WO2024089865A1 - 電力変換装置、充電装置および制御方法 - Google Patents

電力変換装置、充電装置および制御方法 Download PDF

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WO2024089865A1
WO2024089865A1 PCT/JP2022/040300 JP2022040300W WO2024089865A1 WO 2024089865 A1 WO2024089865 A1 WO 2024089865A1 JP 2022040300 W JP2022040300 W JP 2022040300W WO 2024089865 A1 WO2024089865 A1 WO 2024089865A1
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WO
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voltage
switching
phase difference
bridge circuit
coil
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PCT/JP2022/040300
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English (en)
French (fr)
Inventor
知滉 前田
圭司 田代
Original Assignee
住友電気工業株式会社
住友電装株式会社
株式会社オートネットワーク技術研究所
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion device, a charging device, and a control method.
  • Power conversion devices are used in various electrical devices and electrical equipment.
  • vehicles such as PHEVs (Plug-in Hybrid Electric Vehicles) or EVs (Electric Vehicles) are equipped with an on-board charger, a DC/DC converter, and multiple power conversion units.
  • These power conversion devices convert AC power from the power grid into DC power to charge the on-board battery.
  • the output voltage of the on-board battery is converted to an appropriate voltage and supplied to each device inside the vehicle.
  • Patent Document 1 discloses an isolated bidirectional DC/DC converter that can achieve high efficiency over a wide range of transmission power.
  • This DC/DC converter performs phase difference control in the high output power range, and performs burst control in the low output range as a countermeasure against reduced transmission efficiency.
  • the burst control described in Patent Document 1 performs intermittent operation by switching the DC/DC converter for a period of ⁇ +2 ⁇ m, where m is a real number that is a natural number multiple of 0.5, and n is a real number, and stopping the switching of the DC/DC converter for a period of 2 ⁇ n.
  • burst control the transmission power is adjusted by changing n. In other words, the transmission power is adjusted by changing the period during which switching is stopped.
  • a power conversion device includes a transformer including a first coil and a second coil, a first bridge circuit including a plurality of first switching elements and connected to the first coil, and a second bridge circuit including a plurality of second switching elements and connected to the second coil, the first bridge circuit generates a first AC voltage and supplies it to the first coil, the second bridge circuit converts and outputs a second AC voltage generated in the second coil, and switches between phase difference control that adjusts the phase difference between the second AC voltage and the first AC voltage and burst control that keeps the phase difference constant, fixes one control cycle, and adjusts the period during which the first AC voltage is supplied, depending on the transmission power.
  • FIG. 1 is a graph showing changes in voltage and current when a switching element is in an ON state.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the power conversion device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing control signals for each switching element shown in FIG.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a current flow in the first mode of the first bridge circuit shown in FIG.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a current flow in the second mode of the first bridge circuit shown in FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a current flow in the second bridge circuit shown in FIG. 2 in the third mode.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a current flow in the fourth mode of the second bridge circuit shown in FIG.
  • FIG. 1 is a graph showing changes in voltage and current when a switching element is in an ON state.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the power conversion device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3 is a waveform
  • FIG. 8 is a graph showing changes in voltage and current in the power conversion device shown in FIG.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a current flow when switching from the first mode to the second mode in the first bridge circuit shown in FIG. 2 in the case of soft switching.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a current flow different from that in FIG. 3 in the first mode of the first bridge circuit shown in FIG.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a current flow when switching from the first mode to the second mode in the first bridge circuit shown in FIG. 2 in the case of hard switching.
  • FIG. 12 is a graph showing changes in voltage and current when the switching operation in the power conversion device shown in FIG. 2 is hard switching.
  • FIG. 13 is a flowchart showing the operation executed by the control unit shown in FIG. FIG.
  • FIG. 14 is a graph showing a voltage waveform when the output power is 100% in burst control.
  • FIG. 15 is a graph showing a voltage waveform when the output power is less than 100% in burst control.
  • FIG. 16 is a graph showing changes in phase difference and burst ratio caused by switching between phase difference control and burst control.
  • FIG. 17 is a diagram showing a simulation result when only the phase difference control is executed.
  • FIG. 18 is a diagram showing a simulation result when switching between phase difference control and burst control.
  • FIG. 19 is a graph showing the correspondence between the voltage waveform and the current waveform in burst control.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a charging device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • phase difference control In phase difference control, the smaller the output power from the power conversion device, the smaller the phase difference must be. If the phase difference is small, the switching operation of the switching elements constituting the bridge circuit included in the power conversion device becomes hard switching, which causes a problem of power loss during switching (hereinafter referred to as switching loss). It is preferable to take switching loss into consideration in the on/off control of the switching elements.
  • the switching loss is obtained by integrating the product of the voltage and the current over the transition period. Assume that a FET (Field Effect Transistor) is used as the switching element.
  • any of the switching elements constituting the power conversion device changes from the off state to the on state, if no current flows through the parasitic diode in the off state of the switching element, a voltage is generated between the source and drain of the switching element, and switching loss occurs (i.e., hard switching).
  • switching loss occurs (i.e., hard switching).
  • a current flows through the parasitic diode in the off state of the switching element the voltage between the source and drain of the switching element is 0, and no switching loss occurs.
  • This type of switching is called soft switching. Note that 0 does not mean mathematical zero, but is a value that can be interpreted as substantially zero, and also includes the value of the forward voltage of the parasitic diode.
  • Patent Document 1 discloses performing burst control in the low output region.
  • the disclosed burst control adjusts the transmission power by varying the period for which switching is stopped by changing n. This causes a problem in that it is difficult to adjust the transmission power because one cycle of intermittent operation changes with the change in n.
  • the timing for starting switching also differs from cycle to cycle as one cycle of intermittent operation changes. This necessitates adjustments to match the timing each time, which complicates the control.
  • the present disclosure aims to provide a power conversion device, a charging device, and a control method that can reduce switching losses through simple control even when the output power is small.
  • a power conversion device includes a transformer including a first coil and a second coil, a first bridge circuit including a plurality of first switching elements and connected to the first coil, and a second bridge circuit including a plurality of second switching elements and connected to the second coil, the first bridge circuit generates a first AC voltage and supplies it to the first coil, the second bridge circuit converts and outputs a second AC voltage generated in the second coil, and switches between phase difference control that adjusts the phase difference between the first AC voltage and the second AC voltage and burst control that keeps the phase difference constant and fixes one control cycle to adjust the period during which the first AC voltage is supplied, depending on the transmission power.
  • each switching element constituting the power conversion device can be soft-switched, the switching loss due to hard switching can be reduced, and overheating and failure can be suppressed.
  • the power conversion device performs phase difference control if the transmission power is greater than a predetermined threshold, and performs burst control if the transmission power is equal to or less than the threshold. This makes it easy to switch between phase difference control and burst control.
  • the threshold value is greater than a value corresponding to a lower limit of the phase difference
  • the lower limit is the value of the phase difference when the operation of at least some of the first switching elements and the second switching elements changes from soft switching to hard switching. This makes it possible to reliably perform soft switching on each switching element.
  • the burst period which is the period during which the first AC voltage is supplied, is changed based on a predetermined period. This makes it possible to output the desired output power.
  • N and Nb are natural numbers, and N is greater than Nb.
  • the predetermined period is equal to N times the period of the first AC voltage, and during the burst period, the first AC voltage is continuously input to the first bridge circuit, and the burst period is equal to Nb times the period. This makes it easy to perform burst control.
  • the frequency of the first AC voltage is constant during burst control. This makes it easier to perform burst control.
  • a charging device includes any one of the power conversion devices (1) to (6) above, and outputs the DC voltage converted by the second bridge circuit as charging power. This allows each switching element constituting the power conversion device to perform soft switching operation even when the output power is small, reducing switching losses due to hard switching and suppressing overheating and failure.
  • the charging device further includes an AC/DC converter, and the DC voltage output from the AC/DC converter is input to the first bridge circuit. This makes it possible to realize a charging device that operates using AC power supplied from an external source (e.g., commercial AC power).
  • an external source e.g., commercial AC power
  • the charging device is fixedly installed and supplies power to a storage battery mounted in an external device. This makes it possible to realize a charging device that can charge a storage battery mounted in an external device (e.g., a vehicle, etc.) using commercial AC power.
  • the charging power is changed according to the capacity of the storage battery to which the charging power is supplied. This allows the storage battery to be appropriately charged.
  • a control method is a control method for a power conversion device including a transformer including a first coil and a second coil, a first bridge circuit including a plurality of first switching elements and connected to the first coil, and a second bridge circuit including a plurality of second switching elements and connected to the second coil, the control method including the steps of causing the first bridge circuit to generate a first AC voltage and supply it to the first coil, causing the second bridge circuit to convert and output the second AC voltage generated in the second coil, a phase difference control step of adjusting the phase difference between the first AC voltage and the second AC voltage, a burst control step of adjusting the period during which the first AC voltage is supplied according to the output power by fixing the phase difference and one control cycle, and a step of switching between the phase difference control step and the burst control step according to the transmission power.
  • the control method including the steps of causing the first bridge circuit to generate a first AC voltage and supply it to the first coil, causing the second bridge circuit to convert and output the second AC voltage generated in the second coil,
  • the power conversion device 100 is an isolated power conversion device including a transformer, that is, a DC/DC converter of a dual active bridge (DAB) system.
  • the power conversion device 100 includes a first bridge circuit 102, a transformer 104, a second bridge circuit 106, and a control unit 110.
  • the power conversion device 100 may include a capacitor C1, a capacitor C2, and a capacitor C3, and a choke coil L3.
  • the first bridge circuit 102 is a DC/AC conversion circuit and includes switching element Q1, switching element Q2, switching element Q3, and switching element Q4.
  • Switching elements Q1 to Q4 are bridge-connected to form a full-bridge circuit.
  • Switching elements Q1 to Q4 are composed of, for example, FETs.
  • Figure 2 shows the parasitic diodes (i.e., body diodes) formed inside the FETs.
  • the second bridge circuit 106 is an AC/DC conversion circuit and includes switching element Q5, switching element Q6, switching element Q7, and switching element Q8.
  • Switching elements Q5 to Q8 are bridge-connected to form a full-bridge circuit.
  • Switching elements Q5 to Q8 are formed, for example, from FETs.
