WO2020100349A1 - 半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置、及び車両 - Google Patents

半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置、及び車両 Download PDF

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driving
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将義 廣田
圭司 田代
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住友電気工業株式会社
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Definitions

  • This disclosure relates to a semiconductor switch driving device, a driving method, a power conversion device, and a vehicle.
  • This application claims priority based on Japanese application No. 2018-212158 filed on November 12, 2018, and incorporates all the contents described in the Japanese application.
  • the step-down DC / DC converter which is an insulated power conversion device, is mounted.
  • a silicon (Si) device Si-MOSFET
  • Si-MOSFET silicon-MOSFET
  • GaN gallium nitride
  • GaN devices have the advantage of efficient switching because electrons move at high speed.
  • the threshold voltage is low, so that a false ignition is likely to occur, and unlike a normal transistor, the source and the drain are symmetrical and a loss occurs due to reverse conduction unlike a normal transistor.
  • Patent Document 1 A proposal for solving such a problem is made in Patent Document 1 listed below.
  • the technique described in Patent Document 1 relates to a drive circuit of a non-insulating chopper circuit.
  • This circuit is a circuit in which two GaN devices connected in series between a power source and a ground are alternately turned on and off with a dead time in between.
  • This circuit has a three-voltage output circuit capable of outputting three levels of positive voltage, zero voltage, and negative voltage.
  • first GaN device first GaN device
  • second GaN device the other GaN device
  • a negative voltage is applied to the gate of the second GaN device.
  • the first GaN device When the first GaN device is turned off to enter the dead period, the first GaN device reversely conducts. Therefore, during this period, the gate voltage of the first GaN device is set to zero voltage to suppress an increase in loss due to reverse conduction.
  • the drain-source voltage of the first GaN device changes and self-turn-on occurs. Therefore, a negative voltage is continuously applied to the gate of the first GaN device. However, if a negative voltage is continuously applied, the loss due to reverse conduction of the first GaN device will increase. Therefore, when the gate voltage of the second GaN device falls below the threshold voltage, the gate voltage of the second GaN device is switched to a positive voltage.
  • the loss due to reverse conduction of the GaN device can be reduced while preventing the malfunction of the GaN device.
  • a semiconductor switch driving device is a driving device for driving a semiconductor switch having a body diode and a threshold voltage for switching off and on is lower than a threshold voltage of a silicon device. And a first drive voltage switching circuit for switching the drive voltage of the semiconductor switch to a first adjustment voltage between the off voltage and the on voltage at a predetermined time immediately before the timing of driving the semiconductor switch from off to on. A second drive voltage switching circuit that switches the drive voltage of the semiconductor switch to an on voltage at the timing of driving the semiconductor switch from off to on after switching the drive voltage of the semiconductor switch by the first drive voltage switching circuit.
  • a power conversion device is a power conversion device that outputs power obtained by converting input power by switching of a plurality of semiconductor switches, and a plurality of power conversion devices connected to achieve conversion. It includes a power conversion circuit including a semiconductor switch element, an inductance element, a transformer, and a capacitance element, and any one of the above-described semiconductor switch driving devices that drives at least one of the plurality of semiconductor switches of the power conversion circuit.
  • a semiconductor switch driving method is a semiconductor switch driving method in which a threshold voltage for switching off and on is lower than a threshold voltage of a silicon device and a body diode is not provided.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a DC / DC converter according to a first embodiment of this disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram showing changes in the gate voltage of each GaN device in a conventional DC / DC converter in time series.
  • FIG. 3 is a diagram showing changes in the gate voltage of each GaN device in the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure in time series.
  • FIG. 4 is a diagram showing a current flow in mode 1 of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5 is a diagram showing a current flow in mode 2 of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a DC / DC converter according to a first embodiment of this disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram showing changes in the gate voltage of each GaN device in a conventional DC / DC converter in time series.
  • FIG. 3 is a diagram showing changes in the gate voltage of each GaN device in the DC / DC
  • FIG. 6 is a diagram showing a current flow in the mode 2 ′ of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a diagram showing a current flow in mode 3 of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8 is a diagram showing a current flow in mode 4 of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 9 is a diagram showing a current flow in the mode 4 ′ of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 10 is a diagram showing a current flow in mode 5 of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11 is a diagram showing a current flow in the mode 5 ′ of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 12 is a diagram showing a current flow in mode 6 of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13 is a diagram showing a current flow in the mode 6 ′ of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 14 is a diagram showing a current flow in mode 7 of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 15 is a diagram showing a current flow in mode 8 of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 16 is a diagram showing a current flow in mode 8 ′ of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 17 is a flowchart showing a control structure of a program for controlling the gate voltage of the GaN device of the DC / DC converter according to the first embodiment of this disclosure.
  • FIG. 18 is a diagram showing changes in the gate voltage of each GaN device in the DC / DC converter according to the second embodiment of the present disclosure in time series.
  • FIG. 19 is a schematic diagram showing an electrical configuration of a vehicle equipped with a power conversion circuit including a DC / DC converter according to the first or second embodiment of the present disclosure.
  • Patent Document 1 relates to a non-insulated power conversion circuit.
  • an isolated power conversion circuit particularly a power conversion circuit using a full-bridge circuit
  • electric power conversion circuits are often used in vehicles and the like, and it is desired to solve these problems.
  • a semiconductor switch driving device drives a semiconductor switch having a body diode and a threshold voltage for switching off and on is lower than a threshold voltage of a silicon device.
  • a switching circuit, and a second drive voltage switching circuit that switches the drive voltage of the semiconductor switch to an on voltage at the timing of driving the semiconductor switch from off to on after switching the drive voltage of the semiconductor switch by the first drive voltage switching circuit.
  • the semiconductor switch conducts reversely at the timing of driving it from off to on. During this reverse conduction period, the drive voltage of the semiconductor switch is switched to the first adjustment voltage between the off voltage and the on voltage by the first drive voltage switching circuit. After that, the drive voltage of the semiconductor switch is switched to the on-voltage by the second drive voltage switching circuit. Since the potential difference between the two terminals during reverse conduction becomes small, the loss due to reverse conduction can be reduced.
  • the off-voltage is a negative voltage and the on-voltage is a positive voltage, and the first adjustment voltage is higher than the off-voltage and not higher than the threshold voltage.
  • the threshold of the semiconductor switch is low, it is necessary to set the drive voltage to a negative voltage to turn it off. If the semiconductor switch reversely conducts while the drive voltage remains off, the loss increases. Therefore, the loss during reverse conduction can be reduced by switching the drive voltage at this time to the first adjustment voltage that is higher than the negative voltage and lower than the threshold voltage.
  • the first adjustment voltage is zero voltage.
  • the semiconductor switch is a semiconductor switch forming a phase shift full bridge circuit.
  • the phase shift full bridge circuit it is necessary to switch the driving voltages of the four semiconductor switches while shifting the phases. By switching the drive voltage in any of these semiconductor switches as described above, it is possible to reduce the loss due to the reverse conduction of the semiconductor switch in the phase shift full bridge circuit.
  • the phase shift full bridge circuit includes four semiconductor switches, and the semiconductor switch driving device drives each of the four semiconductor switches.
  • the driving voltage of the semiconductor switch is switched to the second adjustment voltage higher than the first adjustment voltage and lower than the ON voltage before the timing of driving the semiconductor switch from off to on after a predetermined time. It further includes a third drive voltage switching circuit.
  • the loss during reverse conduction can also be reduced by changing the drive voltage of the semiconductor switch to a stepwise adjustment voltage in multiple stages during reverse conduction.
  • the semiconductor switch is a gallium nitride (GaN) switch.
  • the drive voltage when off is a negative voltage
  • the drive voltage when on is a positive voltage
  • the threshold voltage is small, so the above-mentioned reverse conduction easily occurs. It is possible to efficiently reduce the loss.
  • a semiconductor switch driving device drives a semiconductor switch having a body diode, which has a threshold voltage for switching off and on lower than a threshold voltage of a silicon device.
  • the drive voltage of the semiconductor switch is set to a first voltage between the off voltage and the on voltage until the timing to drive the semiconductor switch to the next
  • a first drive voltage switching circuit for switching to the adjustment voltage and a first drive voltage switching circuit for switching the drive voltage of the semiconductor switch to the ON voltage at the timing of driving the semiconductor switch to ON after switching the drive voltage of the semiconductor switch. 2 drive voltage switching circuits.
  • the semiconductor switch conducts reversely at the timing of driving it from off to on.
  • the first drive voltage switching circuit switches the drive voltage of the semiconductor switch to the first adjustment voltage between the off voltage and the on voltage during a period from the turning off of the semiconductor switch to the timing of driving the semiconductor switch to the on state. ..
  • the second drive voltage switching circuit switches the drive voltage of the semiconductor switch to the ON voltage. Since the potential difference between the two terminals during reverse conduction becomes small, the loss due to reverse conduction can be reduced.
  • a power conversion device is a power conversion device that outputs electric power obtained by converting input electric power by switching a plurality of semiconductor switches, and is connected so as to realize conversion. And a power conversion circuit composed of a plurality of semiconductor switch elements, an inductance element, a transformer, and a capacitance element, and any one of the above semiconductor switch driving devices for driving at least one of the plurality of semiconductor switches of the power conversion circuit. Including.
