CN107852117B - 旋转电机 - Google Patents

Abstract

在本马达中，以波形卷绕方式卷绕安装于定子芯的各相导体的一个端部经由第一正极侧开关与直流电源的正极端子连接，并且经由第二负极侧开关与直流电源的负极端子连接。另外，各相导体的另一个端部经由第一负极侧开关与直流电源的负极端子连接，并且经由第二正极侧开关与直流电源的正极端子连接。通过利用控制装置控制第一正极侧开关、第二负极侧开关、第一负极侧开关以及第二正极侧开关，从而单独地控制在各相导体中流过的电流的振幅以及相位。

Description

旋转电机

技术领域

本发明涉及根据运转状态来切换在电枢导体中流过的电流的振幅和相位的旋转电机。

背景技术

以往，提出有通过切换旋转电机的电枢绕组的匝数或绕组之间的连接方法来扩大运转区域、提高特性的旋转电机。

例如，专利文献1记载有通过将包括n个部分绕组的电枢绕组的同相线圈的连接切换为串联或者并联、将相线圈之间的接线切换为Y接线或者Δ接线，从而扩大运转区域并且提高了特性的感应电动机。

现有技术文献

专利文献1：日本特开平11-027987号公报

发明内容

但是，在运转区域内，在高速域和低速域、高负载域和低负载域中，旋转电机所要求的特性不同。

例如，在低负载域中，转矩脉动、电流脉动相比于输出转矩、输入输出电流比较大，影响明显，所以要求脉动小的特性。

另一方面，在高负载域中，最重要的要求是构成旋转电机的部件的温度收敛于容许值以内。

在上述感应电动机中，通过相线圈的匝数、串并联切换或Y-Δ接线的变更等使线间电压峰值、相线圈的电流密度变化，但定子和转子的间隙磁通密度波形本身不会由于切换而变化，所以无法使转矩脉动、电流脉动等间隙磁通波形所引起的特性变化。

一般来说，分布绕相比于集中绕组，能够使电枢形成的间隙磁通分布更接近正弦波，另外，短节距绕组相比于全节距绕组，能够使间隙磁通分布更接近正弦波。

由此，通过采用短节距绕组的绕组图案，相比于采用集中绕组的绕组图案的旋转电机，易于降低转矩脉动。

另一方面，短节距绕组磁通利用率低，并且为了得到转矩需要更多的电流，所以存在高负载下的温度成立性变得困难的问题。

如果使用卷绕安装为全节距绕组或者短节距绕组的分布绕组或集中绕组，并通过变更对相线圈通电的电流的振幅和相位来再现其它磁通波形，则能够实现解决上述课题的旋转电机。

然而，实际需要进行如利用磁通的合成而将相线圈发生的磁通相互抵消的通电，所以引起产生仅发生导体损耗却不发生转矩的无用导体，从而效率降低的新问题。

在此，简单说明无用导体。

图17是沿着旋转电机的轴线方向观察卷绕安装在定子芯51的线圈50时的图，图18是示出沿着径向观察图17的旋转电机时的在线圈50中流过的电流的方向的图，图中箭头表示在线圈50中流过的电流的方向。

在以往的在全节距绕组、短节距绕组、集中绕组之间切换的构造中，在定子芯51上卷绕有例如集中绕组的线圈50。

在产生分布卷绕的磁通波形时，在如图17所示例如设为2槽分离的分布卷绕的情况下，通过将夹在当间的相邻的线圈50彼此相互连结而连接2槽分离的位置的线圈50。

在此情况下，由图18可知，插入到同槽的2个线圈50的电流的方向相互相反，所以相互抵消了磁通。

因此，将2槽分离的线圈50连结起来的当间的线圈50虽然发生由通电电流所致的导体损耗但却不发生有效磁通，成为所谓的无用导体。

另外，在如文献1所述经由晶体管等开关连接多个部分绕组、并通过开关的开闭使绕组的状态变化的方法中，存在开关数和开关的控制装置变得庞大而装置变得复杂化、大型化的问题。

本发明以解决上述问题为课题，提供如下所述的低损耗的旋转电机：不增加开关数和开关的控制装置，形成扩大运转区域且得到各运转点所要求的适当特性的间隙磁通波形，并且没有上述无用导体所致的损耗。