  • the transformer 104 includes a core 120, a first coil 122 and a second coil 124 wound around the core 120, and a first inductor L1 and a second inductor L2.
  • the transformer 104 does not necessarily have to include the core 120.
  • the first coil 122 functions as the primary coil of the transformer 104
  • the second coil 124 functions as the secondary coil of the transformer 104.
  • the first inductor L1 and the second inductor L2 may be any inductive components, and in FIG. 2, the first inductor L1 and the second inductor L2 utilize the leakage inductance of the transformer 104 and are illustrated as being included in the transformer 104.
  • the first inductor L1 and the second inductor L2 may be separate coils from the first coil 122 and the second coil 124 of the transformer 104.
  • the output terminal of the first bridge circuit 102 is connected to both terminals of the first inductor L1 and the first coil 122, which are connected in series.
  • the input terminal of the second bridge circuit 106 is connected to the second inductor L2 and the second coil 124, which are connected in series.
  • a DC voltage E1 is supplied between the nodes N1 and N2 constituting the input section 130.
  • the DC voltage E1 is input to the first bridge circuit 102 via the capacitor C1.
  • the control section 110 controls the on and off of each of the switching elements Q1 to Q4, so that the first bridge circuit 102 converts the DC voltage E1 input between the nodes N1 and N2 into an AC voltage and outputs it as an AC voltage V1 between the nodes N5 and N6.
  • the AC voltage V1 is supplied to the first coil 122 of the transformer 104.
  • the AC voltage generated in the second coil 124 is input to the second bridge circuit 106 as the AC voltage V2 between the nodes N7 and N8.
  • the AC voltage V2 is converted to a DC voltage by the control unit 110 controlling the on and off of the switching elements Q5 to Q8, and is output from the second bridge circuit 106.
  • the output voltage of the second bridge circuit 106 is smoothed by the choke coil L3, the capacitors C2 and C3, and is output as a DC voltage E2 between the nodes N3 and N4 that constitute the output unit 132. That is, the power conversion device 100 functions as a DC/DC converter as described above.
  • the control unit 110 includes a CPU (Central Processing Unit) 112, a memory 114, and an I/F unit (interface unit) 116.
  • the memory 114 stores a program executed by the CPU 112.
  • the I/F unit 116 under the control of the CPU 112, outputs a signal (i.e., the gate voltage of each switching element) for controlling the on and off of each switching element constituting the first bridge circuit 102 and the second bridge circuit 106, as described above.
  • a power measuring device e.g., a sensor
  • the I/F unit 116 receives measured values at the input unit 130 and the output unit 132 and stores them in the memory 114.
  • the I/F unit 116 also receives instructions such as a target value of the output power from outside the power conversion device 100 and stores them in the memory 114.
  • the stored measurements and instructions e.g., target values for output power
  • the CPU 112 executes these processes by executing programs read from the memory 114.
  • Switching elements Q1 to Q8 are controlled by a phase shift method. Referring to FIG. 3, switching elements Q1 to Q8 are all controlled with the same period T. Switching elements Q1 and Q4 are turned on at the same timing and turned off at the same timing. Switching elements Q2 and Q3 are also controlled on and off at the same timing. Switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on with a duty of 50%, and switching elements Q3 and Q4 are also alternately turned on with a duty of 50%. In other words, the pulse width of the control signal is the same. Note that “same" means that it is within a specified error range.
  • switching element Q5 and switching element Q8 are controlled to be turned on and off at the same timing.
  • Switching element Q6 and switching element Q7 are also controlled to be turned on and off at the same timing.
  • Switching element Q5 and switching element Q6 are alternately turned on with a duty of 50%, and switching element Q7 and switching element Q8 are also alternately turned on with a duty of 50%.
  • switching element Q5 is turned on with a phase difference of time Tp with respect to switching element Q1.
  • the phase difference of time Tp is expressed in degrees as 2 ⁇ Tp/T (rad). As time Tp is treated as a phase difference in this way, it will be referred to as phase difference Tp below.
  • the operation of the power conversion device 100 will be specifically described with reference to Figures 4 to 8.
  • the first bridge circuit 102 and the second bridge circuit 106 each operate in two modes.
  • the two operating modes of the first bridge circuit 102 are a first mode m1 and a second mode m2
  • the two operating modes of the second bridge circuit 106 are a third mode m3 and a fourth mode m4.
  • FIG. 4 shows the circuit to the left of the first coil 122 of the transformer 104 in FIG. 2.
  • the switching elements Q1 and Q4 are turned on, and the switching elements Q2 and Q3 are turned off. This causes a current to flow as shown by the arrows. That is, the current flows through the switching element Q1, the first inductor L1, the first coil 122, and the switching element Q4.
  • FIG. 5 shows the circuit to the left of the first coil 122 of the transformer 104 in FIG. 2.
  • the switching elements Q1 and Q4 are turned off, and the switching elements Q2 and Q3 are turned on. This causes a current to flow as shown by the arrows. That is, the current flows through the switching element Q3, the first inductor L1, the first coil 122, and the switching element Q4.
  • FIG. 6 shows the circuit to the right of the second coil 124 of the transformer 104 in FIG. 2.
  • the switching elements Q5 and Q8 are turned on, and the switching elements Q6 and Q7 are turned off. This causes a current to flow as shown by the arrows. That is, the current flows through the switching element Q8, the second inductor L2, the second coil 124, and the switching element Q5.
  • FIG. 7 shows the circuit to the right of the second coil 124 of the transformer 104 in FIG. 2.
  • the switching elements Q5 and Q8 are turned off, and the switching elements Q6 and Q7 are turned on. This causes a current to flow as shown by the arrows. That is, the current flows through the switching element Q6, the second inductor L2, the second coil 124, and the switching element Q7.
  • the half cycle (T/2) is divided into four periods with reference to FIG. 8.
  • the first bridge circuit 102 operates in the first mode m1, and the second bridge circuit 106 operates in the fourth mode m4.
  • the first bridge circuit 102 operates in the first mode m1
  • the second bridge circuit 106 operates in the third mode m3.
  • the first bridge circuit 102 operates in the second mode m2
  • the second bridge circuit 106 operates in the third mode m3.
  • the fourth period following the third period the first bridge circuit 102 operates in the second mode m2, and the second bridge circuit 106 operates in the fourth mode m4.
  • the output voltage of the first bridge circuit 102 i.e., AC voltage V1
  • the input voltage of the second bridge circuit 106 i.e., AC voltage V2
  • the AC voltage V3 of the first inductor L1 change as shown in FIG. 8.
  • the positive or negative value of the current I1 i.e., the current values at points A, B, C, and D
  • the current I1 is positive when it flows in the direction shown by the arrow in FIG. 2 (i.e., to the right), and negative when it flows in the opposite direction (i.e., to the left).
  • the first mode m1 may be in a state as shown in FIG. 10, for example.
  • the current I1 is in the opposite direction to the direction shown in FIG. 4 (i.e., the current I1 is negative).
  • the state as shown in FIG. 11 is reached. Referring to FIG. 11, the switching element Q1 and the switching element Q4 that were on in the first mode m1 are turned off. The switching element Q2 and the switching element Q3 are maintained off.
  • the direction of the current flowing through the first inductor L1 is maintained, so that the current flows as shown by the arrow. That is, the current flows through the parasitic diode of the switching element Q4, the first inductor L1 and the first coil 122, and the parasitic diode of the switching element Q1, and no current flows through the parasitic diode of the switching element Q2 and the parasitic diode of the switching element Q3.
  • the first bridge circuit 102 operates in the second mode m2, so that the switching elements Q2 and Q3 are turned on. Therefore, the switching that turns on the switching elements Q2 and Q3 is hard switching.
  • the soft switching condition when the first bridge circuit 102 switches from the first mode m1 to the second mode m2 is that the current I1 is positive.
  • the soft switching condition when the first bridge circuit 102 switches from the second mode m2 to the first mode m1 is that the current I1 is negative.
  • the soft switching condition when the second bridge circuit 106 switches from the third mode m3 to the fourth mode m4 is that the current I1 is negative.
  • the soft switching condition when the second bridge circuit 106 switches from the fourth mode m4 to the third mode m3 is that the current I1 is positive.
  • the current I1 shown in FIG. 8 satisfies the soft switching conditions at all timings when the first bridge circuit 102 and the second bridge circuit 106 switch modes. Therefore, in this case, phase difference control with reduced switching loss is realized.
  • the phase difference Tp is controlled to be reduced, for example, as shown in FIG. 12.
  • points A, B, C, and D shown in FIG. 8 change to points A', B', C', and D'. That is, the current I1 at point B' becomes negative, and the current I1 at point D' becomes positive.
  • Point B' is the timing when the second bridge circuit 106 switches from the fourth mode m4 to the third mode m3, and since the current I1 is negative, the soft switching conditions (i.e., the current I1 is positive) when switching from the fourth mode m4 to the third mode m3 are not satisfied, and hard switching occurs.
  • point D' is the timing when the second bridge circuit 106 switches from the third mode m3 to the fourth mode m4, and since the current I1 is positive, the soft switching condition (i.e., the current I1 is negative) when switching from the third mode m3 to the fourth mode m4 is not met, and hard switching occurs.
  • step 300 the CPU 112 reads the target value of the output power and the initial value of the phase difference control from the memory 114, and starts the phase difference control. After that, control proceeds to step 302.
  • the target value of the output power is received by the I/F unit 116 as an instruction from outside the control unit 110 as described above, and is stored in the memory 114.
  • the initial value of the phase difference control includes the period T and the initial value of the phase difference Tp. Note that since the output power can be calculated by the following formula, the initial value of the phase difference Tp may be calculated from the target value of the output power.
  • P is the output power of the power conversion device 100
  • L is the total value of the inductance of the first inductor L1 and the second inductor L2 of the transformer 104
  • n1 and n2 are the number of turns of the first coil 122 and the second coil 124 of the transformer 104, respectively.
  • E1 and E2 are the input voltage (i.e., DC voltage E1) and the output voltage (i.e., DC voltage E2) of the power conversion device 100 described above, respectively.
  • the power difference is within the predetermined range.
  • step 304 the CPU 112 determines whether the current phase difference Tp is equal to or less than the threshold value Tpth. If it is determined that Tp ⁇ Tpth, control proceeds to step 306. Otherwise (i.e., Tp>Tpth), control proceeds to step 308.