  • the semiconductor switch conducts reversely at the timing of driving it from off to on. During this reverse conduction period, the drive voltage of the semiconductor switch is switched to the first adjustment voltage between the off voltage and the on voltage by the first drive voltage switching circuit. After that, the drive voltage of the semiconductor switch is switched to the on-voltage by the second drive voltage switching circuit. Since the potential difference between the two terminals during reverse conduction becomes small, the loss due to reverse conduction can be reduced.
  • a method of driving a semiconductor switch wherein a threshold voltage for switching off and on is lower than a threshold voltage of a silicon device and a semiconductor switch having no body diode. And a step of switching the drive voltage of the semiconductor switch to a first adjustment voltage between an off voltage and an on voltage at a predetermined time immediately before the timing of driving the semiconductor switch from off to on; Switching the drive voltage of the semiconductor switch to the voltage, and then switching the drive voltage of the semiconductor switch to the ON voltage at the timing of driving the semiconductor switch from OFF to ON.
  • the semiconductor switch conducts reversely at the timing of driving it from off to on. During this reverse conduction period, the drive voltage of the semiconductor switch is switched to the first adjustment voltage between the off voltage and the on voltage by the first drive voltage switching circuit. After that, the drive voltage of the semiconductor switch is switched to the on-voltage by the second drive voltage switching circuit. Since the potential difference between the two terminals during reverse conduction becomes small, the loss due to reverse conduction can be reduced.
  • a vehicle according to a fifth aspect of the present disclosure, a vehicle body, a battery provided on the vehicle body for storing and outputting electric power at a first voltage, and a vehicle provided on the vehicle body and having a voltage lower than the first voltage.
  • a low-voltage operating unit that operates at a second voltage, and the above-described third aspect that is provided in the vehicle body so as to receive the output of the battery as an input, convert the voltage to the second voltage, and supply the second voltage to the low-voltage operating unit.
  • a power conversion device according to.
  • the power conversion device reduces the output of the battery from the first voltage to the second voltage and supplies it to the constant voltage operation unit. Since the power loss generated in the power conversion device is reduced, in this vehicle, the low voltage operation unit can be operated by efficiently using the power stored in the battery.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a phase shift full bridge DC / DC converter 50 according to the first embodiment of this disclosure.
  • the phase shift full bridge DC / DC converter 50 includes a transformer TR, a primary side portion 60 and a secondary side portion 62 centering on the transformer TR, and a primary side portion 60.
  • a control circuit 64 for driving and controlling four GaN devices (GaN-HEMTs), and a negative voltage, a positive voltage, and a zero voltage, which are controlled by the control circuit 64 and control the gate voltages of the four GaN-HEMTs, respectively.
  • It includes three voltage output circuits 80, 82, 84 and 86 which are pulse transformers capable of switching and outputting the three voltages.
  • the zero voltage here means a voltage that gives a reference potential.
  • the negative voltage is a voltage having a negative potential difference with respect to zero voltage.
  • the positive voltage refers to a voltage having a positive potential difference with respect to the zero voltage, which is opposite to the negative voltage.
  • V (volt) is used as a unit of voltage, and zero voltage is generally expressed as 0V or the like.
  • GaN-HEMT is suitable for this disclosure because it has a low threshold voltage and a negative off voltage.
  • the GaN-HEMT does not have a body diode and the source and the drain are symmetrical, there is a problem that loss occurs due to reverse conduction as described above. In the following embodiments, this problem is solved by devising switching of the voltage of the signal that drives the GaN-HEMT.
  • the primary side portion 60 includes two input terminals 72 and 74 to which a high DC voltage (for example, 48 to 300 V) is applied, a capacitor C0 connected between the input terminals 72 and 74, and a capacitor C0 in parallel.
  • GaN-HEMTs Z1 and Z3 connected in series between the input terminals 72 and 74, and similarly, between the input terminal 72 and the input terminal 74, a capacitor C0 and GaN-HEMT Z1 and GaN-HEMT GaN-HEMTs Z2 and Z4 connected in parallel with Z3.
  • the sources of the GaN-HEMT Z1 and the GaN-HEMT Z2 are connected to the input terminal 72.
  • the drains of GaN-HEMT Z3 and GaN-HEMT Z4 are connected to the input terminal 74.
  • GaN-HEMT Z1 and the source of GaN-HEMT Z3 are connected to each other.
  • the drain of GaN-HEMT Z2 and the source of GaN-HEMT Z4 are connected to each other.
  • GaN-HEMT Z1 will be simply referred to as Z1 for the sake of brevity. The same applies to Z2, Z3 and Z4.
  • the contacts of Z1 and Z3 are connected to one terminal of the primary winding of the transformer TR, and the other terminal of the primary winding of the transformer TR is connected to the contacts of Z2 and Z4. It is considered that the primary side leakage inductance L1 of this transformer TR is connected in series between the primary side winding and the contacts of Z1 and Z3 as shown in FIG.
  • parasitic capacitances C1, C2, C3, and C4 exist between the source and drain of Z1, Z2, Z3, and Z4, respectively.
  • the parasitic capacitance C1 is simply referred to as C1.
  • C2, C3 and C4 the capacitor C0 described above, and the electrolytic capacitor C5 described later.
  • the secondary side portion 62 includes four diodes D1, D2, D3 and D4 connected to output terminals 76 and 78 so as to take out a reduced DC voltage (for example, 12 V) from the secondary winding of the transformer TR. , And electrolytic capacitor C5 connected between output terminals 76 and 78. It is considered that the leakage inductance L2 of the secondary winding of the transformer TR is connected in series between the cathodes of the diodes D1 and D3 and the output terminal 76.
  • the phase shift full bridge DC / DC converter 50 further includes a voltage sensor 66 between the input terminals 72 and 74, which the control circuit 64 utilizes to determine the timing of the switching of the drive voltages for Z1, Z2, Z3 and Z4. , A voltage sensor 70 with output terminals 76 and 78, and a current sensor 68 for measuring the current through the primary winding.
  • FIG. 2 is a diagram showing changes in drive voltages of Z1, Z2, Z3, and Z4 in the conventional phase shift full-bridge DC / DC converter having the primary side portion 60 and the secondary side portion 62 shown in FIG. 1 together with operation modes. is there. Referring to FIG. 2, there are modes 1 to 8 in the operation mode of the conventional phase shift full bridge DC / DC converter.
  • mode 1 as shown by the drive voltage waveforms 100 and 130, the drive voltage of Z1 and Z4 becomes a positive voltage equal to or higher than the threshold value, and Z1 and Z4 are turned on.
  • the drive voltages of Z2 and Z3 are negative voltages, and these are off.
  • the drive voltage for Z4 is switched to a negative voltage as shown by drive voltage waveform 132, turning Z4 off.
  • the drive voltages of Z1 and Z2 are positive, as shown by drive voltage waveforms 100 and 112, both of which are on. Z3 and Z4 remain off.
  • the drive voltage of Z1 becomes a negative voltage as shown by the drive voltage waveform 102 and Z1 turns off.
  • Z1, Z3 and Z4 are off and only Z2 is on. That is, the gate voltages of Z1, Z3, and Z4 are negative voltages, as shown by the drive voltage waveforms 102, 120, and 132, and the gate voltage of Z2 is positive voltage, as shown by the drive voltage waveform 112. ing.
  • the drive voltage for Z3 is switched to a positive voltage, as indicated by drive voltage waveform 122, turning Z3 on.
  • mode 8 Z1, Z2 and Z3 are off and only Z4 is on.
  • the drive voltage for Z1 is switched to a positive voltage, as indicated by drive voltage waveform 104, turning Z1 on.
  • the state returns to the mode 1 in which Z1 and Z4 are on and Z2 and Z3 are off.
  • FIG. 3 shows drive voltages of Z1, Z2, Z3 and Z4 when driving the phase shift full bridge DC / DC converter 50 shown in FIG. 1 according to this embodiment.
  • Mode 1 The drive voltages of Z1, Z2, Z3 and Z4 in mode 1 are the same as those in the conventional technique. That is, as shown by the drive voltage waveforms 100 and 130, the gate voltages of Z1 and Z4 are positive voltages, and Z1 and Z4 are on. On the other hand, as shown by the drive voltage waveforms 160 and 170, the drive voltages of Z2 and Z3 are negative voltages, and Z2 and Z3 are off.
  • Fig. 4 shows the current flow at this time.
  • the current flows through the path of input terminal 72 ⁇ Z1 ⁇ L1 ⁇ TR primary winding ⁇ Z4 ⁇ input terminal 74.
  • a current is flowing in the primary winding of the transformer TR.
  • C2 is being charged.
  • Z4 turns off.
  • Mode 2 ' Referring to FIG. 6, after discharging C2, Z2 reversely conducts in mode 2 ′, and the current flows through a path of Z1 ⁇ L1 ⁇ primary winding of transformer TR ⁇ Z2.
  • the drive voltage of Z2 once changes from a negative voltage to zero voltage and then becomes a positive voltage as shown by the drive voltage waveform 112 at the end of the mode 2. ..
  • the potential difference between the source and drain of Z2 while Z2 is in reverse conduction is smaller than that when a negative drive voltage is applied to Z2, and the loss due to reverse conduction is reduced.
  • Mode 3 In mode 3, Z1 and Z2 are on and Z3 and Z4 are off. This is similar to the case of the prior art.
  • the current path in mode 3 is shown in FIG. Referring to FIG. 7, the current at this time is Z1 ⁇ L1 ⁇ the primary winding of transformer TR ⁇ Z2 ⁇ Z1.