本发明的旋转电机具备：转子；以及定子，环绕该转子，具有形成有沿轴线方向延伸的多个定子槽的定子芯以及分别以波形卷绕方式插通于各所述定子槽的各相导体，其中，各所述相导体的一个端部经由使电流接通、断开的第一正极侧开关与直流电源的正极端子电连接，并且经由控制电流的负极侧控制部件与所述直流电源的负极端子电连接；各所述相导体的另一个端部经由使电流接通、断开的第一负极侧开关与所述直流电源的负极端子电连接，并且经由控制电流的正极侧控制部件与所述直流电源的正极端子电连接；利用控制装置控制所述第一正极侧开关、所述负极侧控制部件、所述第一负极侧开关以及所述正极侧控制部件，从而单独地控制在各所述相导体中流过的电流的振幅以及相位。

根据本发明的旋转电机，以波形卷绕方式插通定子槽的各相导体的一个端部经由使电流接通、断开的第一正极侧开关与直流电源的正极端子电连接，并且经由控制电流的负极侧控制部件与所述直流电源的负极端子电连接；各所述相导体的另一个端部经由使电流接通、断开的第一负极侧开关与所述直流电源的负极端子电连接，并且经由控制电流的正极侧控制部件与所述直流电源的正极端子电连接；利用控制装置控制所述第一正极侧开关、所述负极侧控制部件、所述第一负极侧开关以及所述正极侧控制部件，从而单独地控制在各所述相导体中流过的电流的振幅以及相位。

因此，能够得到下述低损耗的旋转电机：不增加开关数和开关的控制装置，形成扩大运转区域且得到各运转点所要求的适当特性的间隙磁通波形，并且没有无用相导体所致的损耗。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的马达的侧剖面图。

图2是图1的马达的主剖面图。

图3是示出图1的马达的供电电路的供电电路图。

图4是图2的部分放大图。

图5是模拟图1的马达的6相全节距分布绕组的电枢磁通的通电时的电枢磁通分布图。

图6是模拟图1的马达的6相短节距分布绕组的电枢磁通的通电时的电枢磁通分布图。

图7是模拟图1的马达的6相集中绕组的电枢磁通的通电时的电枢磁通分布图。

图8是模拟图1的马达的3相短节距分布绕组的电枢磁通的通电时的电枢磁通分布图。

图9是模拟图1的马达的3相集中绕组的电枢磁通的通电时的电枢磁通分布图。

图10是示出本发明的实施方式2的马达的主剖面图。

图11是示出本发明的实施方式3的马达的主剖面图。

图12是图11的部分放大图。

图13是模拟图11的马达的9相短节距分布绕组的电枢磁通的通电时的电枢磁通分布图。

图14是模拟图11的马达的9相集中绕组的电枢磁通的通电时的电枢磁通分布图。

图15是模拟图11的马达的3相短节距分布绕组的电枢磁通的通电时的电枢磁通分布图。

图16是模拟图11的马达的3相集中绕组的电枢磁通的通电时的电枢磁通分布图。

图17是沿着以往的旋转电机的轴线方向观察卷绕安装在定子芯的线圈时的图。

图18是示出沿着径向观察图17的旋转电机时的线圈的电流的流动的图。

(符号说明)

1：马达；2：框架；3：负载侧托架；4：反负载侧托架；5：负载侧轴承；6：反负载侧轴承；7：轴；8：转子；9：定子；10：壳体；11：轴承压件；12：波形垫圈；13：磁轭；14：齿；15：定子芯；16：定子槽；17、17a、17b、17c、17d、17e、17f：相导体；18：绝缘件；19：转子芯；20：磁铁槽；21：永久磁铁；22：端板；23：负载侧引线；24：反负载侧引线；25：抽出口；26：第一正极侧开关；27：直流电源；28：第二负极侧开关(负极侧控制部件)；29：第一负极侧开关；30：第二正极侧开关(正极侧控制部件)；31：正极端子；32：负极端子；50：线圈；51：定子芯。

具体实施方式

以下，根据附图，说明本发明的各实施方式，在各图中对同一或者相当的部件、部位附加同一符号来说明。

实施方式1.