  • step 306 the CPU 112 stops the phase difference control and starts burst control.
  • the phase difference Tp at this time is used as the phase difference for switching control in burst control.
  • a threshold value Tpth may be used as the phase difference Tp for burst control.
  • each switching element is operated intermittently.
  • switching elements Q1 to Q8 are continuously switched at a constant period T.
  • AC voltage V1 and AC voltage V2 are, for example, as shown in FIG. 14, which is the maximum output state in burst control (i.e., 100% output power).
  • the voltage waveform in FIG. 14 corresponds to the voltage waveform shown in FIG. 8 and is shown for a longer period than FIG. 8.
  • a period Ts is provided in which the switching operation is stopped from the state shown in FIG. 14, as shown in FIG. 15.
  • the period in which the stop period Ts is repeated is represented by Ta.
  • the number of oscillations of the voltage waveform during the period Ta (hereinafter referred to as the reference burst number) N is shown in parentheses.
  • the period in which the voltage is output is represented by Tb, and the corresponding number of oscillations of the voltage waveform (hereinafter referred to as the burst number) Nb is shown in parentheses.
  • the output power is (Nb/N) x 100 (%) of the output power in the state shown in FIG. 14 (i.e., output power 100%).
  • the switching element is switched by the phase difference Tp, which realizes soft switching, so switching losses are reduced.
  • step 308 the CPU 112 changes the phase difference Tp from its current value. For example, if the (target value-measured power) calculated in step 302 is positive, the CPU 112 increases the phase difference Tp from its current value. For example, the CPU 112 adds a predetermined value ⁇ Tp to the current phase difference Tp to obtain a new phase difference Tp (i.e., Tp+ ⁇ Tp). If the (target value-measured power) is negative, the CPU 112 decreases the phase difference Tp from its current value.
  • the CPU 112 subtracts a predetermined value ⁇ Tp from the current phase difference Tp to obtain a new phase difference Tp (i.e., Tp- ⁇ Tp).
  • ⁇ Tp a predetermined value
  • the CPU 112 uses the new phase difference Tp to control the switching of the switching elements Q1 to Q8. Thereafter, the control returns to step 302.
  • Tp>Tpth the switching of the switching elements Q1 to Q8 is controlled by phase difference control.
  • step 310 the CPU 112 determines whether the output power is equal to the target value, as in step 302. If it is determined that the power difference between the measured power and the target value (i.e.,
  • the CPU 112 changes the burst count Nb. For example, if the (target value-measured power) calculated in step 310 is positive, the CPU 112 increases the burst count Nb from its current value. For example, the CPU 112 adds a predetermined value ⁇ Nb to the current burst count Nb and sets the resulting value (i.e., Nb+ ⁇ Nb) as the new burst count Nb. If the (target value-measured power) is negative, the CPU 112 decreases the burst count Nb from its current value.
  • the CPU 112 subtracts a predetermined value ⁇ Nb from the current burst count Nb and sets the resulting value (i.e., Nb- ⁇ Nb) as the new burst count Nb.
  • the CPU 112 uses the new burst count Nb to operate switching elements Q1 to Q8 intermittently. Thereafter, control returns to step 310.
  • step 314 the CPU 112 determines whether the target value of the output power has been changed. Specifically, the CPU 112 determines whether a target value different from the current target value has been received as a new command from outside. If it is determined that the target value has been changed (i.e., a new target value has been received), control returns to step 300, and the above-mentioned processing is executed using the new target value. If it is determined that the target value has not been changed (i.e., a new target value has not been received), control proceeds to step 316.
  • step 316 the CPU 112 determines whether or not to end the control of the switching elements. If it is determined that the control should be ended, the CPU 112 ends the program. If not, control returns to step 314.
  • the instruction to end is given, for example, by stopping the power supply for operating the power conversion device 100.
  • the control unit 110 can switch between phase difference control and burst control to operate the power conversion device 100.
  • the horizontal axis represents output power
  • the solid line represents changes in phase difference Tp (see the vertical axis on the right)
  • the dashed line represents changes in burst ratio (see the vertical axis on the left).
  • the vertical axis on the right represents the phase difference threshold value Tpth used for the determination in step 304 of FIG. 13.
  • the threshold value Tpth is the lower limit of the phase difference for which phase difference control is executed. In other words, the phase difference is not set to a value smaller than Tpth.
  • FIG. 16 shows the maximum and minimum values Pmax and Pmin of the output power, and the output power threshold Pth corresponding to the phase difference threshold Tpth.
  • the output power threshold Pth is set to 100% of the output power in burst control, and the burst ratio (i.e., (Nb/N) x 100(%)) is reduced (i.e., the number of bursts Nb is reduced).
  • phase difference control is stopped and burst control is performed.
  • burst control the number of bursts Nb (i.e., the burst ratio) is changed to achieve the target output power.
  • burst control the phase difference at which soft switching is achieved is maintained and switching losses are reduced.
  • the target value of the output power increases to above the threshold value Pth while burst control is being performed, i.e., if the number of bursts Nb>N
  • burst control is stopped and phase difference control is performed.
  • phase difference control the phase difference Tp is changed to achieve the target output power. In phase difference control, soft switching is achieved and switching losses are reduced.
  • each switching element constituting the power conversion device 100 can be operated in soft switching mode, reducing switching losses due to hard switching and suppressing overheating and failures.
  • phase difference Tp is compared with a predetermined threshold value Tpth, and if the phase difference Tp is greater than the predetermined threshold value Tph, phase difference control is performed, and if the phase difference Tp is equal to or less than the threshold value Tpth, burst control is performed. This makes it easy to switch between phase difference control and burst control.
  • phase difference threshold value Tpth is set to be equal to or greater than the lower limit value Tpmin of the phase difference (i.e. Tpth ⁇ Tpmin).
  • the lower limit value Tpmin of the phase difference may be the phase difference when the operation of at least some of the switching elements Q1 to Q8 changes from soft switching to hard switching. This makes it possible to reliably perform soft switching operation for each switching element.
  • the burst period i.e., period Tb
  • a predetermined period i.e., cycle Ta
  • N and Nb are natural numbers, and N is greater than Nb, the predetermined period (i.e., period Ta) is equal to N times the period T of the AC voltage V1, the AC voltage V1 is continuously input to the first bridge circuit 102 during the predetermined period, and the burst period (i.e., period Tb) is equal to Nb times the period T. This makes it easy to perform burst control.
  • the period T of the AC voltage V1 is constant, i.e., the frequency is constant. This makes it easier to perform burst control.
  • FIG. 17 shows an example of a simulation result when the switching elements constituting the power conversion device 100 are controlled by phase difference control.
  • the horizontal axis represents the output voltage E2
  • the vertical axis represents the output power.
  • the output voltage E2 varies from a minimum value E2min to a maximum value E2max.
  • the output power varies from a minimum value Pmin to a maximum value Pmax.
  • the switching operation of the switching elements Q1 to Q8 is soft switching.
  • the switching operation of the switching elements Q1 to Q8 is hard switching.
  • the hard switching region is separated into two regions, but this is not limited to this.
  • the shape of the hard switching region changes depending on the simulation conditions.
  • FIG. 18 shows the results of a simulation in which the switching elements constituting the power conversion device 100 are controlled by switching between phase difference control and burst control as described above.
  • the meanings of the vertical and horizontal axes in FIG. 18 and the displayed range are the same as those in FIG. 17.
  • the dashed line sloping upward to the right represents a state in which the phase difference Tp is a constant value (i.e., when the phase difference Tp is a constant value, the above equation 1 becomes an equation in which P is proportional to the DC voltage E2).
  • phase difference control is performed
  • burst control burst control is performed. Therefore, as shown in FIG. 18, soft switching is achieved in the switching control of switching elements Q1 to Q8 in all regions. Therefore, switching losses are reduced.
  • burst control hard switching occurs immediately after the start of the burst period. For example, as shown in FIG. 19, in burst control, hard switching occurs for a short time immediately after switching control is started from a state in which switching control was stopped (see region 200 in FIG. 19). When switching control is repeated thereafter, soft switching occurs (see region 202 in FIG. 19). Therefore, although the repetition period Ta of the period Ts in which the voltage output is stopped, that is, the reference burst number N, is arbitrary, it is preferable to use a larger value so that switching control continues until soft switching occurs. By using a large value as the reference burst number N, it is possible to avoid maintaining hard switching and reduce switching losses. However, if N is made too large, there are disadvantages such as an increase in the size of the output filter, so it is preferable that N is, for example, 100 or less (N ⁇ 100).
  • a charging device 220 according to a second embodiment of the present disclosure includes a DC/DC converter 222, an AC/DC converter 224, and a control unit 226.
  • the charging device 220 is fixedly installed, for example, in a home or the like.
  • the DC/DC converter 222 is configured by the power conversion device 100 shown in FIG. 2.
  • the AC/DC converter 224 converts AC power supplied from an AC power source into DC power (specifically, the DC voltage E2 shown in FIG. 2) and outputs the converted power.
  • the voltage input to the AC/DC converter 224 is, for example, an AC voltage (for example, 110V) supplied from a commercial power source.
  • the AC/DC converter 224 can be realized, for example, by a bridge circuit similar to the second bridge circuit 106 shown in FIG. 2.
  • the output section of the AC/DC converter 224 and the input section of the DC/DC converter 222 are connected via a capacitor 228. 2, and controls the on/off of switching elements included in the DC/DC converter 222 and the AC/DC converter 224.
  • the automobile 230 includes a storage battery, and is, for example, a PHEV or EV.
  • the control unit 110 controls the switching elements of the DC/DC converter 222 and the AC/DC converter 224 so that the DC/DC converter 222 outputs an appropriate DC voltage (i.e., DC voltage E2) for charging the storage battery included in the automobile 230.
  • DC voltage E2 DC voltage
  • the charging device 220 controls the DC/DC converter 222 as shown in FIG. 13. This allows the switching elements constituting the DC/DC converter 222 to perform soft switching operation even when the charging power is small, reducing losses due to hard switching and suppressing overheating and failure.
  • the above describes the case where a storage battery included in a vehicle is charged, but this is not limited to this.
  • the charging device 220 may also be suitable for charging a storage battery included in an external device other than a vehicle.