  • the drive voltage for Z1 is switched to a negative voltage as shown by drive voltage waveform 100, turning Z1 off.
  • Mode 4 At the beginning of mode 4, Z1 is off, Z2 is on, and Z3 and Z4 are off.
  • the current path at this time is shown in FIG. Referring to FIG. 8, in order to maintain the current flowing through the primary winding, C3 is discharged and C1 is charged, so that the drain of Z1 ⁇ L1 ⁇ primary winding of transformer TR ⁇ Z2 ⁇ input terminal. A current flows through the path 72. After discharging C3, Z3 conducts reversely and a current flows through Z3. At this time, as shown by the drive voltage waveform 172, the drive voltage of Z3 is changed from the negative voltage to the zero voltage. As a result, the operation mode becomes mode 4 '.
  • FIG. 9 shows the current path in mode 4 '. Since the current flows through Z3, the current flows in the direction of the input terminal 74 ⁇ Z3 ⁇ L1 ⁇ the primary winding of the transformer TR ⁇ Z2 ⁇ the input terminal 72. At the end of mode 4 ', the drive voltage for Z3 becomes positive, as shown by drive voltage waveform 122 in FIG.
  • Mode 5 In the following mode 5, Z1 and Z4 are turned off, and Z2 and Z3 are turned on. This is similar to mode 5 in the prior art.
  • FIG. 10 shows the current path in mode 5. Referring to FIG. 10, in mode 5, the current flows in the path of input terminal 74 ⁇ Z3 ⁇ L1 ⁇ primary winding of transformer TR ⁇ Z2 ⁇ input terminal 72. In this case, a voltage opposite to the direction of current is applied to the primary winding of the transformer TR. Therefore, the current shown in FIG. 10 quickly decreases, and the direction of the current is reversed in the same path as shown in FIG. This is called mode 5 '. At the end of mode 5 (mode 5 '), the drive voltage of Z2 becomes a negative voltage as shown by the drive voltage waveform 114 in FIG. 3, and Z2 is turned off.
  • Mode 7 Referring to FIG. 3, in mode 7, the gate voltages of Z1 and Z2 are negative voltages and the gate voltages of Z3 and Z4 are positive voltages, as indicated by the driving voltage waveforms 150, 114, 122 and 134. Therefore, Z1 and Z2 are off and Z3 and Z4 are on.
  • Fig. 14 shows the current path at this time.
  • the current flows through the path of Z4 ⁇ the primary winding of transformer TR ⁇ L1 ⁇ Z3.
  • Z3 is turned off and mode 8 is set.
  • Mode 8 >> At the beginning of Mode 8, the gate voltages of Z1, Z2 and Z3 are negative and the gate voltage of Z4 is positive as shown by drive voltage waveforms 150, 114, 124 and 134 in FIG. Therefore, Z1, Z2 and Z3 are off and only Z4 is on. As shown in FIG. 15, the current flows through the paths of the input terminals 74, Z4 and the primary winding of the transformer TR ⁇ L1 to charge C3 and discharge C1. After C1 is discharged, Z1 reversely conducts, and the mode becomes 8 '.
  • Mode 8 '>> the gate voltage of Z1 is adjusted to zero voltage, as shown by the drive voltage waveform 152 in FIG. This can reduce the loss due to reverse conduction of Z1.
  • the gate voltage of Z1 becomes a positive voltage as shown by the driving voltage waveform 104 in FIG. 3, and Z1 becomes conductive. The current path at this time is shown in FIG.
  • FIG. 17 shows a control structure of a program executed by the control circuit 64 to control the operation of the above-mentioned phase shift full bridge DC / DC converter 50 in a flowchart form.
  • This program receives the outputs of the voltage sensor 66, the current sensor 68 and the voltage sensor 70 shown in FIG. 1, receives the DC voltage between the input terminals 72 and 74, and outputs the stable DC voltage between the output terminals 76 and 78. So that the on / off phase shift amounts of Z1 to Z4 are adjusted.
  • this program includes a step 200 of measuring a DC output voltage by the output of the voltage sensor 70, a step 202 of measuring a DC input voltage by the output of the voltage sensor 66, and a primary output by the output of the current sensor 68. Measuring 204 the current flowing through the side winding.
  • This program further calculates a phase shift amount so as to output a designated DC voltage based on the measurement results in steps 200, 202, and 204, and based on the phase shift amount, Z1, Z2, Z3, and Z4 Based on the step 206 for determining the on / off timings in the modes 1 to 8 and the drive voltage waveforms in the modes 2 ′, 4 ′, 6 ′ and 8 ′ based on the on / off timings determined in the step 206 As shown in 152, 162, 172, and 182, step 208 for determining the timing of switching the gate voltages of Z1 to Z4 to zero voltage, and the timing determined in steps 206 and 208 are stored in the control circuit 64 (not shown). Step 210 of storing in the device and step 212 of controlling the three voltage output circuits 80, 82, 84 and 86 shown in FIG. 1 based on the timing determined in steps 206 and 208 and returning the control to step 200. ..
  • phase shift full bridge DC / DC converter 50 having the above configuration operates as follows. Referring to FIG. 17, control circuit 64 of phase shift full bridge DC / DC converter 50 repeatedly executes the program whose control structure is shown in FIG. 17 during operation of phase shift full bridge DC / DC converter 50.
  • step 200 the DC output voltage is measured by the output of the voltage sensor 70
  • step 202 the DC input voltage is measured by the output of the voltage sensor 66
  • step 204 the primary winding is flowed by the output of the current sensor 68. Measure the current.
  • the control circuit 64 further calculates the phase shift amount so as to output the designated DC voltage in step 206 based on the measurement results in steps 200, 202, and 204, and based on the phase shift amount, Z1, Z2. , Z3 and Z4, the on / off timings in modes 1 to 8 are determined.
  • step 208 Z1 is set as shown in drive voltage waveforms 152, 162, 172, and 182 in modes 2 ′, 4 ′, 6 ′, and 8 ′.
  • the timing for switching the gate voltage of Z4 to zero voltage is determined.
  • the timing determined in steps 206 and 208 is stored in the storage device.
  • the three voltage output circuits 80, 82, 84 and 86 shown in FIG. 1 are controlled based on the timings determined in steps 206 and 208 to control the power supply voltages of Z1 to Z4 at predetermined timings.
  • the control of Z1 to Z4 is completed, the control is returned to step 200 and the processing of the next cycle is performed.
  • the gate voltage of Z2 is indicated by the drive voltage waveform 162 at the timing when Z2 is switched from OFF to ON.
  • the voltage is once switched to zero voltage, and after a lapse of a predetermined time, it is switched to a positive voltage.
  • the gate voltage of Z3 is once switched to zero voltage as shown by the drive voltage waveform 172 at a timing immediately before Z3 is turned from off to on, and then a positive voltage is applied. Is switched to.
  • the gate voltage is once switched to the zero voltage and then switched to the positive voltage as shown by the drive voltage waveform 182 at the timing immediately before being turned on in the latter half of the mode 6 (mode 6 ′).
  • the gate voltage is once switched to the zero voltage as shown by the drive voltage waveform 152 in the latter half of the mode 8 (mode 8 ′) and immediately before it is turned on, and after a predetermined time elapses. Switch to positive voltage. As a result, the loss due to reverse conduction of Z1 during this period is reduced.
  • the GaN device in the isolated phase-shift full-bridge DC / DC converter, the GaN device is immediately before the timing when the gate voltage of the GaN device changes from the negative voltage to the positive voltage in consideration of the current path.
  • the device reverses conduction, it once switches the gate voltage from negative voltage to zero voltage.
  • the gate voltage By adjusting the gate voltage in this way, the loss due to reverse conduction is reduced, and then the gate voltage is switched to a positive voltage. Therefore, it is possible to reduce the loss due to reverse conduction in the insulation type DC / DC converter.
  • the timing of switching the gate voltage of the GaN device to zero voltage may be calculated back from the timing of the phase shift, and in the case of performing normal phase shift control, the gate voltage of the GaN device is within the operation mode immediately before switching from the negative voltage to the positive voltage. Any timing is acceptable as long as it is.
  • it is desirable that the zero voltage is continuously applied to the gate of the GaN device for at least a certain period in the operation mode. For example, it is desirable to set the gate voltage to zero voltage at least before the latter half 2/3 of the operation mode. More preferably, it is desirable that the gate voltage is switched to the zero voltage before 1/2 of the operation mode, more preferably from the beginning to 1/3, and maintained until the end of the operation mode.
  • the term "immediately before” means that the gate voltage of the GaN device is set to a negative voltage and the GaN device is turned off after a predetermined time has elapsed, and then the gate voltage of the GaN device is set to a positive voltage to turn on the GaN device. It refers to the period until the timing. During this time, the gate voltage of the GaN device is maintained at a regulated voltage (zero voltage) between a negative voltage and a positive voltage. After that, the drive voltage of the GaN device is switched to the on-voltage at the timing of driving the GaN device on.
  • the second embodiment described below is characterized in that the period for which the drive voltage is maintained at the adjustment voltage is longer than that in the first embodiment.
  • FIG. 18 shows drive voltages of Z1, Z2, Z3 and Z4 when driving the phase shift full bridge DC / DC converter 50 shown in FIG. 1 according to the second embodiment.