图1是示出本发明的实施方式1的马达1的侧剖面图，图2是图1的马达1的主剖面图。

该马达1是8极、48槽的永久磁铁马达。

作为旋转电机的马达1具备：圆筒形状的框架2；负载侧托架3及反负载侧托架4，设置为覆盖在该框架2的两侧；轴7，配置于框架2的中心轴线上，利用负载侧托架3及反负载侧托架4经由负载侧轴承5及反负载侧轴承6而2点支撑为旋转自如；转子8，将轴7插入并利用楔等形成为一体，容纳于包括框架2、负载侧托架3及反负载侧托架4的壳体10内；以及圆环状的定子9，通过压入或冷缩配合等被固定到框架2的内壁面，隔开间隙而环绕转子8。

负载侧轴承5利用螺栓等通过轴承压件11在轴线方向上固定于负载侧托架3。反负载侧轴承6隔着波形垫圈12相对反负载侧托架4在轴线方向上有自由度地配置。

壳体10是通过用螺栓等将负载侧托架3以及反负载侧托架4固定于框架2而形成。

定子9具备：定子芯15，具有从圆环状的磁轭13的内周侧向径向内侧等分间隔地突出的48个齿14；同相的相导体17，在形成于齿14之间的在轴线方向上延伸的各定子槽16中分别在径向上排列插通有2根；以及绝缘件18，覆盖各相导体17。

定子芯15是将两面被绝缘处理后的薄板钢板层叠多张而形成的。

各相导体17利用绝缘件18而成为一体模型，用绝缘件18覆盖的各相导体17通过被压入到各定子槽16而固定于定子芯15。

各相导体17在从定子芯15的轴线方向的一端部插通定子槽16并在另一端部露出之后，接着从1极间距即在圆周方向上第6个定子槽16的另一端部插通定子槽16并在一端部露出，之后接着在圆周方向上从1极间距的定子槽16的一端部再次插通定子槽16并在另一端部露出。

各相导体17由围绕定子芯15总共反复进行3次这样的各定子槽16的插通的波形绕组构成。

此外，在图2中，在定子槽16内插通有2根同相的相导体17，定子芯15总共卷绕安装有12根波形绕组结构的相导体17。

另外，在图2的剖面中，实际应该在内径侧的相导体17和外径侧的相导体17中分别示出相导体17的三个部位的剖面，但分别集中记载为一个。

各相导体17在其两端部分别连接有负载侧引线23以及反负载侧引线24的各一端部。各负载侧引线23以及反负载侧引线24分别通过形成于框架2的抽出口25被抽出到马达1的外部。

转子8具备：圆柱形状的转子芯19，具有在圆周方向上等分间隔地形成且在轴线方向上延伸的总共8个磁铁槽20；永久磁铁21，以N极和S极交替地位于外径侧的方式插入于各磁铁槽20；以及端板22，固定于转子芯19的轴线方向的两端，塞住磁铁槽20的两侧。

端板22最好用非磁性材料制作。

图3是示出图1的马达1的供电电路的供电电路图。

负载侧引线23经由使电流接通、断开的第一正极侧开关26与直流电源27的正极端子31电连接，并且经由作为对电流进行接通、断开控制的负极侧控制部件的第二负极侧开关28与直流电源27的负极端子32电连接。

反负载侧引线24经由使电流接通、断开的第一负极侧开关29与直流电源27的负极端子32电连接，并且经由作为对电流进行接通、断开控制的正极侧控制部件的第二正极侧开关30与直流电源27的正极端子31电连接。

这样，该马达1的供电电路通过第一正极侧开关26、第二负极侧开关28、第一负极侧开关29以及第二正极侧开关30构成所谓H桥电路。

此外，虽然在图3中未图示，但是利用控制各开关26、30、29、28的驱动的控制装置单独地调整在各相导体17中流过的电流的振幅以及相位。

针对各开关26、30、29、28各设置有一个这样的控制装置。

第一正极侧开关26、第二正极侧开关30、第一负极侧开关29、第二负极侧开关28包括使用硅半导体的绝缘栅极双极性晶体管(IGBT)，但也可以包括场效应型晶体管(MOS-FET)。

另外，也可以由使用碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等宽能带隙半导体等的半导体开关构成。