  • the charging device 220 includes the AC/DC converter 224, and the DC voltage output from the AC/DC converter 224 is input to the DC/DC converter 222. This makes it possible to realize a charging device that operates using AC power supplied from an external source (e.g., commercial AC power).
  • an external source e.g., commercial AC power
  • the charging device 220 is fixedly installed and supplies power to a storage battery mounted in an external device. This makes it possible to realize a charging device that can charge a storage battery mounted in an external device (such as a vehicle) using commercial AC power.
  • the charging power supplied from the charging device 220 is changed according to the capacity of the storage battery to which the charging power is supplied. This allows the storage battery to be appropriately charged.
  • the duty of the control signal for switching element Q1 to switching element Q8 is 50%, but this is not limiting. As long as the switching elements connected in series (e.g., switching element Q1 and switching element Q2) are not turned on at the same time but are turned on alternately, the duty may be a value other than 50% (e.g., 48%).
  • the switching elements constituting the power conversion device 100 are N-type FETs (see FIG. 2), but this is not limited to this.
  • a full bridge circuit constituting the power conversion device may be formed using P-type FETs.
  • Reference Signs List 100 Power conversion device 102 First bridge circuit 104 Transformer 106 Second bridge circuit 110, 226 Control unit 112 CPU 114 Memory 116 I/F section 120 Core 122 First coil 124 Second coil 130 Input section 132 Output section 200, 202 Area 220 Charging device 222 DC/DC converter 224 AC/DC converter 228, C1, C2, C3 Capacitor 230 Automobile 300, 302, 304, 306, 308, 310, 312, 314, 316 Steps A, A', B, B', C, C', D, D' Points E1, E2 DC voltages Emax, Pmax Maximum values Emin, Pmin Minimum values I0, I1 Current L1 First inductor L2 Second inductor L3 Choke coils m1, m2, m3, m4 Modes N1, N2, N3, N4, N5, N6, N7, N8 Node N Reference burst count Nb Burst count Pth, Tpth Threshold Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q7,

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Abstract

電力変換装置は、第１コイルおよび第２コイルを含むトランスと、複数の第１スイッチング素子を含み、第１コイルに接続される第１ブリッジ回路と、複数の第２スイッチング素子を含み、第２コイルに接続される第２ブリッジ回路とを含み、第１ブリッジ回路は、第１交流電圧を生成して第１コイルに供給し、第２ブリッジ回路は、第２コイルに発生した第２交流電圧を変換して出力し、第２交流電圧と第１交流電圧との位相差を調整する位相差制御と、位相差を一定とし、制御の１周期を固定して第１交流電圧を供給する期間を調整するバースト制御とを、伝送電力に応じて切替える。

Description

電力変換装置、充電装置および制御方法
　本開示は、電力変換装置、充電装置および制御方法に関する。
　種々の電気装置および電気設備において、電力変換装置が利用されている。例えば、ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ－ｉｎ　Ｈｙｂｒｉｄ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）またはＥＶ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）等の車両には、車載充電器、ＤＣ／ＤＣコンバータ、および複数の電力変換ユニットが搭載されている。これらの電力変換装置により、電力系統の交流電力を直流電力に変換して車載バッテリを充電する。車両の走行時等には、車載バッテリの出力電圧を適切な電圧に変換して車両内部の各機器に供給する。
　下記特許文献１には、幅広い伝送電力において高効率が得られる絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電力の高出力領域においては位相差制御を行い、低出力領域においては伝送効率低下の対策としてバースト制御を行う。特許文献１に記載のバースト制御は、ｍを０．５の自然数倍の実数、ｎを実数として、δ＋２πｍの期間、ＤＣ／ＤＣコンバータをスイッチングし、２πｎの期間、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングを停止する間欠運転を行う。バースト制御においては、ｎを変化させることにより伝送電力が調整される。即ち、スイッチングを停止する期間を変化させることにより、伝送電力を調整する。
特開２０１７－１３０９９７号公報
　本開示のある局面に係る電力変換装置は、第１コイルおよび第２コイルを含むトランスと、複数の第１スイッチング素子を含み、第１コイルに接続される第１ブリッジ回路と、複数の第２スイッチング素子を含み、第２コイルに接続される第２ブリッジ回路とを含み、第１ブリッジ回路は、第１交流電圧を生成して第１コイルに供給し、第２ブリッジ回路は、第２コイルに発生した第２交流電圧を変換して出力し、第２交流電圧と第１交流電圧との位相差を調整する位相差制御と、位相差を一定とし、制御の１周期を固定して第１交流電圧を供給する期間を調整するバースト制御とを、伝送電力に応じて切替える。
図１は、スイッチング素子のオン動作時における電圧および電流の変化を示すグラフである。 図２は、本開示の第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図３は、図２に示した各スイッチング素子の制御信号を示す波形図である。 図４は、図２に示した第１ブリッジ回路の第１モードにおける電流の流れを示す回路図である。 図５は、図２に示した第１ブリッジ回路の第２モードにおける電流の流れを示す回路図である。 図６は、図２に示した第２ブリッジ回路の第３モードにおける電流の流れを示す回路図である。 図７は、図２に示した第２ブリッジ回路の第４モードにおける電流の流れを示す回路図である。 図８は、図２に示した電力変換装置における電圧および電流の変化を示すグラフである。 図９は、図２に示した第１ブリッジ回路において、ソフトスイッチングとなる場合の第１モードから第２モードに切替るときの電流の流れを示す回路図である。 図１０は、図２に示した第１ブリッジ回路の第１モードにおける、図３とは異なる電流の流れを示す回路図である。 図１１は、図２に示した第１ブリッジ回路において、ハードスイッチングとなる場合の第１モードから第２モードに切替るときの電流の流れを示す回路図である。 図１２は、図２に示した電力変換装置におけるスイッチング動作がハードスイッチングとなる場合の電圧および電流の変化を示すグラフである。 図１３は、図２に示した制御部により実行される動作を示すフローチャートである。 図１４は、バースト制御において、出力電力が１００％である場合の電圧波形を示すグラフである。 図１５は、バースト制御において、出力電力が１００％未満である場合の電圧波形を示すグラフである。 図１６は、位相差制御とバースト制御とが切替ることによる位相差およびバースト割合の変化を示すグラフである。 図１７は、位相差制御のみを実行する場合のシミュレーション結果を示す図である。 図１８は、位相差制御とバースト制御とを切替える場合のシミュレーション結果を示す図である。 図１９は、バースト制御における電圧波形と電流波形との対応を示すグラフである。 図２０は、本開示の第２実施形態に係る充電装置を示すブロック図である。
　［本開示が解決しようとする課題］
　位相差制御においては、電力変換装置からの出力電力が小さいほど、位相差を小さくする必要がある。位相差が小さくなると、電力変換装置に含まれるブリッジ回路を構成するスイッチング素子のスイッチング動作がハードスイッチングになり、スイッチング時の電力損失（以下、スイッチング損失という）が発生する問題がある。スイッチング素子のオンオフ制御においてはスイッチング損失を考慮することが好ましい。
　図１を参照して、通常、スイッチング素子がオフ状態からオン状態に変化するときの過渡期間において、破線により示す電流は０アンペアから所定電流値Ｉ０まで上昇し、実線により示す電圧は所定電圧Ｖ０から０ボルトまで低下する。このとき、スイッチング損失は、電圧および電流の積を過渡期間にわたって積分することにより得られる。スイッチング素子としてＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いるとする。電力変換装置を構成するスイッチング素子のいずれかがオフ状態からオン状態に変化するとき、そのスイッチング素子のオフ状態において寄生ダイオードに電流が流れていなければ、そのスイッチング素子のソースおよびドレイン間に電圧が発生しており、スイッチング損失が発生する（即ち、ハードスイッチングとなる）。一方、スイッチング素子のオフ状態において寄生ダイオードに電流が流れていれば、そのスイッチング素子のソースおよびドレイン間の電圧は０であり、スイッチング損失は発生しない。このようなスイッチングをソフトスイッチングという。なお、０は、数学的なゼロを意味せず、実質的にゼロと解釈可能な値であり、寄生ダイオードの順方向電圧の値をも含む。