  • ⁇ Mode 1 ⁇ Mode 1 >> Referring to FIG. 18, at the start of mode 1, Z1 is switched from off to on as indicated by drive voltage waveform 100. At this time, a negative voltage is applied to Z3, which is a device paired with Z1 (connected in series with Z1), as indicated by the drive voltage waveform 170. Therefore, the self-turn-on of Z3 due to the change of the drain-source voltage of Z3 can be prevented. As will be described below, even when Z2, Z3, and Z4 are switched from off to on, a negative voltage is applied to the paired devices Z4, Z1, and Z2, and their self-turn-on is performed. Can be prevented.
  • the gate voltages of Z1 and Z4 are positive voltages, and Z1 and Z4 are on.
  • the driving voltage of Z2 changes from the negative voltage to the zero voltage at the beginning of the immediately previous mode (mode 8 described later), and during the mode 1, the voltage changes to the zero voltage. Maintained.
  • the drive voltage for Z3 is negative at the beginning of mode 1 and changes to zero voltage after entering mode 1. Therefore, Z3 is off.
  • the drive voltage of Z3 becomes zero voltage in a relatively short time after Z3 is turned off, as compared with the first embodiment.
  • the drive voltage of Z4 is switched to a negative voltage, Z4 is turned off, and mode 2 is set.
  • Mode 2 At the beginning of Mode 2, Z1 remains on, but Z4 is off. The drive voltage of Z2 and Z3 is maintained at zero voltage. The current path at this time is similar to that shown in FIG. In mode 2, C2 is discharged and C4 is charged. When the discharge of C2 is completed, the operation mode becomes mode 2 '.
  • Mode 2 ' After the discharge of C2, Z2 reversely conducts in the mode 2 ′, and the current flows through the path of Z1 ⁇ L1 ⁇ the primary winding of the transformer TR ⁇ Z2.
  • the drive voltage of Z2 is zero voltage as shown by the drive voltage waveform 162 of FIG. 18, and becomes a positive voltage as shown by the drive voltage waveform 112 at the end of the mode 2.
  • the potential difference between the source and drain of Z2 during reverse conduction of Z2 becomes smaller than that when a negative voltage is applied to Z2, and loss due to reverse conduction is caused. Is reduced.
  • Mode 3 In mode 3, Z1 and Z2 are on and Z4 is off. The drive voltage of Z3 is maintained at zero potential. The current path in mode 3 is the same as that in the first embodiment and is as shown in FIG. At the end of Mode 3, the drive voltage for Z1 is switched to a negative voltage, as shown by drive voltage waveform 150, turning Z1 off. Further, the drive voltage of Z4 is switched from the negative voltage to the zero voltage as shown by the drive voltage waveform 182.
  • Mode 4 At the beginning of mode 4, Z1 is off and Z2 is on. The drive voltage of Z3 and Z4 is zero voltage.
  • the current path at this time is similar to that of the first embodiment and is as shown in FIG. Referring to FIG. 8, in order to maintain the current flowing through the primary winding, C3 is discharged and C1 is charged, so that the drain of Z1 ⁇ L1 ⁇ primary winding of transformer TR ⁇ Z2 ⁇ input terminal. A current flows through the path 72. After discharging C3, Z3 conducts reversely and a current flows through Z3. As shown by the drive voltage waveform 172 in FIG. 18, the drive voltage of Z3 is already zero voltage. As a result, the operation mode becomes mode 4 '.
  • Mode 4 '>> In mode 4 ', reverse conduction causes current to flow in Z3. However, since the drive voltage of Z3 is zero and the absolute value of the source-drain voltage is small, the loss due to reverse conduction of Z3 can be reduced.
  • the current path in this mode 4 ′ is as shown in FIG. 9 as in the first embodiment.
  • the drive voltage for Z3 is switched to a positive voltage, as shown by drive voltage waveform 122 in FIG.
  • Mode 5 At the beginning of the following mode 5, Z1 is turned off and Z2 and Z3 are turned on. The drive voltage of Z4 is zero voltage. The current path at this time is as shown in FIG. 10 as in the first embodiment. As shown by drive voltage waveforms 150 and 152, the drive voltage for Z1 is switched to zero voltage within a short time upon entering Mode 5. In mode 5, the current shown in FIG. 10 quickly decreases, and the direction of the current is reversed in the same path as shown in FIG. This is called mode 5 '. At the end of mode 5 (mode 5 ′), the drive voltage of Z2 becomes a negative voltage as shown by the drive voltage waveform 114 in FIG. 18, and Z2 is turned off. As a result, the operation mode becomes the node 6.
  • Mode 6 In mode 6, as can be seen from the drive voltage waveforms 114 and 122 in FIG. 18, Z2 is off and Z3 is on. As shown by the drive voltage waveforms 152 and 182, the drive voltage of Z1 and Z4 is zero voltage. As shown in FIG. 12, in order to maintain the current flowing through the primary winding of the transformer TR, the current is the input terminal 72 ⁇ C2 ⁇ the primary winding of the transformer TR ⁇ L1 ⁇ Z3 as in the first embodiment. ⁇ Through the path of the input terminal 74, C2 is charged and C4 is discharged. When the discharge of C4 is completed, Z4 conducts reversely. At this time, as shown by the drive voltage waveform 182 in FIG. 3, the gate voltage of Z4 is already zero voltage. As a result, the operation mode becomes the operation mode 6 '.
  • Mode 6 '>> In mode 6 ', Z2 is off, Z3 is on, and Z4 is reverse conducting. As shown in FIG. 13, the current flows through the path of Z4 ⁇ the primary winding of the transformer TR ⁇ L1 ⁇ Z3. In this mode 6 ', the gate voltage of Z4 is zero voltage. Therefore, loss due to reverse conduction of Z4 can be reduced. At the end of mode 6 ′ (mode 6), the gate voltage of Z4 becomes a positive voltage as shown by the drive voltage waveform 134 in FIG. 18, Z4 turns on, and the operation mode becomes mode 7.
  • Mode 7 the gate voltage of Z2 is a negative voltage and the gate voltages of Z3 and Z4 are a positive voltage, as shown by the drive voltage waveforms 114, 122 and 134. Also, as shown by the drive voltage waveform 152, the drive voltage of Z1 is zero voltage. Therefore, Z2 is off and Z3 and Z4 are on.
  • the current path at this time is as shown in FIG. 14, as in the first embodiment.
  • the current flows through the path of Z4 ⁇ the primary winding of transformer TR ⁇ L1 ⁇ Z3.
  • Z3 is turned off and mode 8 is set.
  • the drive voltage of Z2 becomes zero voltage as shown by the drive voltage waveform 164.
  • Mode 8 At the beginning of mode 8, the gate voltage of Z3 is a negative voltage and the gate voltage of Z4 is a positive voltage, as shown by drive voltage waveforms 124 and 134 in FIG. Therefore, Z3 is off and only Z4 is on.
  • the drive voltage of Z1 and Z2 is zero voltage. Also in this case, as in the first embodiment, as shown in FIG. 15, the current flows through the path of the input terminals 74, Z4 and the primary winding of the transformer TR ⁇ L1 to charge C3 and discharge C1. .. After C1 is discharged, Z1 reversely conducts, and the mode becomes 8 '.
  • Mode 8 ′ In mode 8 ′, the gate voltage of Z1 is already zero, as shown by the drive voltage waveform 152 in FIG. This can reduce the loss due to reverse conduction of Z1. At the end of mode 8 '(mode 8), the gate voltage of Z1 becomes a positive voltage as shown by the driving voltage waveform 104 in FIG. 18, and Z1 becomes conductive. After that, the operation returns to the mode 1 and the above operation is repeated.
  • the drive voltages of Z1, Z2, Z3, and Z4 are adjusted to the adjustment voltage after a relatively short predetermined time has elapsed and before the timing of making them conductive. Is maintained at zero voltage. Even in this case, the loss during reverse conduction of Z1, Z2, Z3 and Z4 can be reduced. As a result, the DC / DC converter can be operated efficiently.
  • the zero voltage is desirable as the adjustment voltage.
  • the adjustment voltage may not be a perfect zero voltage as long as it is a voltage in the vicinity of the zero voltage that can substantially reduce the power loss due to reverse conduction.
  • any voltage in the range of about 0 ⁇ 0.3 V may be adopted.
  • the gate voltage of the GaN device is switched to the negative voltage and maintained for a predetermined time
  • the gate voltage is maintained at the adjustment voltage until just before the timing of switching to the positive voltage, and the adjustment voltage is maintained for a further fixed period. Later switched to positive voltage.
  • this disclosure is not limited to such embodiments.
  • the gate voltage is switched from a negative voltage to a regulated voltage that is higher than the negative voltage and lower than zero voltage at the timing of reverse conduction of the device.
  • the gate voltage may be further switched to a zero voltage after a lapse of a predetermined time, and then switched to a positive voltage. That is, the gate voltage may be changed in a stepwise manner from a negative voltage to a zero voltage in a plurality of steps, and then switched to a positive voltage. Also in this case, the loss due to reverse conduction can be reduced.
  • phase shift full bridge DC / DC converter as in the above embodiment. It is also applicable to an insulating type converter that also employs a full bridge, such as an LLC resonant circuit.
  • the GaN device is used for switching. Since the GaN device has a low threshold for turning on, it is necessary to make the gate voltage negative during the period of turning off as described above. Therefore, the loss when the GaN device reversely conducts tends to increase.