虽然未图示，但是关于第一正极侧开关26、第二正极侧开关30、第一负极侧开关29、第二负极侧开关28，分别与各开关26、30、29、28并联地插入有回流二极管。

直流电源27包括铅电池、锂离子电池等。

各个各相导体17分别与单独的H桥电路电连接，并且对各H桥电路分别单独地设置有直流电源27。

因此，在该实施方式中，针对一个马达1总共使用12个H桥电路、12根相导体17以及12个控制装置。

在图3中，在利用控制装置的驱动使第一正极侧开关26以及第一负极侧开关29接通、第二负极侧开关28以及第二正极侧开关30断开后，负载侧引线23的端部成为正极侧的电位，反负载侧引线24的端部成为负极侧的电位。

其结果，在相导体17中从负载侧引线23向反负载侧引线24流过电流。

另一方面，在通过控制装置的驱动使第一正极侧开关26以及第一负极侧开关29断开、第二负极侧开关28以及第二正极侧开关30接通后，负载侧引线23的端部成为负极侧的电位，反负载侧引线24的端部成为正极侧的电位。

其结果，在相导体17中从反负载侧引线24向负载侧引线23流过电流。

另外，在使H桥电路的4个开关26、30、29、28全部断开后，相导体17从直流电源27断开而不流过电流。

这样，通过利用控制装置切换各开关26、30、29、28的接通、断开以及使接通时间与断开时间之比分别变化，能够对各相导体17通电任意振幅和相位的电流。

接下来，说明上述结构的马达1中的6相马达1的情况下的动作。

图4是图2的部分放大图。

在图4中，沿着圆周方向对各相导体17分别分配从a至x的编号。

A+、B+、C+、D+、E+、F+分别是振幅相等且相位依次各错开30度的6相交流的相，A-、B-、C-、D-、E-、F-分别表示相位相对A+、B+、C+、D+、E+、F+反转后的状态。

在马达1进行全节距分布绕组的驱动时，在通电的各相导体17中如下所述地调节电流相位。

即，以在编号a、b的各相导体17中成为A+相，在编号c、d的各相导体17中成为B+相，在编号e、f的各相导体17中成为C+相，在编号g、h的各相导体17中成为D+相，在编号i、j的各相导体17中成为E+相，在编号k、l的各相导体17中成为F+相的方式调整对各相导体17通电的电流相位。

由此，能够构成如图5所示的8极、48槽、每极每相1槽的6相全节距分布绕组的电枢磁通。

此外，在旋转方向上错开1极间距的部位成为旋转奇对称的结构。

即，例如编号a的相导体17在图4中从纸面的表面沿垂直方向向背面延伸之后，在圆周方向上跳过1极间距的量的定子槽16之后，从编号m的定子槽16从纸面的背面沿垂直方向向表面延伸。

另外，在马达1进行短节距分布绕组的驱动时，在通电的各相导体17中如下所述地调节电流相位。

即，以在编号a的相导体17中成为A+相、在编号b的相导体17中成为D-相、在编号c的相导体17中成为B+相、在编号d的相导体17中成为E-相、在编号e的相导体17中成为C+相、在编号f的相导体17中成为F-相、在编号g的相导体17中成为D+相、在编号h的相导体17中成为A-相、在编号i的相导体17中成为E+相、在编号j的相导体17中成为B-相、在编号k的相导体17中成为F+相、在编号l的相导体17中成为C-相的方式调整对各相导体17通电的电流相位。

由此，能够构成如图6所示的8极、48槽、每极每相1槽的6相短节距分布绕组的电枢磁通。

此外，在旋转方向上错开1极间距的部位成为上述旋转奇对称的构造。

另外，在马达1进行集中绕组的驱动时，在通电的各相导体17中如下所述地调节电流相位。

即，以在编号a的相导体17中成为A+相、在编号b的相导体17中成为F+相、在编号c的相导体17中成为B+相、在编号d的相导体17中成为A-相、在编号e的相导体17中成为C+相、在编号f的相导体17中成为B-相、在编号g的相导体17中成为D+相、在编号h的相导体17中成为C-相、在编号i的相导体17中成为E+相、在编号j的相导体17中成为D-相、在编号k的相导体17中成为F+相、在编号l的相导体17中成为E-相的方式调整对各相导体17通电的电流相位。

