方式所涉及的电力变换装置的结构的电路图。图10的(a)表示DC/DC转换器21的初级电路为LC串联共振型的情况，图10的(b)表示LLC串联共振型的情况，图10的(c)表示LCC串联共振型的情况，而且，图10的(d)表示LC并联共振型的情况。关于各个情况，能够实现柔和的切换并且具备与缓冲电容器同等的功能。
一般地，在没有缓冲电容器的情况下，当由于开关断开而电路的电流突然被切断时，由于电路的自感而发生电压的骤变，产生钉状的高电压。该高电压成为开关自身、周围的电子部件的损伤、产生电磁噪声的原因。
但是，在图10的(a)～(d)的各个情况下，能够实现柔和的切换，并且能够抑制电压的骤变、钉状的高电压的产生。因此，在各个情况下，能够防止开关自身、周围的电子部件的损伤，并且能够使电磁噪声最小化。
以上，说明了本发明的实施方式，但是这些实施方式只是为了容易地理解本发明而记载的简单的例示，本发明并不限定于这些实施方式。本发明的技术范围不限于上述实施方式所公开的具体的技术事项，还包含能够容易地从上述实施方式导出的各种变形、变更、替代技术等。
例如，在上述的各实施方式中，关于生成用于驱动三相交流马达的三相交流电压的例子进行了说明，但是本发明不限定于此，也能够使用于生成单相的交流电压的情况。
本申请基于2013年10月17日申请的日本特愿第2013-216278号主张优先权，该申请的全部内容通过参照被引入到本说明书中。
产业上的可利用性
在本申请发明中，在直流电源与逆变器电路之间设置有电压变换单元，因此能够利用于即使在直流电源的输出电压发生了变动的情况下也输出稳定的交流电压的情况。
附图标记说明
M1：三相交流马达；Q11、Q12、Q13、Q14、Q21、Q22、Q23、Q24：电子开关；TR1：变压器；VB：直流电源；11-1、11-2、···、11-n：电源模块；12-1、12-2、···、12-n：电源模块；13-1、13-2、···、13-n：电源模块；21：DC/DC转换器(电压变换单元)；22：H桥电路(逆变器电路)；22a：半桥电路(逆变器电路)；31：控制装置(电压控制单元)；32：主控制部；33：输入电压传感器(电压检测单元)；34：输出电压传感器；35：驱动电路；41：主控制器。

Claims (7)

1.一种电力变换装置，具有多个直流电源，将各所述直流电源的输出电压变换为交流电压，并且将变换得到的交流电压串联连接地输出，该电力变换装置的特征在于，具备：
电压变换单元，其与各所述直流电源连接，对所述直流电源的输出电压进行变换；
电压控制单元，其控制各所述电压变换单元的输出电压；以及
逆变器电路，其设置于所述电压变换单元的输出侧，将由所述电压变换单元输出的电压变换为交流电压。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
还具备检测所述电压变换单元的输入电压的电压检测单元，
其中，所述电压控制单元根据由所述电压检测单元检测出的所述输入电压进行控制，使得所述电压变换单元的输出电压成为预先设定的基准电压。
3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电压变换单元是初级电路与次级电路经由变压器耦合而得到的双有源桥电路。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，
针对一个相串联地设置有n个所述逆变器电路，向从低压侧向高压侧的第k个所述逆变器电路提供电压的所述直流电源在多个相中共用化，其中，1≤k≤n。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述逆变器电路是H桥电路。
6.根据权利要求1至4中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述逆变器电路是半桥电路。
7.一种电力变换方法，其具有多个直流电源，将各所述直流电源的输出电压变换为交流电压，并且将变换得到的交流电压串联连接地输出，该电力变换方法的特征在于，包括以下步骤：
电压变换单元对各所述直流电源的输出电压进行变换；以及
将变换后的输出电压变换为交流电压。
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