  • this disclosure is not applicable only to GaN devices. Similar to GaN devices, it has a low threshold voltage and symmetrical source and drain, and if it has the possibility of reverse conduction, it can be applied to devices that may be developed in the future. Is.
  • the present disclosure can be realized not only as a power conversion device including such a characteristic control circuit 64, but also as a power conversion method or a semiconductor switch driving method in which such characteristic processing is a step. , Can be realized as a program for causing a computer to execute the steps. Further, it can be realized as a semiconductor integrated circuit that realizes a part or all of the power conversion device or a power conversion system including the power conversion device.
  • FIG. 19 shows a schematic configuration of a vehicle equipped with the power conversion device including the DC / DC converter according to the above embodiment.
  • a vehicle 260 includes a vehicle body 270 having a basic configuration as a vehicle such as wheels, a high voltage battery 280 provided in the vehicle body 270 and serving as a high voltage power source (for example, 48 to 300 V), Power generation for operating by electric power supplied from the high-voltage battery 280 to provide a driving force for the vehicle body 270 or to convert kinetic energy lost by the vehicle 260 during braking of the vehicle 260 into electric power and supply the electric power to the high-voltage battery 280.
  • a high voltage battery 280 for example, 48 to 300 V
  • Power generation for operating by electric power supplied from the high-voltage battery 280 to provide a driving force for the vehicle body 270 or to convert kinetic energy lost by the vehicle 260 during braking of the vehicle 260 into electric power and supply the electric power to the high-voltage battery 280.
  • Machine / drive motor 282 high-voltage operating unit 284 operated by high-voltage DC voltage supplied from high-voltage battery 280, low-voltage (for example, 12 V) battery 288, and auxiliary device operated by low-voltage power supplied from battery 288.
  • a DC / DC converter 286 for reducing the high-voltage DC power supplied from the high-voltage battery 280 to, for example, 12 V and supplying the high-voltage DC power to the battery 288, the auxiliary device 290, and the like.
  • Auxiliary equipment 290 receives power from not only battery 288 but also DC / DC converter 286.
  • the phase shift full bridge DC / DC converter 50 described in the above description of the embodiment is used. Therefore, in this vehicle, the loss of electric power at the time of electric power conversion is small, and the auxiliary equipment can be operated by effectively utilizing the electric power accumulated in high-voltage battery 280.
  • the phase shift full bridge DC / DC converter 50 the DC / DC converter according to the second embodiment may be used.

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Abstract

半導体スイッチの駆動装置は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、第１の駆動電圧切替回路による半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む。

Description

半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置、及び車両
　この開示は、半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置、及び車両に関する。この出願は、２０１８年１１月１２日出願の日本出願第２０１８－２１２１５８号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。
　電気自動車（ＥＶ）、ハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）、及びプラグインハイブリッド電気自動車（ＰＨＥＶ）にはモータ駆動用の高圧電池（例えば３００Ｖ）から低圧電池（例えば１２Ｖ）又は低圧負荷に電力を供給するための、絶縁型の電力変換装置である降圧ＤＣ／ＤＣコンバータが搭載される。従来、この種の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータにはシリコン（Ｓｉ）デバイス（Ｓｉ―ＭＯＳＦＥＴ）が半導体スイッチとして用いられて来た。しかし、近年は装置の高効率化及び小型化の目的でＧａＮ（窒化ガリウム）デバイスの搭載が検討されている。
　ＧａＮデバイスでは電子の移動が高速であるため、効率よくスイッチングが行えるという利点がある。しかしその一方で、しきい値電圧が低いため誤点弧しやすく、さらに通常のトランジスタと異なり、ボディダイオードを持たずソースとドレインが対称であるため逆導通によって損失が生ずるという問題がある。
　こうした問題を解決するための提案が後掲の特許文献１においてなされている。特許文献１に記載された技術は非絶縁チョッパ回路の駆動回路に関する。この回路は、電源とグランドとの間に直列に接続される２つのＧａＮデバイスを、デッドタイムを挟んで交互に一方をオン、他方をオフする回路である。この回路は、正電圧、ゼロ電圧、及び負電圧の３レベルを出力可能な３電圧出力回路を持つ。一方のＧａＮデバイス（第１のＧａＮデバイス）がオン、他方のＧａＮデバイス（第２のＧａＮデバイス）がオフの期間では、第２のＧａＮデバイスのゲートには負電圧が印加される。第１のＧａＮデバイスをオフさせてデッド期間に入ると、第１のＧａＮデバイスが逆導通する。そのため、この期間には第１のＧａＮデバイスのゲート電圧をゼロ電圧にして逆導通による損失の増加を抑制する。
　第２のＧａＮデバイスのゲート電圧がしきい値を超えてオンすると、第１のＧａＮデバイスのゲートに負電圧を印加する。これにより第１のＧａＮデバイスのセルフターンオフが防止される。
　その後、第２のＧａＮデバイスのターンオフが開始されると第１のＧａＮデバイスのドレイン－ソース間電圧が変化しセルフターンオンが発生してしまう。そのために、第１のＧａＮデバイスのゲートには負電圧を印加し続ける。しかし負電圧を印加し続けると、第１のＧａＮデバイスの逆導通による損失が増加してしまう。そこで、第２のＧａＮデバイスのゲート電圧がしきい値電圧を下回ったときに、第２のＧａＮデバイスのゲート電圧を正電圧に切替える。
　こうした制御により、ＧａＮデバイスの誤動作を防止しながら、ＧａＮデバイスの逆導通による損失を小さくできる。
特開２０１６－９２８８４号公報
　この開示の第１の局面に係る半導体スイッチの駆動装置は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、第１の駆動電圧切替回路による半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む。
　この開示の第２の局面に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチのスイッチングにより、入力された電力を変換した電力を出力する電力変換装置であって、変換を実現するよう接続された複数の半導体スイッチ素子、インダクタンス素子、変圧器及び容量素子からなる電力変換回路と、電力変換回路の複数の半導体スイッチの少なくとも１つを駆動する、上記したいずれかの半導体スイッチの駆動装置とを含む。
　この開示の第３の局面に係る半導体スイッチの駆動方法は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチの駆動方法であって、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替えるステップと、第１の調整電圧への半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替えるステップとを含む。