由此，能够构成如图7所示的8极、48槽、每极每相1槽的6相集中绕组的电枢磁通。

此外，在旋转方向上错开1极间距的部位成为上述旋转奇对称的构造。

通过这样对各相导体17通电，马达1能够分别进行6相的全节距绕组、短节距绕组、集中绕组的驱动。

上述结构的6相的马达1无需如以往那样进行通过合成磁通来相互抵消相线圈所发生的磁通的通电，能够仅对必要的相导体17供给电流，所以不形成无用导体而能够构成6相的全节距绕组、短节距绕组、集中绕组的磁通波形。

另外，在定子芯15上针对每1极间距在圆周方向上移动而以波形卷绕方式卷绕安装的各相的相导体17与包括开关26、28、29、开关30的H桥电路连接，所以不增大开关26、28、29、30以及控制装置就能够任意地操作间隙磁通波形。

接下来，说明上述结构的马达1中的3相马达1的情况下的动作。

关于3相也同样地使U+、V+、W+分别为振幅相等且相位依次各错开120度的3相交流的相，U-、V-、W-分别表示相位相对U+、V+、W+反转后的状态。

在马达1进行全节距绕组的驱动时，在通电的各相导体17中如下所述地调节电流相位。

即，在以在编号a、b、c、d的各相导体17中成为U+相，在编号e、f、g、h的各相导体17中成为W-相，在编号i、j、k、l的各相导体17中成为V+相的关系的方式调整通电相位时，对电枢通电的电流成为3相全节距分布绕组的通电方法。

由此，能够构成如图8所示的8极、48槽、每极每相2槽的3相全节距绕组的电枢磁通。

另外，在马达1进行集中绕组的驱动时，在通电的各相导体17中如下所述地调节电流相位。

即，在调整为以在编号a的各相导体17中成为V-相、在b的各相导体17中成为U+相、在编号e的相导体17中成为U+相、在编号f的相导体17中成为W-相、在编号i的相导体17中成为W-相、在编号j的相导体17中成为V+相的方式通电，并且不对编号c、d、g、h、k、l的相导体17通电时，电枢能够构成如图9所示的8极、48槽的3相集中绕组的电枢磁通。

通过这样对各相导体17通电，马达1能够分别进行3相的全节距绕组、集中绕组的驱动。

在上述结构的3相的马达1中，通过利用控制装置控制第一正极侧开关26、第二负极侧开关28、第一负极侧开关29以及第二正极侧开关30的动作，针对各相导体17的每一个控制在各相导体17中流过的电流的振幅以及相位，任意地调整定子9与转子8之间的间隙磁通密度波形，形成各运转点所要求的适当的磁通波形，能够进行全节距绕组、短节距绕组、集中绕组的驱动，能够配合运转状态来变更降低转矩脉动或者提高磁通的利用率。

另外，电枢绕组是能够利用4个开关26、28、29、30和相导体17分别独立地变更电流的振幅和相位的结构，插通到定子槽16的相导体17是能够独立地控制电流振幅和相位的结构，所以不发生无用相导体所致的导体损耗。

因此，在上述结构的马达1中，在低转矩、低速旋转中的驱动时，为了降低转矩脉动，以模拟短节距分布绕组的间隙磁通波形的通电模式进行驱动。

另外，在高转矩中的驱动时，以模拟磁通利用率高的全节距分布绕组的间隙磁通波形的通电模式进行驱动。

另外，在如发生永久磁铁21的减磁那样的高转矩、高速旋转中的驱动时，配合转子8的旋转，与永久磁铁21的旋转方向滞后侧(后侧)隔着间隙而对置的相导体17以比通常时减少通电电流的方式被驱动。

另一方面，与中央部对置的相导体17以比通常时增加通电电流的方式被驱动。

由此，能够降低在保持输出转矩的状态下对永久磁铁21的最易于减磁的部分施加逆磁场的线圈所发生的磁通，所以能够提高抗减磁性能。

此外，针对各开关26、30、29、28设置各有一个调整在各相导体17中流过的电流来控制各开关26、30、29、28的控制装置，但第一正极侧开关26和第一负极侧开关29、第二负极侧开关28和第二正极侧开关30始终同步地进行接通、断开，所以也可以用同一个控制装置控制第一正极侧开关26和第一负极侧开关29，用同一个控制装置控制第二负极侧开关28和第二正极侧开关30。

由此，能够使控制装置的数量减半。

另外，在上述实施方式中插入到定子槽16的2根各相导体17在径向上排列，但也可以在圆周方向上配置。

由此，能够减小各相的电感的偏差。

实施方式2.