　上記したように、特許文献１には、低出力領域においてバースト制御を行うことが開示されている。しかし、開示されているバースト制御は、ｎを変化させることによりスイッチングを停止する期間を変化させて伝送電力を調整するものである。ｎの変化に伴って間欠運転の１周期が変化するため、伝送電力の調整が難しいという問題がある。さらに、間欠運転の１周期が変化することによって、スイッチングを開始するタイミングも周期ごとにズレるという不都合がある。そのため、都度、タイミングを合わせる調整が必要となるため制御が複雑になるという問題もある。
　したがって、本開示は、出力電力が小さい場合にも、容易な制御によりスイッチング損失を低減できる電力変換装置、充電装置および制御方法を提供することを目的とする。
　［本開示の効果］
　本開示によれば、出力電力が小さい場合にも、容易な制御によりスイッチング損失を低減できる電力変換装置、充電装置および制御方法を提供できる。
　［本開示の実施形態の説明］
　本開示の実施形態の内容を列記して説明する。以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
　（１）本開示の第１の局面に係る電力変換装置は、第１コイルおよび第２コイルを含むトランスと、複数の第１スイッチング素子を含み、第１コイルに接続される第１ブリッジ回路と、複数の第２スイッチング素子を含み、第２コイルに接続される第２ブリッジ回路とを含み、第１ブリッジ回路は、第１交流電圧を生成して第１コイルに供給し、第２ブリッジ回路は、第２コイルに発生した第２交流電圧を変換して出力し、第１交流電圧と第２交流電圧との位相差を調整する位相差制御と、位相差を一定とし、制御の１周期を固定して第１交流電圧を供給する期間を調整するバースト制御とを、伝送電力に応じて切替える。これにより、出力電力が小さい場合にも、電力変換装置を構成する各スイッチング素子をソフトスイッチング動作させることができ、ハードスイッチングによるスイッチング損失を低減でき、過熱および故障を抑制できる。
　（２）上記の（１）において、電力変換装置は、伝送電力が、所定のしきい値よりも大きければ、位相差制御を行い、伝送電力が、しきい値以下であれば、バースト制御を行う。これにより、位相差制御とバースト制御とを容易に切替えることができる。
　（３）上記の（２）において、しきい値は、位相差の下限値に相当する値よりも大きく、下限値は、複数の第１スイッチング素子および複数の第２スイッチング素子の少なくとも一部の動作がソフトスイッチングからハードスイッチングになるときの位相差の値である。これにより、各スイッチング素子を確実にソフトスイッチング動作させることができる。
　（４）上記の（１）から（３）のいずれか１つにおいて、バースト制御において、所定期間を基準として、第１交流電圧を供給する期間であるバースト期間が変更される。これにより、所望の出力電力を出力できる。
　（５）上記の（４）において、ＮおよびＮｂが自然数であり、且つＮがＮｂよりも大きいとして、所定期間は、第１交流電圧の周期のＮ倍に等しく、バースト期間において、第１交流電圧は連続して第１ブリッジ回路に入力され、バースト期間は、周期のＮｂ倍に等しい。これにより、バースト制御を容易に行うことができる。
　（６）上記の（１）から（５）のいずれか１つにおいて、バースト制御において、第１交流電圧の周波数は一定である。これにより、バースト制御をより容易に行うことができる。
　（７）本開示の第２の局面に係る充電装置は、上記の（１）から（６）のいずれか１つの電力変換装置を含み、第２ブリッジ回路が変換した直流電圧を充電電力として出力する。これにより、出力電力が小さい場合にも、電力変換装置を構成する各スイッチング素子をソフトスイッチング動作させることができ、ハードスイッチングによるスイッチング損失を低減でき、過熱および故障を抑制できる。
　（８）上記の（７）において、充電装置は、ＡＣ／ＤＣコンバータをさらに含み、ＡＣ／ＤＣコンバータから出力される直流電圧は、第１ブリッジ回路に入力される。これにより、外部から供給される交流電力（例えば、商用の交流電力）により動作する充電装置を実現できる。
　（９）上記の（７）または（８）において、充電装置は、固定設置され、外部装置に搭載された蓄電池に電力を供給する。これにより、商用の交流電力により、外部装置（例えば車両等）に搭載された蓄電池を充電できる充電装置を実現できる。
　（１０）上記の（７）から（９）のいずれか１つにおいて、充電電力は、充電電力が供給される蓄電池の容量に応じて変更される。これにより、蓄電池を適切に充電できる。
　（１１）本開示の第３の局面に係る制御方法は、第１コイルおよび第２コイルを含むトランスと、複数の第１スイッチング素子を含み、第１コイルに接続される第１ブリッジ回路と、複数の第２スイッチング素子を含み、第２コイルに接続される第２ブリッジ回路とを含む電力変換装置の制御方法であって、第１ブリッジ回路に、第１交流電圧を生成して第１コイルに供給させるステップと、第２ブリッジ回路に、第２コイルに発生した第２交流電圧を変換して出力させるステップと、第１交流電圧と第２交流電圧との位相差を調整する位相差制御ステップと、位相差を一定とし、制御の１周期を固定して出力電力に応じて、第１交流電圧を供給する期間を調整するバースト制御ステップと、位相差制御ステップとバースト制御ステップとを、伝送電力に応じて切替えるステップとを含む。これにより、出力電力が小さい場合にも、電力変換装置を構成する各スイッチング素子をソフトスイッチング動作させることができ、ハードスイッチングによるスイッチング損失を低減でき、過熱および故障を抑制できる。
　［本開示の実施形態の詳細］
　以下の実施形態においては、同一の部品には同一の参照番号を付してある。それらの名称および機能も同一である。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。
　（第１実施形態）
　図２を参照して、本開示の第１実施形態に係る電力変換装置１００は、トランスを含む絶縁型の電力変換装置、即ち、ＤＡＢ（Ｄｕａｌ　Ａｃｔｉｖｅ　Ｂｒｉｄｇｅ）方式のＤＣ／ＤＣコンバータである。具体的には、電力変換装置１００は、第１ブリッジ回路１０２、トランス１０４、第２ブリッジ回路１０６および制御部１１０を含む。電力変換装置１００は、キャパシタＣ１、キャパシタＣ２およびキャパシタＣ３と、チョークコイルＬ３とを含んでいてもよい。
　第１ブリッジ回路１０２は、ＤＣ／ＡＣ変換回路であり、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３およびスイッチング素子Ｑ４を含む。スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ４はブリッジ接続されてフルブリッジ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ４は、例えばＦＥＴにより構成されている。図２には、ＦＥＴ内部に形成される寄生ダイオード（即ちボディダイオード）を示している。
　第２ブリッジ回路１０６は、ＡＣ／ＤＣ変換回路であり、スイッチング素子Ｑ５、スイッチング素子Ｑ６、スイッチング素子Ｑ７およびスイッチング素子Ｑ８を含む。スイッチング素子Ｑ５からスイッチング素子Ｑ８は、ブリッジ接続されてフルブリッジ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ５からスイッチング素子Ｑ８は、例えばＦＥＴにより構成されている。
　トランス１０４は、コア１２０と、コア１２０に巻回された第１コイル１２２および第２コイル１２４と、第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２とを含む。なお、トランス１０４は、コア１２０を含んでいなくてもよい。第１コイル１２２は、トランス１０４の１次コイルとして機能し、第２コイル１２４は、トランス１０４の２次コイルとして機能する。第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２は、誘導成分であればよく、図２においては、第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２はトランス１０４の漏れインダクタンスを利用することとし、トランス１０４に含めて図示している。第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２は、トランス１０４の第１コイル１２２および第２コイル１２４とは別途のコイルであってもよい。
　第１ブリッジ回路１０２の出力端子は、直列接続された第１インダクタＬ１および第１コイル１２２の両端子に接続されている。第２ブリッジ回路１０６の入力端子は、直列接続された第２インダクタＬ２および第２コイル１２４に接続されている。入力部１３０を構成するノードＮ１およびノードＮ２の間には直流電圧Ｅ１が供給される。直流電圧Ｅ１は、キャパシタＣ１を介して第１ブリッジ回路１０２に入力される。スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ４の各々のオンおよびオフが制御部１１０により制御されることにより、第１ブリッジ回路１０２は、ノードＮ１およびノードＮ２間に入力される直流電圧Ｅ１を交流電圧に変換して、ノードＮ５およびノードＮ６の間の交流電圧Ｖ１として出力する。
　交流電圧Ｖ１は、トランス１０４の第１コイル１２２に供給される。これにより第２コイル１２４に発生した交流電圧は、ノードＮ７およびノードＮ８の間の交流電圧Ｖ２として、第２ブリッジ回路１０６に入力される。交流電圧Ｖ２は、スイッチング素子Ｑ５からスイッチング素子Ｑ８の各々のオンおよびオフが制御部１１０により制御されることにより直流電圧に変換され、第２ブリッジ回路１０６から出力される。第２ブリッジ回路１０６の出力電圧は、チョークコイルＬ３、キャパシタＣ２およびキャパシタＣ３により平滑され、出力部１３２を構成するノードＮ３およびノードＮ４間に直流電圧Ｅ２として出力される。即ち、電力変換装置１００は、上記したようにＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。
　制御部１１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）１１２、メモリ１１４およびＩ／Ｆ部（インターフェイス部）１１６を含む。メモリ１１４は、ＣＰＵ１１２が実行するプログラムを記憶する。Ｉ／Ｆ部１１６は、ＣＰＵ１１２の制御を受けて、上記したように、第１ブリッジ回路１０２および第２ブリッジ回路１０６を構成する各スイッチング素子のオンおよびオフを制御するための信号（即ち、各スイッチング素子のゲート電圧）を出力する。また、入力部１３０および出力部１３２には、電力の測定装置（例えばセンサ）（図示せず）が配置されている。Ｉ／Ｆ部１１６は、入力部１３０および出力部１３２における測定値を受信し、メモリ１１４に記憶する。また、Ｉ／Ｆ部１１６は、電力変換装置１００の外部から出力電力の目標値等の指示を受信し、メモリ１１４に記憶する。記憶された測定値および指示（例えば出力電力の目標値）は、後述するように第１ブリッジ回路１０２および第２ブリッジ回路１０６の制御において使用される。ＣＰＵ１１２は、メモリ１１４から読出したプログラムを実行することにより、これらの処理を実行する。
　（位相差制御）
　スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８は位相シフト方式により制御される。図３を参照して、スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８は全て同じ周期Ｔにより制御される。スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ４は、同じタイミングによりオンされ、同じタイミングオフによりオフされる。スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３も同様に、同じタイミングによりオンオフ制御される。スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２は、デューティを５０％として交互にオンされ、スイッチング素子Ｑ３およびスイッチング素子Ｑ４も、デューティを５０％として交互にオンされる。即ち、制御信号のパルス幅が同じである。なお、「同じ」とは、所定の誤差範囲内であることを意味する。