図１は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図２は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおける各ＧａＮデバイスのゲート電圧の変化を時系列で示す図である。 図３は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおける各ＧａＮデバイスのゲート電圧の変化を時系列で示す図である。 図４は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード１における電流の流れを示す図である。 図５は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード２における電流の流れを示す図である。 図６は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード２´における電流の流れを示す図である。 図７は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード３における電流の流れを示す図である。 図８は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード４における電流の流れを示す図である。 図９は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード４´における電流の流れを示す図である。 図１０は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード５における電流の流れを示す図である。 図１１は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード５´における電流の流れを示す図である。 図１２は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード６における電流の流れを示す図である。 図１３は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード６´における電流の流れを示す図である。 図１４は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード７における電流の流れを示す図である。 図１５は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード８における電流の流れを示す図である。 図１６は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード８´における電流の流れを示す図である。 図１７は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのＧａＮデバイスのゲート電圧を制御するプログラムの制御構造を示すフローチャートである。 図１８は、この開示の第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおける各ＧａＮデバイスのゲート電圧の変化を時系列で示す図である。 図１９は、この開示の第１又は第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータからなる電力変換回路を搭載した車両の電気的構成を示す概略図である。
［本発明の実施形態の説明］
　［開示が解決しようとする課題］
　上記した特許文献１に記載された技術は非絶縁型の電力変換回路に関するものである。絶縁型の電力変換回路、特にフルブリッジ回路を用いた電力変換回路では、ＧａＮデバイスに対する寄生容量と駆動電流及び誘導電流を考慮に入れる必要があり、特許文献１に開示された技術をそのまま適用することは難しいという問題があった。最近では車両等に電力変換回路が利用されることが多く、こうした問題を解決することが望まれている。
　それゆえにこの開示は、絶縁型の電力変換回路を効率よく動作させることが可能な半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置及び車両を提供することを目的とする。
　以下の説明及び図面では、同一の部品には同一の参照番号を付してある。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。なお、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組合せても良い。
　以下にこの開示の好適な実施態様を列記する。
　（１）この開示の第１の局面に係る半導体スイッチの駆動装置は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、第１の駆動電圧切替回路による半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む。
　半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングでは半導体スイッチが逆導通する。この逆導通の期間に第１の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える。その後、第２の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える。逆導通時の２端子間の電位差が小さくなるため逆導通に伴う損失を低減できる。
　（２）好ましくは、オフ電圧は負の電圧、及びオン電圧は正の電圧であり、第１の調整電圧はオフ電圧より高く、しきい値電圧以下である。
　半導体スイッチのしきい値が低い場合、オフさせるために駆動電圧を負の電圧とする必要がある。駆動電圧がオフのままで半導体スイッチが逆導通すると損失が大きくなる。そこでこのときの駆動電圧を負電圧より高く、しきい値電圧より低い第１の調整電圧に切替えることで逆導通時の損失を低減できる。
　（３）より好ましくは、第１の調整電圧はゼロ電圧である。第１の調整電圧をゼロ電圧とすることで、半導体スイッチの逆導通時の損失を容易に低減できる。
　（４）さらに好ましくは、半導体スイッチは、位相シフトフルブリッジ回路を構成する半導体スイッチである。位相シフトフルブリッジ回路では４つの半導体スイッチの駆動電圧の位相をずらしながら切替える必要がある。これら半導体スイッチのいずれかにおいて上記したように駆動電圧を切替えることで、位相シフトフルブリッジ回路における半導体スイッチの逆導通に伴う損失を低減できる。
　（５）好ましくは、位相シフトフルブリッジ回路は４個の半導体スイッチを含み、半導体スイッチの駆動装置は、４個の半導体スイッチの各々を駆動する。
　半導体スイッチの全てにおいて上記したように駆動電圧を切替えることで、位相シフトフルブリッジ回路における半導体スイッチの逆導通に伴う損失を効率的に低減できる。
　（６）より好ましくは、所定時刻後で半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの前に、半導体スイッチの駆動電圧を第１の調整電圧より高く、オン電圧より低い第２の調整電圧に切替える第３の駆動電圧切替回路をさらに含む。
　半導体スイッチの逆導通時、その駆動電圧を複数の段階で階段状の調整電圧に変化させることによっても逆導通時の損失を低減できる。
　（７）さらに好ましくは、半導体スイッチは窒化ガリウム（ＧａＮ）スイッチである。
　ＧａＮスイッチではオフ時の駆動電圧が負電圧、オン時の駆動電圧が正電圧であって、しかもしきい値電圧が小さいため、上記した逆導通が生じやすく、調整電圧を用いることにより逆導通時の損失を効率的に低減できる。
　（８）この開示の第２の局面に係る半導体スイッチの駆動装置は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、半導体スイッチをオフにしてから所定時間経過した後、次に当該半導体スイッチをオンに駆動するタイミングまで、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、第１の駆動電圧切替回路による半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む。
　半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングでは半導体スイッチが逆導通する。半導体スイッチをオフとしてから所定時間後からオンに駆動するタイミングまでの期間に、第１の駆動電圧切替回路が半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える。その後、第２の駆動電圧切替回路が半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える。逆導通時の２端子間の電位差が小さくなるため逆導通に伴う損失を低減できる。
　（９）この開示の第３の局面に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチのスイッチングにより、入力された電力を変換した電力を出力する電力変換装置であって、変換を実現するよう接続された複数の半導体スイッチ素子、インダクタンス素子、変圧器及び容量素子からなる電力変換回路と、電力変換回路の複数の半導体スイッチの少なくとも１つを駆動する、上記したいずれかの半導体スイッチの駆動装置とを含む。
　半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングでは半導体スイッチが逆導通する。この逆導通の期間に第１の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える。その後、第２の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える。逆導通時の２端子間の電位差が小さくなるため逆導通に伴う損失を低減できる。
　（１０）この開示の第４の局面に係る半導体スイッチの駆動方法は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチの駆動方法であって、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替えるステップと、第１の調整電圧への半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替えるステップとを含む。
　半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングでは半導体スイッチが逆導通する。この逆導通の期間に第１の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える。その後、第２の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える。逆導通時の２端子間の電位差が小さくなるため逆導通に伴う損失を低減できる。
　（１１）この開示の第５の局面に係る車両は、車体と、この車体に設けられ、第１の電圧で電力を蓄積し、出力する電池と、車体に設けられ、第１の電圧より低い第２の電圧で動作する低電圧動作部と、電池の出力を入力として受け、第２の電圧に変換して低電圧動作部に供給するように車体に設けられた、上記した第３の局面に係る電力変換装置とを含む。
　第３の局面に係る電力変換装置が電池の出力を第１の電圧から第２の電圧に降圧して定電圧動作部に供給する。電力変換装置で発生する電力損失が低減されるため、この車両では、電池に蓄積された電力を効率よく使用して低電圧動作部を動作させられる。
　［開示の効果］
　以上のようにこの開示によれば、絶縁型の電力変換回路を効率よく動作させることが可能な半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置、及び車両を提供できる。
［本開示の実施形態の詳細］
　この開示の実施形態に係る半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置、及び車両の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、この開示はこれらの例示に限定されるものではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
　＜第１の実施形態＞
　［構成］
　図１は、この開示の第１の実施形態に係る位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０の回路図である。図１を参照して、この位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０は、変圧器ＴＲと、この変圧器ＴＲを中心とする一次側部分６０及び二次側部分６２と、一次側部分６０を構成する４つのＧａＮデバイス（ＧａＮ－ＨＥＭＴ）を駆動制御する制御回路６４と、制御回路６４により制御され、上記４つのＧａＮ－ＨＥＭＴのゲート電圧を制御するための、各々負電圧、正電圧及びゼロ電圧の３電圧を切替えて出力可能なパルス変圧器からなる３電圧出力回路８０、８２、８４及び８６を含む。
　なお、ここでのゼロ電圧とは、基準となる電位を与える電圧のことをいう。負電圧とは、ゼロ電圧に対する電位差が負となる電圧のことをいう。正電圧とは、負電圧とは逆にゼロ電圧に対する電位差が正となる電圧のことをいう。電圧の単位としてはＶ（ボルト）を使用し、一般的にはゼロ電圧を０Ｖ等と表示する。
　ＧａＮ―ＨＥＭＴはしきい値電圧が低く、オフ電圧が負電圧となるのでこの開示に好適である。ただし、ＧａＮ－ＨＥＭＴはボディダイオードを持たずソースとドレインが対称であるため、逆導通によって損失が生ずるという問題があることは前述したとおりである。以下の実施形態では、ＧａＮ－ＨＥＭＴを駆動する信号の電圧の切替を工夫することによりこの問題を解決している。