图10是示出本发明的实施方式2的马达1的主剖面图。

在该实施方式中，在各个定子槽16中各插通有一根各相导体17。

即，在该6相的马达1中，17a、17b、17c、17d、17e、17f的各相导体17在图10中从纸面的表面沿垂直方向向背面延伸之后，在圆周方向上跳过1极间距的量的定子槽16之后，从定子槽16从纸面的背面沿垂直方向向表面延伸。

另外，各个相导体17a、17b、17c、17d、17e、17f与包括第一正极侧开关26、第二负极侧开关28、第一负极侧开关29以及第二正极侧开关30的H桥电路单独地连接。

其它构造与实施方式1的马达1相同。

在该实施方式2的马达1中，对各相导体17a、17b、17c、17d、17e、17f通电合成在实施方式1的插入到同定子槽16的2根相导体17的电流而得到的电流。

由此，能够使直流电源27的数量、开关26、30、29、28的数量以及控制装置的数量减半，所以能够实现小型化。

另外，在各定子槽16内，对相导体17a、17b、17c、17d、17e、17f模制成形的绝缘件18为一个，所以定子槽16内的相导体17a、17b、17c、17d、17e、17f的空间因数提高而能够实现高效化。

实施方式3.

图11是示出本发明的实施方式3的马达1的主剖面图，图12是图11的部分放大图。

本实施方式的马达1是10极、45槽的永久磁铁马达。

该马达1的各相导体17在从定子芯15的轴线方向的一端部插通定子槽16而在另一端部露出之后，接着在圆周方向上跳过定子槽16，从第9个定子槽16的另一端部插通到定子槽16而在一端部露出，之后，接着在圆周方向上跳过定子槽16，从第9个定子槽16的一端部再次插通定子槽16而在另一端部露出。

各相导体17由围绕定子芯15总共反复进行3次这样的各定子槽16的插通的波形绕组构成。

此外，在图11、图12中，一根相导体17，在定子槽16内插通有2根同相的相导体17，在定子芯15上卷绕安装有总共18根波形绕组构成的相导体17。

另外，在图11、图12的剖面图中，实际应在内径侧的相导体17和外径侧的相导体17中分别示出相导体17的三个部位的剖面，但分别集中记载为一个。

各相导体17与包括第一正极侧开关26、第二负极侧开关28、第一负极侧开关29以及第二正极侧开关30的H桥电路单独地电连接。

其它结构与实施方式1的马达1相同。

接下来，说明上述结构的马达1中的9相马达1的情况下的动作。

针对各相导体17，在图12中在圆周方向上分别分配a至r的编号。

使A+、B+、C+、D+、E+、F+、G+、H+、I+分别为振幅相等且相位依次各错开40度的9相交流的相，A-、B-、C-、D-、E-、F-、G-、H-、I-分别表示相位相对A+、B+、C+、D+、E+、F+、G+、H+、I+反转后的状态。

此时，以在编号a的相导体17中成为A+相、在编号b的相导体17中成为F-相、在编号c的相导体17中成为B+相、在编号d的相导体17中成为G-相、在编号e的相导体17中成为C+相、在编号f的相导体17中成为H-相、在编号g的相导体17中成为D+相、在编号h的相导体17中成为I-相、在编号i的相导体17中成为E+相、在编号j的相导体17中成为A-相、在编号k的相导体17中成为F+相、在编号l的相导体17中成为B-相、在编号m的相导体17中成为G+相、在编号n的相导体17中成为C-相、在编号o的相导体17中成为H+相、在编号p的相导体17中成为D-相、在编号q的相导体17中成为I+相、在编号r的相导体17中成为E-相的方式调整对各相导体17通电的电流相位。