　同様に、スイッチング素子Ｑ５およびスイッチング素子Ｑ８は、同じタイミングによりオンオフ制御される。スイッチング素子Ｑ６およびスイッチング素子Ｑ７も、同じタイミングによりオンオフ制御される。スイッチング素子Ｑ５およびスイッチング素子Ｑ６は交互にデューティを５０％としてオンされ、スイッチング素子Ｑ７およびスイッチング素子Ｑ８も交互にデューティを５０％としてオンされる。さらに、スイッチング素子Ｑ５はスイッチング素子Ｑ１に対して時間Ｔｐの位相差を持ってオンされる。時間Ｔｐの位相差は、角度により表すと２π・Ｔｐ／Ｔ（ｒａｄ）である。このように、時間Ｔｐを位相差として扱うので、以下においては位相差Ｔｐという。
　図４から図８を参照して、電力変換装置１００の動作に関して具体的に説明する。電力変換装置１００の制御を受けて、第１ブリッジ回路１０２および第２ブリッジ回路１０６の各々は、２つのモードにより動作する。第１ブリッジ回路１０２の２つの動作モードを第１モードｍ１および第２モードｍ２とし、第２ブリッジ回路１０６の２つの動作モードを第３モードｍ３および第４モードｍ４とする。
　図４は、図２におけるトランス１０４の第１コイル１２２より左側の回路を示している。図４を参照して、第１ブリッジ回路１０２の第１モードｍ１においては、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ４がオンされ、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３がオフされる。これにより、矢印により示すように電流が流れる。即ち、電流は、スイッチング素子Ｑ１と、第１インダクタＬ１および第１コイル１２２と、スイッチング素子Ｑ４とを流れる。
　図５は、図４と同様に、図２におけるトランス１０４の第１コイル１２２より左側の回路を示している。図５を参照して、第１ブリッジ回路１０２の第２モードｍ２においては、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ４がオフされ、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３がオンされる。これにより、矢印により示すように電流が流れる。即ち、電流は、スイッチング素子Ｑ３と、第１インダクタＬ１および第１コイル１２２と、スイッチング素子Ｑ４とを流れる。
　図６は、図２におけるトランス１０４の第２コイル１２４より右側の回路を示している。図６を参照して、トランス１０４の第３モードｍ３においては、スイッチング素子Ｑ５およびスイッチング素子Ｑ８がオンされ、スイッチング素子Ｑ６およびスイッチング素子Ｑ７がオフされる。これにより、矢印により示すように電流が流れる。即ち、電流は、スイッチング素子Ｑ８と、第２インダクタＬ２および第２コイル１２４と、スイッチング素子Ｑ５とを流れる。
　図７は、図６と同様に、図２におけるトランス１０４の第２コイル１２４より右側の回路を示している。図７を参照して、トランス１０４の第４モードｍ４においては、スイッチング素子Ｑ５およびスイッチング素子Ｑ８がオフされ、スイッチング素子Ｑ６およびスイッチング素子Ｑ７がオンされる。これにより、矢印により示すように電流が流れる。即ち、電流は、スイッチング素子Ｑ６と、第２インダクタＬ２および第２コイル１２４と、スイッチング素子Ｑ７とを流れる。
　スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８のオン状態またはオフ状態に応じて、半周期（Ｔ／２）は、図８を参照して４つの期間に区分される。第１期間は、第１ブリッジ回路１０２が第１モードｍ１により動作し、第２ブリッジ回路１０６が第４モードｍ４により動作する。第１期間に続く第２期間においては、第１ブリッジ回路１０２が第１モードｍ１により動作し、第２ブリッジ回路１０６が第３モードｍ３により動作する。第２期間に続く第３期間においては、第１ブリッジ回路１０２が第２モードｍ２により動作し、第２ブリッジ回路１０６が第３モードｍ３により動作する。第３期間に続く第４期間においては、第１ブリッジ回路１０２が第２モードｍ２により動作し、第２ブリッジ回路１０６が第４モードｍ４により動作する。これにより、第１ブリッジ回路１０２の出力電圧（即ち交流電圧Ｖ１）、第２ブリッジ回路１０６の入力電圧（即ち交流電圧Ｖ２）、第１インダクタＬ１の交流電圧Ｖ３、および、第１インダクタＬ１を流れる電流Ｉ１は、図８に示すように変化する。このとき、スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８がスイッチングされるときの電流Ｉ１（即ち点Ａ、点Ｂ、点Ｃおよび点Ｄの電流値）の正負により、スイッチング素子のスイッチング動作がソフトスイッチングになるかハードスイッチングになるかが決まる。電流Ｉ１は、図２に矢印により示す方向（即ち右方向）に流れる場合を正とし、反対方向（即ち左方向）に流れる場合を負とする。
　（ソフトスイッチング）
　第１ブリッジ回路１０２が第１モードｍ１（例えば図４参照）から第２モードｍ２（例えば図５参照）に切替るとき、第２モードｍ２になる前に、例えば、図９に示すような状態になる。図９を参照して、第１モードｍ１においてオンしていたスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ４がオフになる。スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３はオフに維持される。このとき、第１インダクタＬ１に流れていた電流の向きが維持されるので、矢印により示すように電流が流れる。即ち、電流は、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードと、第１インダクタＬ１および第１コイル１２２と、スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオードとを流れる。この状態において、第１ブリッジ回路１０２が第２モードｍ２により動作するために、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３がオンされる。したがって、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３をオンするスイッチングは、ソフトスイッチングとなる。
　（ハードスイッチング）
　第１ブリッジ回路１０２が第１モードｍ１から第２モードｍ２に切替るとき、第１モードｍ１が、例えば、図１０に示すような状態であり得る。図１０を参照して、第１モードｍ１において、電流Ｉ１が、図４に示した方向と反対方向である（即ち、電流Ｉ１が負）。図１０に示した第１モードｍ１から第２モードｍ２になる前に、例えば、図１１に示すような状態になる。図１１を参照して、第１モードｍ１においてオンしていたスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ４がオフになる。スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３はオフに維持される。このとき、第１インダクタＬ１に流れていた電流の向きが維持されるので、矢印により示すように電流が流れる。即ち、電流は、スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードと、第１インダクタＬ１および第１コイル１２２と、スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードとを流れ、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード、および、スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオードには電流が流れない。この状態において、第１ブリッジ回路１０２が第２モードｍ２により動作するために、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３がオンされる。したがって、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３をオンするスイッチングは、ハードスイッチングとなる。
　（ソフトスイッチング条件）
　上記のことから、第１モードｍ１から第２モードｍ２に切替るタイミングにおいて、電流Ｉ１が正であれば、ソフトスイッチングになり、電流Ｉ１が負であれば、ハードスイッチングになる。同様に、第２モードｍ２から第１モードｍ１に切替るタイミングにおいて、電流Ｉ１が負であれば、ソフトスイッチングになり、電流Ｉ１が正であれば、ハードスイッチングになる。第３モードｍ３および第４モードｍ４の切替に関しても同様に、電流Ｉ１の正負により、ソフトスイッチングまたはハードスイッチングとなる。第３モードｍ３から第４モードｍ４に切替るタイミングにおいて、電流Ｉ１が負であれば、ソフトスイッチングになり、電流Ｉ１が正であれば、ハードスイッチングになる。第４モードｍ４から第３モードｍ３に切替るタイミングにおいて、電流Ｉ１が正であれば、ソフトスイッチングになり、電流Ｉ１が負であれば、ハードスイッチングになる。
　即ち、第１ブリッジ回路１０２が第１モードｍ１から第２モードｍ２に切替るときのソフトスイッチング条件は、電流Ｉ１が正であることである。第１ブリッジ回路１０２が第２モードｍ２から第１モードｍ１に切替るときのソフトスイッチング条件は、電流Ｉ１が負であることである。第２ブリッジ回路１０６が第３モードｍ３から第４モードｍ４に切替るときのソフトスイッチング条件は、電流Ｉ１が負であることである。第２ブリッジ回路１０６が第４モードｍ４から第３モードｍ３に切替るときのソフトスイッチング条件は、電流Ｉ１が正であることである。
　図８に示した電流Ｉ１は、第１ブリッジ回路１０２および第２ブリッジ回路１０６がモードを切替える全てのタイミングにおいて、ソフトスイッチングの条件を満たしている。したがって、この場合、スイッチング損失が低減された位相差制御が実現されている。一方、電力変換装置１００の出力電力を小さくする場合、例えば図１２に示すように、位相差Ｔｐが小さくなるように制御される。これにより、図１２を参照して、図８に示した点Ａ、点Ｂ、点Ｃおよび点Ｄは、点Ａ’、点Ｂ’、点Ｃ’および点Ｄ’のように変わる。即ち、点Ｂ’の電流Ｉ１は負になり、点Ｄ’の電流Ｉ１は正になっている。点Ｂ’は、第２ブリッジ回路１０６が第４モードｍ４から第３モードｍ３に切替るタイミングであり、電流Ｉ１が負であるので、第４モードｍ４から第３モードｍ３に切替るときのソフトスイッチング条件（即ち、電流Ｉ１が正）を満たさず、ハードスイッチングになる。また、点Ｄ’は、第２ブリッジ回路１０６が第３モードｍ３から第４モードｍ４に切替るタイミングであり、電流Ｉ１が正であるので、第３モードｍ３から第４モードｍ４に切替るときのソフトスイッチング条件（即ち、電流Ｉ１が負）を満たさず、ハードスイッチングになる。
　（制御方法）
　上記したように、例えば図１２に示したように電流値Ｉ１が変化する場合、即ち、位相差制御によりハードスイッチングが生じる場合、電力変換装置１００は、位相差制御に代えて、バースト制御を実行することにより、スイッチング損失を低減する。即ち、電力変換装置１００の制御部１１０は、図１３に示すように、位相差制御とバースト制御とを切替える。図１３の処理は、制御部１１０のＣＰＵ１１２により実行される。