　一次側部分６０は、高電圧の直流電圧（例えば４８～３００Ｖ）が印加される２つの入力端子７２及び７４と、入力端子７２及び７４の間に接続されたコンデンサＣ０と、コンデンサＣ０と並列に、入力端子７２と入力端子７４との間に直列に接続されたＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ１及びＺ３と、同様に入力端子７２と入力端子７４との間に、コンデンサＣ０及びＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ１及びＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ３と並列に接続されたＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ２及びＺ４とを含む。ＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ１及びＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ２のソースは入力端子７２に接続されている。ＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ３及びＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ４のドレインは入力端子７４に接続されている。ＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ１のドレインとＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ３のソースとは互いに接続されている。同様にＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ２のドレインとＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ４のソースとは互いに接続されている。なお、以下の説明では、記載を簡潔にするために、ＧａＮ－ＨＥＭＴ　Ｚ１を単にＺ１と書く。Ｚ２、Ｚ３及びＺ４についても同様である。
　Ｚ１及びＺ３の接点は変圧器ＴＲの一次側巻線の一方端子に接続され、変圧器ＴＲの一次側巻線の他方端子はＺ２及びＺ４の接点に接続されている。この変圧器ＴＲの一次側漏れインダクタンスＬ１が図１に示すように一次側巻線とＺ１及びＺ３の接点との間に直列に接続されていると考える。
　また、Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４のソース－ドレイン間にはそれぞれ寄生容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３及びＣ４が存在している。記載を簡潔にするために、寄生容量Ｃ１を単にＣ１と各。Ｃ２、Ｃ３及びＣ４、前述のコンデンサＣ０、並びに後述の電解コンデンサＣ５についても同様である。
　二次側部分６２は、出力端子７６及び７８に変圧器ＴＲの二次側巻線から降圧された直流電圧（例えば１２Ｖ）を取り出すように接続された４つのダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４と、出力端子７６及び７８の間に接続された電解コンデンサＣ５とを含む。変圧器ＴＲの二次側巻線の漏れインダクタンスＬ２はダイオードＤ１及びＤ３のカソードと出力端子７６との間に直列に接続されているものと考える。
　位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０はさらに、制御回路６４がＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧の切替えのタイミングを決定するために利用する、入力端子７２と７４との間の電圧センサ６６、出力端子７６と７８との電圧センサ７０、及び一次側巻線を流れる電流を測定する電流センサ６８を含む。
　＜従来の駆動方法＞
　図２は、図１に示す一次側部分６０及び二次側部分６２を有する従来の位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータにおけるＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧の変化を動作モードとともに示す図である。図２を参照して、従来の位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードにはモード１～８が存在する。
　モード１では駆動電圧波形１００及び１３０で示されるようにＺ１及びＺ４の駆動電圧がしきい値以上の正電圧となってＺ１及びＺ４がオンする。一方、駆動電圧波形１１０及び１２０で示されるようにＺ２及びＺ３の駆動電圧は負電圧であり、これらはオフしている。モード１の最後にＺ４の駆動電圧が駆動電圧波形１３２により示されるように負電圧に切替えられ、Ｚ４がオフする。
　モード２ではＺ１の駆動電圧は正電圧のままでありＺ１はオンしている。Ｚ４の駆動電圧は負電圧となり、Ｚ４がオフしている。Ｚ２及びＺ３はオフのままである。モード２の最後にＺ２の駆動電圧が駆動電圧波形１１０により示されるように正電圧に切替えられＺ２がオンする。
　モード３では駆動電圧波形１００及び１１２により示されるようにＺ１及びＺ２の駆動電圧が正電圧であり、これらはともにオンである。Ｚ３及びＺ４はオフのままである。モード３の最後にＺ１の駆動電圧が駆動電圧波形１０２により示されるように負電圧となり、Ｚ１はオフする。
　モード４ではＺ１、Ｚ３及びＺ４がオフ、Ｚ２のみがオンである。すなわち、駆動電圧波形１０２、１２０及び１３２により示されるように、Ｚ１、Ｚ３及びＺ４のゲート電圧は負電圧となっており、駆動電圧波形１１２により示されるようにＺ２のゲート電圧が正電圧となっている。モード４の最後に駆動電圧波形１２２により示されるようにＺ３の駆動電圧が正電圧に切替えられ、Ｚ３がオンする。
　モード５では、Ｚ１及びＺ４はオフ、Ｚ２及びＺ３がオンである。モード５の最後に駆動電圧波形１１４により示されるようにＺ２の駆動電圧が負電圧に切替えられＺ２がオフする。
　モード６ではＺ１、Ｚ２及びＺ４がオフしており、Ｚ３のみがオンしている。モード６の最後に駆動電圧波形１３４により示されるように、Ｚ４の駆動電圧が正電圧に切替えられ、Ｚ４がオンする。
　モード７ではＺ１及びＺ２がオフであり、Ｚ３及びＺ４がオンである。モード７の最後に駆動電圧波形１２４により示されるようにＺ３の駆動電圧が負電圧に切替えられ、Ｚ３がオフする。
　モード８ではＺ１、Ｚ２及びＺ３がオフであり、Ｚ４のみがオンである。モード８の最後に駆動電圧波形１０４により示されるようにＺ１の駆動電圧が正電圧に切替えられ、Ｚ１がオンする。この結果、モード８の次はＺ１及びＺ４がオン、Ｚ２及びＺ３がオフというモード１の状態に戻る。
　＜この実施形態の駆動方法＞
　図３にこの実施形態により図１に示す位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０を駆動する際のＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧を示す。
　《モード１》
　モード１におけるＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧は従来技術と同じである。すなわち、駆動電圧波形１００及び１３０により示されるように、Ｚ１及びＺ４のゲート電圧は正電圧であり、Ｚ１及びＺ４がオンしている。一方、駆動電圧波形１６０及び１７０により示されるように、Ｚ２及びＺ３の駆動電圧は負電圧であり、Ｚ２及びＺ３はオフしている。
　このときの電流の流れを図４に示す。図４を参照して、モード１では、電流は入力端子７２→Ｚ１→Ｌ１→ＴＲの一次側巻線→Ｚ４→入力端子７４という経路を流れる。変圧器ＴＲの一次側巻線には電流が流れている。このとき、Ｃ２が充電されている。モード１の終わりにＺ４がオフする。
　《モード２》
　図３に戻り、モード２の最初には、Ｚ１はオンのままであるが、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４はオフしている。このときの電流経路を図５に示す。
　図５を参照して、変圧器ＴＲの一次側巻線を流れる電流を維持するために、Ｃ２が放電し、Ｃ４が充電される。この結果、電流は入力端子７２、Ｚ１、Ｌ１、変圧器ＴＲの一次側巻線を経てＺ４のソースに至り、Ｃ４を充電し、入力端子７４に至る。Ｃ２の放電が完了すると動作モードはモード２´となる。
　《モード２´》
　図６を参照して、Ｃ２の放電後、モード２´においてＺ２が逆導通し、電流はＺ１→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２という経路を流れる。このとき、図３の駆動電圧波形１６２により示されるように、Ｚ２の駆動電圧が負電圧から一旦ゼロ電圧となった後、モード２の終わりで駆動電圧波形１１２により示されるように正電圧となる。この結果、Ｚ２が逆導通している間のＺ２のソース－ドレイン間の電位差はＺ２に負の駆動電圧を印加しているときと比較して小さくなり、逆導通による損失が低減される。
　《モード３》
　モード３では、Ｚ１及びＺ２はオン、Ｚ３及びＺ４はオフとなる。これは従来技術の場合と同様である。モード３における電流経路を図７に示す。図７を参照して、このときの電流はＺ１→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２→Ｚ１となる。モード３の終わりに駆動電圧波形１００により示されるようにＺ１の駆動電圧が負電圧に切替えられ、Ｚ１がオフする。
　《モード４》
　モード４の最初は、Ｚ１はオフ、Ｚ２はオン、Ｚ３及びＺ４はオフである。このときの電流経路を図８に示す。図８を参照して、一次側巻線に流れる電流を維持するため、Ｃ３から放電され、Ｃ１が充電されることによりＺ１のドレイン→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２→入力端子７２の経路で電流が流れる。Ｃ３を放電後、Ｚ３が逆導通しＺ３に電流が流れる。このとき、駆動電圧波形１７２により示すように、Ｚ３の駆動電圧を負電圧からゼロ電圧に変える。これにより動作モードはモード４´となる。
　《モード４´》
　モード４´ではＺ３の駆動電圧がゼロ電圧となる。ソース－ドレイン間電圧の絶対値が小さくなるため、Ｚ３の逆導通による損失を低減できる。図９にモード４´における電流経路を示す。Ｚ３に電流が流れているため、電流は入力端子７４→Ｚ３→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２→入力端子７２の方向に流れる。モード４´の終わりに、図３において駆動電圧波形１２２により示すようにＺ３の駆動電圧が正電圧となる。
　《モード５》
　続くモード５では、Ｚ１及びＺ４がオフ、Ｚ２及びＺ３がオンとなる。これは従来技術におけるモード５と同様である。図１０にモード５における電流経路を示す。図１０を参照して、モード５では、電流は入力端子７４→Ｚ３→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２→入力端子７２の経路に流れる。この場合、変圧器ＴＲの一次側巻線には、電流の方向とは逆の電圧がかかっている。そのため、図１０に示す電流は速やかに小さくなり、図１１に示すように同じ経路で電流の向きが逆転する。これをモード５´とする。モード５（モード５´）の終わりには、図３の駆動電圧波形１１４により示すようにＺ２の駆動電圧が負電圧となり、Ｚ２がオフする。
　《モード６》
　図１２を参照して、モード６では、図３の駆動電圧波形１５０、１１４、１２２及び１８０からわかるように、Ｚ１、Ｚ２及びＺ４がオフ、Ｚ３がオンしている。変圧器ＴＲの一次側巻線を流れる電流を維持するため、電流は入力端子７２→Ｃ２→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３→入力端子７４の経路を通り、Ｃ２を充電し、Ｃ４を放電させる。Ｃ４の放電が完了した時点でＺ４が逆導通する。このとき、図３の駆動電圧波形１８２により示されるように、Ｚ４のゲート電圧をゼロ電圧に切替える。これにより動作モードは動作モード６´となる。
　《モード６´》
　図１３を参照して、モード６´では、Ｚ１及びＺ２がオフし、Ｚ３がオンし、Ｚ４が逆導通している。電流はＺ４→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３の経路を流れる。このモード６´ではＺ４のゲート電圧はゼロ電圧となっている。そのため、Ｚ４の逆導通による損失を低減できる。モード６´（モード６）の最後に、図３の駆動電圧波形１３４により示されるようにＺ４のゲート電圧が正電圧となり、Ｚ４がオンし、動作モードはモード７となる。