由此，能够构成如图13所示的10极、45槽、每极每相(1/2)槽的9相短节距分布绕组的电枢磁通。

此外，成为关于旋转方向上未图示的部位而旋转偶对称的结构。

即，例如编号a的相导体17在图12中从纸面的表面沿垂直方向向背面延伸之后，在圆周方向上跳过2极间距的量的定子槽16之后，从未图示的在编号q的左侧邻接的定子槽16从纸面的背面沿垂直方向向表面延伸。

另外，以在编号a的相导体17中成为I-相、在编号b的相导体17中成为A+相、在编号c的相导体17中成为A-相、在编号d的相导体17中成为B+相、在编号e的相导体17中成为B-相、在编号f的相导体17中成为C+相、在编号g的相导体17中成为C-相、在编号h的相导体17中成为D+相、在编号i的相导体17中成为D-相、在编号j的相导体17中成为E+相、在编号k的相导体17中成为E-相、在编号l的相导体17中成为F+相、在编号m的相导体17中成为F-相、在编号n的相导体17中成为G+相、在编号o的相导体17中成为G-相、在编号p的相导体17中成为H+相、在编号q的相导体17中成为H-相、在编号r的相导体17中成为I+相的方式调整对各相导体17通电的电流相位。

由此，能够构成如图14所示的10极、45槽、9相集中绕组的电枢磁通。

即使在该情况下，也为关于在旋转方向上未图示的部位旋转偶对称的结构。

接下来，说明上述结构的马达1中的3相的马达1的情况下的动作。

关于3相的马达1也同样地使U+相、V+相、W+相分别为振幅相等且相位逐次各错开120度的3相交流的相，U-相、V-相、W-相分别表示相位相对U+相、V+相、W+相反转后的状态。

此时，以在编号a、b、c的各相导体17中成为U+相，在编号d、e、f的各相导体17中成为W-相，在编号g、h、i的相导体17中成为V+相，在编号j、k、l的各相导体17中成为U-相，在编号m、n、o的各相导体17中成为W+相，在编号p、q、r的各相导体17中成为V-相的方式，调整对各相导体17通电的电流相位。

由此，能够构成如图15所示的10极、45槽、3相短节距分布绕组的电枢磁通。

同样地，以在编号a的相导体17中成为V+相、在编号b的相导体17中成为U+相、在编号c的相导体17中成为U-相、在编号d的相导体17中成为U+相、在编号e的相导体17中成为U-相、在编号f的相导体17中成为W-相、在编号g的相导体17中成为W+相、在编号h的相导体17中成为V+相、在编号i的相导体17中成为V-相、在编号j的相导体17中成为V+相、在编号k的相导体17中成为V-相、在编号l的相导体17中成为U-相、在编号m的相导体17中成为U+相、在编号n的相导体17中成为W+相、在编号o的相导体17中成为W-相、在编号p的相导体17中成为W+相、在编号q的相导体17中成为W-相、在编号r的相导体17中成为V-相的方式调整对各相导体17通电的电流相位。

由此，能够构成如图16所示的10极、45槽的3相集中绕组的电枢磁通。

另外，在该情况下，通过使三分之一的相导体17休止，以在编号a的相导体17中成为W-相、在编号b的相导体17中成为U+相、在编号g的相导体17中成为U-相、在编号h的相导体17中成为V+相、在编号m的相导体17中成为V-相、在编号n的相导体17中成为W+相的方式通电，能够构成将休止的定子槽视为虚设槽的10极、15槽的3相集中绕组的电枢磁通。

即使作成这样的结构，也起到与实施方式1同样的效果。

此外，在实施方式3的马达1中，在各定子槽16的各个中插通有2个相导体17，但即使使插通到各个定子槽16的相导体分别各为1根而合计9根，对各个相导体通电取对2个相导体通电的电流的矢量和而得到的振幅和相位的电流，也起到同样的效果。

此外，在上述各实施方式中，说明了使用第二负极侧开关28作为负极侧控制部件、使用第二正极侧开关30作为正极侧控制部件的情况，但当然不限定于此。

例如，也可以分别使用二极管来代替控制电流的作为负极侧控制部件的第二负极侧开关28、作为正极侧控制部件的第二正极侧开关30，与第一正极侧开关26、第一负极侧开关29一起构成H桥电路。