　ステップ３００において、ＣＰＵ１１２は、メモリ１１４から出力電力の目標値と、位相差制御の初期値とを読出し、位相差制御を開始する。その後、制御はステップ３０２に移行する。例えば、出力電力の目標値は、上記したように制御部１１０の外部からの指示としてＩ／Ｆ部１１６により受信され、メモリ１１４に記憶されている。位相差制御の初期値には、周期Ｔと位相差Ｔｐの初期値とが含まれる。なお、出力電力は、次式により算出可能であるので、位相差Ｔｐの初期値は、出力電力の目標値から算出されたものであってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式中、Ｐは電力変換装置１００の出力電力、Ｌはトランス１０４の第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２のインダクタンスの合計値、ｎ１およびｎ２はそれぞれトランス１０４の第１コイル１２２および第２コイル１２４の巻数である。Ｅ１およびＥ２はそれぞれ、上記した電力変換装置１００の入力電圧（即ち直流電圧Ｅ１）および出力電圧（即ち直流電圧Ｅ２）である。
　ステップ３０２において、ＣＰＵ１１２は、出力電力が目標値に等しいが否かを判定する。具体的には、ＣＰＵ１１２は、出力部１３２に設けられた測定装置により、Ｉ／Ｆ部１１６を介して出力電力（以下、測定電力という）を取得し、測定電力と目標値とを比較し、両者の差（以下、電力差という）が所定範囲内にあるか否かを判定する。例えば、目標値から測定電力を減算して得られた値の絶対値を電力差とする（即ち、電力差＝｜目標値－測定電力｜）。電力差が所定範囲内にあると判定された場合、制御はステップ３１４に移行する。そうでなければ、制御はステップ３０４に移行する。
　ステップ３０４において、ＣＰＵ１１２は、現在の位相差Ｔｐがしきい値Ｔｐｔｈ以下であるか否かを判定する。Ｔｐ≦Ｔｐｔｈであると判定された場合、制御はステップ３０６に移行する。そうでなければ（即ちＴｐ＞Ｔｐｔｈ）、制御はステップ３０８に移行する。
　ステップ３０６において、ＣＰＵ１１２は、位相差制御を停止し、バースト制御を開始する。バースト制御におけるスイッチング制御の位相差は、このときの位相差Ｔｐを用いる。なお、バースト制御の位相差Ｔｐとして、しきい値Ｔｐｔｈを用いてもよい。
　バースト制御においては、各スイッチング素子を間欠的に動作させる。位相差制御においては、上記したようにスイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８を一定の周期Ｔにより連続的にスイッチング動作させる。このとき、交流電圧Ｖ１および交流電圧Ｖ２は、例えば図１４に示すようになり、バースト制御における最大出力（即ち、出力電力１００％）状態である。図１４の電圧波形は、図８に示した電圧波形に対応し、図８よりも長い時間にわたって示されている。バースト制御において、出力電力を調整するには、図１４に示した状態から、図１５に示すように、スイッチング動作を停止する期間Ｔｓを設ける。図１５には、停止する期間Ｔｓを繰返す周期をＴａにより表している。また、図１５には、周期Ｔａの間における電圧波形の振動回数（以下、基準バースト回数という）Ｎを、括弧を付して示している。同様に、電圧が出力される期間をＴｂにより表し、対応する電圧波形の振動回数（以下、バースト回数という）Ｎｂを、括弧を付して示している。このとき出力電力は、図１４の状態（即ち出力電力１００％）の出力電力の（Ｎｂ／Ｎ）×１００（％）になる。なお、スイッチング素子は、ソフトスイッチングが実現される位相差Ｔｐによりスイッチング制御されるので、スイッチング損失は低減される。
　一方、ステップ３０４の判定結果がＮＯであれば、ステップ３０８において、ＣＰＵ１１２は、位相差Ｔｐを現在の値から変更する。例えば、ＣＰＵ１１２は、ステップ３０２により算出された（目標値－測定電力）が正であれば、位相差Ｔｐを現在の値から増加させる。例えば、現在の位相差Ｔｐに所定値ΔＴｐを加算して得られた値（即ちＴｐ＋ΔＴｐ）を新たな位相差Ｔｐとする。ＣＰＵ１１２は、（目標値－測定電力）が負であれば、位相差Ｔｐを現在の値から減少させる。例えば、現在の位相差Ｔｐから所定値ΔＴｐを減算して得られた値（即ちＴｐ－ΔＴｐ）を新たな位相差Ｔｐとする。これにより、ＣＰＵ１１２は、新たな位相差Ｔｐを用いて、スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８のスイッチング制御を行う。その後、制御はステップ３０２に戻る。これにより、Ｔｐ＞Ｔｐｔｈである間、スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８のスイッチング制御は位相差制御により行われる。
　バースト制御を開始した後、ステップ３１０において、ＣＰＵ１１２は、ステップ３０２と同様に、出力電力が目標値に等しいが否かを判定する。測定電力と目標値との電力差（即ち｜目標値－測定電力｜）が所定範囲内にあると判定された場合、制御はステップ３１４に移行する。そうでなければ、制御はステップ３１２に移行する。
　ステップ３１２において、ＣＰＵ１１２は、バースト回数Ｎｂを変更する。例えば、ＣＰＵ１１２は、ステップ３１０により算出された（目標値－測定電力）が正であれば、バースト回数Ｎｂを現在の値から増加させる。例えば、現在のバースト回数Ｎｂに所定値ΔＮｂを加算して得られた値（即ちＮｂ＋ΔＮｂ）を新たなバースト回数Ｎｂとする。ＣＰＵ１１２は、（目標値－測定電力）が負であれば、バースト回数Ｎｂを現在の値から減少させる。例えば、現在のバースト回数Ｎｂから所定値ΔＮｂを減算して得られた値（即ちＮｂ－ΔＮｂ）を新たなバースト回数Ｎｂとする。これにより、ＣＰＵ１１２は、新たなバースト回数Ｎｂを用いて、スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８を間欠的に動作させる。その後、制御はステップ３１０に戻る。
　ステップ３１４において、ＣＰＵ１１２は、出力電力の目標値が変更されたか否かを判定する。具体的には、ＣＰＵ１１２は外部から新たな指令として、現在の目標値と異なる目標値を受信したか否かを判定する。変更された（即ち、新たな目標値を受信した）と判定された場合、制御はステップ３００に戻り、新たな目標値を用いて、上記した処理が実行される。変更されていない（即ち、新たな目標値を受信していない）と判定された場合、制御はステップ３１６に移行する。
　ステップ３１６において、ＣＰＵ１１２は、スイッチング素子の制御を終了するか否かを判定する。終了すると判定された場合、ＣＰＵ１１２は本プログラムを終了する。そうでなければ、制御はステップ３１４に戻る。終了の指示は、例えば、電力変換装置１００を動作させるための電力供給が停止されることにより成される。
　以上により、図１６に示すように、制御部１１０は、位相差制御とバースト制御とを切替えて、電力変換装置１００を動作させることができる。図１６において、横軸を出力電力として、実線は位相差Ｔｐの変化を示し（右側の縦軸参照）、破線はバースト割合の変化を示している（左側の縦軸参照）。右側の縦軸には、図１３のステップ３０４における判定に使用される位相差のしきい値Ｔｐｔｈを示している。しきい値Ｔｐｔｈは、位相差制御を実行する位相差の下限値である。即ち、位相差はＴｐｔｈよりも小さい値には設定されない。
　図１６には、出力電力の最大値Ｐｍａｘおよび最小値Ｐｍｉｎと、位相差のしきい値Ｔｐｔｈに対応する出力電力のしきい値Ｐｔｈとを示している。バースト制御においては、出力電力のしきい値Ｐｔｈをバースト制御における出力電力１００％として、バースト割合（即ち、（Ｎｂ／Ｎ）×１００（％））を減少させる（即ち、バースト回数Ｎｂを減少させる）。
　位相差制御を実行中に出力電力の目標値が減少してしきい値Ｐｔｈ以下になる場合、即ち位相差Ｔｐ≦Ｔｐｔｈになる場合、位相差制御が中止され、バースト制御が実行される。バースト制御においては、バースト回数Ｎｂ（即ちバースト割合）を変化させて、目標の出力電力を実現する。バースト制御においては、ソフトスイッチングが実現される位相差が維持され、スイッチング損失は低減される。また、バースト制御を実行中に、出力電力の目標値が増大してしきい値Ｐｔｈより大きくなる場合、即ちバースト回数Ｎｂ＞Ｎになる場合、バースト制御が中止され、位相差制御が実行される。位相差制御においては、位相差Ｔｐを変化させて、目標の出力電力を実現する。位相差制御においては、ソフトスイッチングが実現され、スイッチング損失は低減される。
　このように、出力電力が小さい場合にも、電力変換装置１００を構成する各スイッチング素子をソフトスイッチング動作させることができ、ハードスイッチングによるスイッチング損失を低減でき、過熱および故障を抑制できる。
　上記したように、位相差Ｔｐと所定のしきい値Ｔｐｔｈとを比較し、位相差Ｔｐが、所定のしきい値Ｔｐｈよりも大きければ、位相差制御を行い、位相差Ｔｐが、しきい値Ｔｐｔｈ以下であれば、バースト制御を行う。これにより、位相差制御とバースト制御とを容易に切替えることができる。
　上記したように、位相差制御において、位相差Ｔｐが小さくなるとスイッチング素子のスイッチング動作においてハードスイッチングが発生するようになる。ソフトスイッチングからハードスイッチングに変化する境界の位相差Ｔｐを位相差の下限値Ｔｐｍｉｎとすると、位相差のしきい値Ｔｐｔｈは位相差の下限値Ｔｐｍｉｎ以上（即ちＴｐｔｈ≧Ｔｐｍｉｎ）に設定されることが好ましい。なお、位相差の下限値Ｔｐｍｉｎは、スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８のうちの少なくとも一部の動作がソフトスイッチングからハードスイッチングになるときの位相差であればよい。これにより、各スイッチング素子を確実にソフトスイッチング動作させることができる。
　上記したように、バースト制御においては、所定期間（即ち周期Ｔａ）を基準として、交流電圧Ｖ１を供給する期間であるバースト期間（即ち期間Ｔｂ）が変更される。これにより、所望の出力電力を出力できる。
　上記したように、ＮおよびＮｂが自然数であり、且つＮがＮｂよりも大きいとして、所定期間（即ち周期Ｔａ）は、交流電圧Ｖ１の周期ＴのＮ倍に等しく、所定期間において、交流電圧Ｖ１は連続して第１ブリッジ回路１０２に入力され、バースト期間（即ち期間Ｔｂ）は、周期ＴのＮｂ倍に等しい。これにより、バースト制御を容易に行うことができる。
　上記したように、バースト制御において、交流電圧Ｖ１の周期Ｔは一定、即ち周波数は一定である。これにより、バースト制御をより容易に行うことができる。
　図１７に、電力変換装置１００を構成するスイッチング素子を位相差制御した場合におけるシミュレーション結果の一例を示す。図１７において、横軸は出力電圧Ｅ２を表し、縦軸は出力電力を表す。出力電圧Ｅ２は、最小値Ｅ２ｍｉｎから最大値Ｅ２ｍａｘまで変化する。出力電力は、最小値Ｐｍｉｎから最大値Ｐｍａｘまで変化する。ドットを付した領域においては、スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８のスイッチング動作はソフトスイッチングである。斜線を付した領域においては、スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８のスイッチング動作はハードスイッチングである。このように、電力変換装置１００の出力電力が小さくなると、即ち位相差Ｔｐが小さくなると、スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８のスイッチング動作はハードスイッチングになり、スイッチング損失が発生する。なお、図１７においては、ハードスイッチング領域が２つの領域に分離されているが、これに限定されない。シミュレーション条件によりハードスイッチング領域の形状は変化する。
　図１８に、上記したように位相差制御とバースト制御とを切替えて電力変換装置１００を構成するスイッチング素子を制御した場合のシミュレーション結果を示す。図１８の縦軸および横軸の意味、並びに、表示されている範囲は、図１７と同じである。図１８において、破線により示す右上がりの直線は位相差Ｔｐが一定値である状態を表している（即ち、位相差Ｔｐを一定値にすると、上記の式１はＰが直流電圧Ｅ２に比例する式になる）。破線の上側の領域において、位相差制御が実行され、破線の下側の領域において、バースト制御が実行される。よって、図１８に示すように、全ての領域においてスイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８のスイッチング制御において、ソフトスイッチングが実現される。したがって、スイッチング損失が低減される。