另外，利用马达1是转子8具有永久磁铁21的永久磁铁马达进行了说明，但即使转子8构成为由具有突极的转子芯构成的开关磁阻马达、对转子芯的突极附加绕组而构成磁极的绕组励磁型的马达、在设置于转子芯的多个槽中插入相导体并在轴线方向两端利用环状相导体使该相导体短路的感应马达、在大致圆形的转子芯内侧设置有多个空隙的同步磁阻马达等也起到同样的效果。

另外，上述各实施方式的马达1针对作为将转子在平面上展开的构造的线性马达也起到同样的效果。

另外，在作为旋转电机的发电机中也能够应用本发明。

Claims (10)

1.一种旋转电机，具备：

转子；以及

定子，环绕该转子，具有形成有沿轴线方向延伸的多个定子槽的定子芯以及分别以波形卷绕方式插通于各所述定子槽的各相导体，

各所述相导体的一个端部经由使电流接通、断开的第一正极侧开关与直流电源的正极端子电连接，并且经由控制电流的负极侧控制部件与所述直流电源的负极端子电连接，

各所述相导体的另一个端部经由使电流接通、断开的第一负极侧开关与所述直流电源的所述负极端子电连接，并且经由控制电流的正极侧控制部件与所述直流电源的所述正极端子电连接，

通过利用控制装置控制所述第一正极侧开关、所述负极侧控制部件、所述第一负极侧开关以及所述正极侧控制部件，从而关于各所述相导体分别单独地控制在各所述相导体中流过的电流的振幅以及相位，

所述直流电源的数量与各所述相导体的数量相同，对一个所述直流电源分别电连接各所述相导体之一。

2.一种旋转电机，具备：

转子；以及

定子，环绕该转子，具有形成有在轴线方向上延伸的多个定子槽的定子芯以及分别以波形卷绕方式插通于各所述定子槽的各相导体，

各所述相导体的一个端部经由使电流接通、断开的第一正极侧开关与直流电源的正极端子电连接，并且经由控制电流的负极侧控制部件与所述直流电源的负极端子电连接，

各所述相导体的另一个端部经由使电流接通、断开的第一负极侧开关与所述直流电源的所述负极端子电连接，并且经由控制电流的正极侧控制部件与所述直流电源的所述正极端子电连接，

通过利用控制装置控制所述第一正极侧开关、所述负极侧控制部件、所述第一负极侧开关以及所述正极侧控制部件，从而关于各所述相导体分别单独地控制在各所述相导体中流过的电流的振幅以及相位，

所述相位的数量与所述定子槽的数量除以所述转子的极数与所述定子槽的数量的最大公约数而得到的值相等。

3.根据权利要求1或2所述的旋转电机，其中，

所述负极侧控制部件是使电流接通、断开的第二负极侧开关，所述正极侧控制部件是使电流接通、断开的第二正极侧开关。

4.根据权利要求1或2所述的旋转电机，其中，

对所述第一正极侧开关、所述负极侧控制部件、所述第一负极侧开关以及所述正极侧控制部件分别单独地设置有所述控制装置。

5.根据权利要求1或2所述的旋转电机，其中，

对所述第一正极侧开关以及所述第一负极侧开关设置有一个所述控制装置，对所述负极侧控制部件以及所述正极侧控制部件设置有一个所述控制装置。

6.根据权利要求1或2所述的旋转电机，其中，

在各所述定子槽中，分别沿径向或者周向插通有多根各所述相导体。

7.根据权利要求1或2所述的旋转电机，其中，

在各所述定子槽中分别插通有各所述相导体之一。

8.根据权利要求1或2所述的旋转电机，其中，

所述转子具有在磁铁槽中容纳有永久磁铁的转子芯，该磁铁槽沿轴线方向延伸，所述相导体在与旋转的所述转子的旋转方向的滞后侧的所述永久磁铁的端部对置时流过的电流的所述振幅小于在与所述端部对置之前流过的电流的所述振幅。

9.根据权利要求1或2所述的旋转电机，其中，

由所述第一正极侧开关、所述负极侧控制部件、所述第一负极侧开关以及所述正极侧控制部件构成H桥电路。

10.根据权利要求1或2所述的旋转电机，其中，

旋转电机是马达。

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