　なお、バースト制御においては、バースト期間の開始直後においては、ハードスイッチングとなる。例えば、図１９に示すように、バースト制御において、スイッチング制御を停止していた状態からスイッチング制御を開始した直後の短い時間においては、ハードスイッチングになっている（図１９の領域２００参照）。その後、スイッチング制御を繰返すと、ソフトスイッチングになる（図１９の領域２０２参照）。したがって、電圧出力を停止する期間Ｔｓの繰返し周期Ｔａ、即ち基準バースト回数Ｎは任意ではあるが、ソフトスイッチングになるまでスイッチング制御が連続するように、より大きい値を用いることが好ましい。基準バースト回数Ｎとして大きい値を用いることにより、ハードスイッチングが維持されることを回避でき、スイッチング損失を低減できる。但し、Ｎを大きくし過ぎると、出力フィルタの大型化等のデメリットがあるので、Ｎは、例えば、１００以下（Ｎ≦１００）であることが好ましい。
　（第２実施形態）
　図２に示した電力変換装置１００は、充電装置に利用され得る。図２０を参照して、本開示の第２実施形態に係る充電装置２２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２、ＡＣ／ＤＣコンバータ２２４および制御部２２６を含む。充電装置２２０は、例えば家庭等に固定設置される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２は、図２に示した電力変換装置１００により構成される。ＡＣ／ＤＣコンバータ２２４は、交流電源から供給される交流電力を直流電力（具体的には、図２に示した直流電圧Ｅ２）に変換して出力する。ＡＣ／ＤＣコンバータ２２４に入力される電圧は、例えば、商用電源から供給される交流電圧（例えば１１０Ｖ）である。ＡＣ／ＤＣコンバータ２２４は例えば、図２に示した第２ブリッジ回路１０６と同様のブリッジ回路により実現できる。ＡＣ／ＤＣコンバータ２２４の出力部とＤＣ／ＤＣコンバータ２２２の入力部とは、キャパシタ２２８を介して接続されている。制御部２２６は、図２に示した制御部１１０と同様に構成されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２およびＡＣ／ＤＣコンバータ２２４に含まれるスイッチング素子のオンオフを制御する。自動車２３０は蓄電池を含み、例えばＰＨＥＶまたはＥＶである。
　制御部１１０は、自動車２３０に含まれる蓄電池を充電するために適切な直流電圧（即ち直流電圧Ｅ２）が、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２から出力されるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２およびＡＣ／ＤＣコンバータ２２４のスイッチング素子を制御する。これにより、充電装置２２０は、自動車２３０の蓄電池を充電できる。このとき、充電装置２２０から供給される充電電力は、充電電力が供給される蓄電池の容量（例えばＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ　Ｏｆ　Ｃｈａｒｇｅ））に応じて変更される。即ち、蓄電池が満充電に近づき、ＳＯＣが１００％に近くなると、充電電力は小さくなる。充電装置２２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２を図１３に示したように制御する。これにより、充電電力が小さい場合にも、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２を構成する各スイッチング素子をソフトスイッチング動作させることができ、ハードスイッチングによる損失を低減でき、過熱および故障を抑制できる。
　上記においては、車両に含まれる蓄電池を充電する場合を説明したが、これに限定されない。充電装置２２０は、車両以外の外部装置に含まれる蓄電池の充電に適したものであってもよい。
　上記したように、充電装置２２０がＡＣ／ＤＣコンバータ２２４を含み、ＡＣ／ＤＣコンバータ２２４から出力される直流電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２２に入力される。これにより、外部から供給される交流電力（例えば、商用の交流電力）により動作する充電装置を実現できる。
　上記したように、充電装置２２０は固定設置され、外部装置に搭載された蓄電池に電力を供給する。これにより、商用の交流電力により、外部装置（例えば車両等）に搭載された蓄電池を充電できる充電装置を実現できる。
　充電装置２２０から供給される充電電力は、充電電力が供給される蓄電池の容量に応じて変更される。これにより、蓄電池を適切に充電できる。
　上記においては、スイッチング素子Ｑ１からスイッチング素子Ｑ８の制御信号のデューティが５０％である場合を説明したが、これに限定されない。直列接続されたスイッチング素子（例えば、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２）が、同時にオンすることがなく、交互にオンすればよく、デューティは５０％以外の値（例えば４８％）であってもよい。
　上記においては、電力変換装置１００を構成する各スイッチング素子がＮ型のＦＥＴ（図２参照）である場合を説明したが、これに限定されない。Ｐ型のＦＥＴを用いて、電力変換装置を構成するフルブリッジ回路を構成してもよい。
　以上、実施の形態を説明することにより本開示を説明したが、上記した実施の形態は例示であって、本開示は上記した実施の形態のみに制限されるわけではない。本開示の範囲は、発明の詳細な説明の記載を参酌した上で、請求の範囲の各請求項によって示され、そこに記載された文言と均等の意味および範囲内での全ての変更を含む。
１００　　電力変換装置
１０２　　第１ブリッジ回路
１０４　　トランス
１０６　　第２ブリッジ回路
１１０、２２６　　制御部
１１２　　ＣＰＵ
１１４　　メモリ
１１６　　Ｉ／Ｆ部
１２０　　コア
１２２　　第１コイル
１２４　　第２コイル
１３０　　入力部
１３２　　出力部
２００、２０２　　領域
２２０　　充電装置
２２２　　ＤＣ／ＤＣコンバータ
２２４　　ＡＣ／ＤＣコンバータ
２２８、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３　　キャパシタ
２３０　　自動車
３００、３０２、３０４、３０６、３０８、３１０、３１２、３１４、３１６　　ステップ
Ａ、Ａ’、Ｂ、Ｂ’、Ｃ、Ｃ’、Ｄ、Ｄ’　　点
Ｅ１、Ｅ２　　直流電圧
Ｅｍａｘ、Ｐｍａｘ　　最大値
Ｅｍｉｎ、Ｐｍｉｎ　　最小値
Ｉ０、Ｉ１　　電流
Ｌ１　　第１インダクタ
Ｌ２　　第２インダクタ
Ｌ３　　チョークコイル
ｍ１、ｍ２、ｍ３、ｍ４　　モード
Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５、Ｎ６、Ｎ７、Ｎ８　　ノード
Ｎ　　基準バースト回数
Ｎｂ　　バースト回数
Ｐｔｈ、Ｔｐｔｈ　　しきい値
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８　　スイッチング素子
Ｔ、Ｔａ　　周期
Ｔｐ　　位相差
Ｔｓ、Ｔｂ　　期間
ｔ　　時間
Ｖ０　　電圧
Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３　　交流電圧
 

Claims (11)

  1. 　第１コイルおよび第２コイルを含むトランスと、
    　複数の第１スイッチング素子を含み、前記第１コイルに接続される第１ブリッジ回路と、
    　複数の第２スイッチング素子を含み、前記第２コイルに接続される第２ブリッジ回路とを含み、
    　前記第１ブリッジ回路は、第１交流電圧を生成して前記第１コイルに供給し、
    　前記第２ブリッジ回路は、前記第２コイルに発生した第２交流電圧を変換して出力し、
    　前記第１交流電圧と前記第２交流電圧との位相差を調整する位相差制御と、前記位相差を一定とし、制御の１周期を固定して前記第１交流電圧を供給する期間を調整するバースト制御とを、伝送電力に応じて切替える、電力変換装置。
  2. 　前記伝送電力が、所定のしきい値よりも大きければ、前記位相差制御を行い、
    　前記伝送電力が、前記しきい値以下であれば、前記バースト制御を行う、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記しきい値は、前記位相差の下限値に相当する値よりも大きく、
    　前記下限値は、前記複数の第１スイッチング素子および前記複数の第２スイッチング素子の少なくとも一部の動作がソフトスイッチングからハードスイッチングになるときの位相差の値である、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記バースト制御において、所定期間を基準として、前記第１交流電圧を供給する期間であるバースト期間が変更される、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　ＮおよびＮｂが自然数であり、且つ前記Ｎが前記Ｎｂよりも大きいとして、
    　前記所定期間は、前記第１交流電圧の周期の前記Ｎ倍に等しく、
    　前記バースト期間において、前記第１交流電圧は連続して前記第１ブリッジ回路に入力され、
    　前記バースト期間は、前記周期の前記Ｎｂ倍に等しい、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記バースト制御において、前記第１交流電圧の周波数は一定である、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置を含み、
    　前記第２ブリッジ回路が変換した直流電圧を充電電力として出力する、充電装置。
  8. 　ＡＣ／ＤＣコンバータをさらに含み、
    　前記ＡＣ／ＤＣコンバータから出力される直流電圧は、前記第１ブリッジ回路に入力される、請求項７に記載の充電装置。
  9. 　前記充電装置は、
    　　固定設置され、
    　　外部装置に搭載された蓄電池に電力を供給する、請求項７または請求項８に記載の充電装置。
  10. 　前記充電電力は、前記充電電力が供給される蓄電池の容量に応じて変更される、請求項７から請求項９のいずれか１項に記載の充電装置。
  11. 　第１コイルおよび第２コイルを含むトランスと、複数の第１スイッチング素子を含み、前記第１コイルに接続される第１ブリッジ回路と、複数の第２スイッチング素子を含み、前記第２コイルに接続される第２ブリッジ回路とを含む電力変換装置の制御方法であって、
    　前記第１ブリッジ回路に、第１交流電圧を生成して前記第１コイルに供給させるステップと、
    　前記第２ブリッジ回路に、前記第２コイルに発生した第２交流電圧を変換して出力させるステップと、
    　前記第１交流電圧と前記第２交流電圧との位相差を調整する位相差制御ステップと、
    　前記位相差を一定とし、制御の１周期を固定して前記第１交流電圧を供給する期間を調整するバースト制御ステップと、
    　前記位相差制御ステップと前記バースト制御ステップとを、伝送電力に応じて切替えるステップとを含む、制御方法。
     
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JP2013252000A (ja) * 2012-06-01 2013-12-12 Tdk Corp 双方向ｄｃｄｃコンバータ
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