　《モード７》
　図３を参照して、モード７では駆動電圧波形１５０、１１４、１２２及び１３４により示されるように、Ｚ１及びＺ２のゲート電圧は負電圧、Ｚ３及びＺ４のゲート電圧は正電圧である。したがってＺ１及びＺ２はオフ、Ｚ３及びＺ４はオンである。
　このときの電流経路を図１４に示す。図１４を参照して、モード７では、電流はＺ４→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３の経路を流れる。モード７の終わりにＺ３がオフしモード８となる。
　《モード８》
　モード８の最初では、図３の駆動電圧波形１５０、１１４、１２４及び１３４により示されるように、Ｚ１、Ｚ２及びＺ３のゲート電圧は負電圧、Ｚ４のゲート電圧は正電圧である。したがってＺ１、Ｚ２及びＺ３はオフし、Ｚ４のみがオンしている。図１５に示すように、電流は入力端子７４、Ｚ４、変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１という経路を流れ、Ｃ３を充電し、Ｃ１を放電する。Ｃ１が放電した後、Ｚ１が逆導通し、モード８´となる。
　《モード８´》
　モード８´では、図３の駆動電圧波形１５２により示されるように、Ｚ１のゲート電圧を調整しゼロ電圧とする。これによりＺ１の逆導通による損失を低減できる。モード８´（モード８）の終わりには図３の駆動電圧波形１０４により示されるようにＺ１のゲート電圧が正電圧となりＺ１が導通する。このときの電流経路を図１６に示す。
　図１６を参照して、電流は入力端子７４→Ｚ４→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ１→入力端子７２という経路を経て流れる。このとき、変圧器ＴＲの一次側巻線には、電流の向きと逆向きに電圧がかかっている。そのためこの電流は急速に小さくなる。やがて電流の向きは図４に示すようになり、動作モードはモード１に復帰する
　以下、上記したモード１～モード８の動作を繰返す。
　図１７に、上記した位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０の動作を制御するために制御回路６４が実行するプログラムの制御構造をフローチャート形式で示す。このプログラムは、図１に示す電圧センサ６６、電流センサ６８及び電圧センサ７０の出力を受け、入力端子７２及び７４間に直流電圧を受けて、出力端子７６及び７８間に安定した直流電圧を出力するよう、Ｚ１～Ｚ４のオン・オフの位相シフト量を調整する。
　図１７を参照して、このプログラムは、電圧センサ７０の出力により直流出力電圧を測定するステップ２００と、電圧センサ６６の出力により直流入力電圧を測定するステップ２０２と、電流センサ６８の出力により一次側巻線を流れる電流を測定するステップ２０４とを含む。
　このプログラムはさらに、ステップ２００、２０２、及び２０４における測定結果に基づいて、指定された直流電圧を出力するよう位相シフト量を算出し、その位相シフト量に基づいてＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４のモード１～モード８におけるオン、オフのタイミングを決定するステップ２０６と、ステップ２０６により決定されたオン、オフのタイミングをもとに、モード２´、４´、６´及び８´における駆動電圧波形１５２、１６２、１７２、及び１８２に示されるようにＺ１～Ｚ４のゲート電圧をゼロ電圧に切替えるタイミングを決定するステップ２０８と、ステップ２０６及び２０８で決定されたタイミングを制御回路６４内の図示しない記憶装置に記憶するステップ２１０と、ステップ２０６及び２０８で決定されたタイミングに基づいて図１に示す３電圧出力回路８０、８２、８４及び８６を制御してステップ２００に制御を戻すステップ２１２とを含む。
　［動作］
　上記した構成を持つ位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０は以下のように動作する。図１７を参照して、位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０の制御回路６４は、位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０の動作中、図１７に制御構造を示すプログラムを繰返し実行する。
　すなわち、ステップ２００で、電圧センサ７０の出力により直流出力電圧を測定し、ステップ２０２で電圧センサ６６の出力により直流入力電圧を測定し、ステップ２０４で電流センサ６８の出力により一次側巻線を流れる電流を測定する。制御回路６４はさらに、ステップ２００、２０２、及び２０４における測定結果に基づいて、ステップ２０６において、指定された直流電圧を出力するよう位相シフト量を算出し、その位相シフト量に基づいてＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４のモード１～モード８におけるオン、オフのタイミングを決定する。ステップ２０６により決定されたオン、オフのタイミングをもとに、ステップ２０８において、モード２´、４´、６´及び８´における駆動電圧波形１５２、１６２、１７２、及び１８２に示されるようにＺ１～Ｚ４のゲート電圧をゼロ電圧に切替えるタイミングを決定する。続くステップ２１０において、ステップ２０６及び２０８で決定されたタイミングを記憶装置に記憶する。そしてステップ２１２において、ステップ２０６及び２０８で決定されたタイミングに基づいて図１に示す３電圧出力回路８０、８２、８４及び８６を制御してＺ１～Ｚ４の電源電圧を所定のタイミングで制御する。Ｚ１～Ｚ４の制御が完了したらステップ２００に制御を戻し、次のサイクルの処理を行う。
　この結果、既に図３を参照して説明したとおり、モード２の後半（モード２´）にＺ２がオフからオンになるタイミングで、オンになる直前にＺ２のゲート電圧が駆動電圧波形１６２により示されるように一旦ゼロ電圧に切替えられ、所定時間経過後に正電圧に切替えられる。その結果、この期間でのＺ２の逆導通による損失が低減される。同様に、モード４の後半（モード４´）にＺ３がオフからオンになる直前のタイミングで、駆動電圧波形１７２により示されるようにＺ３のゲート電圧が一旦ゼロ電圧に切替えられ、その後に正電圧に切替えられる。その結果、この期間でのＺ３の逆導通による損失が低減される。Ｚ４の場合も、モード６の後半（モード６´）のオフからオンになる直前のタイミングで駆動電圧波形１８２により示されるようにゲート電圧が一旦ゼロ電圧に切替えられ、その後正電圧に切替えられる。その結果、この期間におけるＺ４の逆導通による損失が低減される。さらに、Ｚ１についても、モード８の後半（モード８´）の、オフからオンになる直前のタイミングで駆動電圧波形１５２により示されるように、ゲート電圧が一旦ゼロ電圧に切替えられ、所定時間経過後に正電圧に切替えられる。その結果、この期間におけるＺ１の逆導通による損失が軽減される。
　以上のようにこの実施形態によれば、絶縁型の位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電流の経路を考慮し、ＧａＮデバイスのゲート電圧が負電圧から正電圧に変化するタイミングの直前にＧａＮデバイスが逆導通する際に、一旦ゲート電圧を負電圧からゼロ電圧に切替える。このようにゲート電圧を調整することで逆導通による損失を低減し、その後にゲート電圧を正電圧に切替える。したがって、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、逆導通による損失を低減させることができる。
　＜第２の実施形態＞
　ＧａＮデバイスのゲート電圧をゼロ電圧に切替えるタイミングは、位相シフトのタイミングから逆算すればよく、通常の位相シフト制御を行う場合にＧａＮデバイスのゲート電圧が負電圧から正電圧に切替える直前の動作モード内であればどのようなタイミングでもよい。ただし、一定以上の効果を得るためには、その動作モードで少なくともある一定の期間だけはゼロ電圧がＧａＮデバイスのゲートに継続して印加されるようにすることが望ましい。例えば少なくともその動作モードの後半２／３より前にはゲート電圧をゼロ電圧とすることが望ましい。さらに好ましくは、ゲート電圧は動作モードの１／２より前、さらに好ましくは最初から１／３より前にゼロ電圧に切替え、動作モードの終了まで維持することが望ましい。
　すなわち、ここでいう「直前」とは、ＧａＮデバイスのゲート電圧を負電圧にしてＧａＮデバイスをオフしてから所定時間経過した後、次にＧａＮデバイスのゲート電圧を正電圧にしてＧａＮデバイスをオンするタイミングまでの期間をいう。この間、ＧａＮデバイスのゲート電圧を負電圧と正電圧との間の調整電圧（ゼロ電圧）に維持する。その後、ＧａＮデバイスをオンに駆動するタイミングでＧａＮデバイスの駆動電圧をオン電圧に切替える。以下に説明する第２の実施形態は、第１の実施形態と比較して駆動電圧を調整電圧に維持する期間が長いことを特徴とする。
　図１８にこの第２の実施形態により図１に示す位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０を駆動する際のＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧を示す。
　《モード１》
　図１８を参照して、モード１の開始時には、駆動電圧波形１００により示されるように、Ｚ１がオフからオンに切替わる。このとき、Ｚ１と対になる（Ｚ１と直列に接続された）デバイスであるＺ３には駆動電圧波形１７０により示されるように負電圧が印加されている。そのため、Ｚ３のドレイン－ソース間電圧の変化に伴うＺ３のセルフターンオンが防止できる。以下に説明するように、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４がオフからオンに切替わるときにも、それぞれと対になるデバイスであるＺ４、Ｚ１及びＺ２には負電圧が印加されており、それらのセルフターンオンが防止できる。
　この後、モード１においては、駆動電圧波形１００及び１３０により示されるように、Ｚ１及びＺ４のゲート電圧は正電圧であり、Ｚ１及びＺ４がオンしている。一方、駆動電圧波形１６０及び１６２により示されるように、Ｚ２の駆動電圧は直前のモード（後述するモード８）の最初に負電圧からゼロ電圧に変化しており、モード１の間、ゼロ電圧に維持される。また駆動電圧波形１７０及び１７２により示されるように、Ｚ３の駆動電圧はモード１の最初には負電圧であり、モード１に入った後にゼロ電圧に変化する。したがってＺ３はオフしている。この実施形態では、駆動電圧波形１７０により示されるように、第１の実施形態と比較して、Ｚ３がオフしてから比較的短時間でＺ３の駆動電圧がゼロ電圧となる。モード１の終わりにはＺ４の駆動電圧が負電圧に切替えられ、Ｚ４がオフしモード２となる。
　《モード２》
　モード２の最初には、Ｚ１はオンのままであるが、Ｚ４はオフしている。Ｚ２及びＺ３の駆動電圧はゼロ電圧に維持されている。このときの電流経路は図５に示すものと同様である。モード２ではＣ２が放電し、Ｃ４が充電される。Ｃ２の放電が完了すると動作モードはモード２´となる。
　《モード２´》
　Ｃ２の放電後、モード２´においてＺ２が逆導通し、電流はＺ１→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２という経路を流れる。このとき、図１８の駆動電圧波形１６２により示されるように、Ｚ２の駆動電圧はゼロ電圧であって、モード２の終わりで駆動電圧波形１１２により示されるように正電圧となる。この結果、第１の実施形態と同様、Ｚ２が逆導通している間のＺ２のソース－ドレイン間の電位差はＺ２に負電圧を印加しているときと比較して小さくなり、逆導通による損失が低減される。
　《モード３》
　モード３では、Ｚ１及びＺ２はオン、Ｚ４はオフとなる。Ｚ３の駆動電圧はゼロ電位に維持される。モード３における電流経路は第１の実施形態と同様で図７に示すものとなる。モード３の終わりに駆動電圧波形１５０により示されるようにＺ１の駆動電圧が負電圧に切替えられ、Ｚ１がオフする。また駆動電圧波形１８２により示されるようにＺ４の駆動電圧が負電圧からゼロ電圧に切替えられる。
　《モード４》
　モード４の最初は、Ｚ１はオフ、Ｚ２はオンである。Ｚ３及びＺ４の駆動電圧はゼロ電圧である。このときの電流経路は第１の実施形態と同様で図８に示すものとなる。図８を参照して、一次側巻線に流れる電流を維持するため、Ｃ３から放電され、Ｃ１が充電されることによりＺ１のドレイン→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２→入力端子７２の経路で電流が流れる。Ｃ３を放電後、Ｚ３が逆導通しＺ３に電流が流れる。図１８において駆動電圧波形１７２により示すように、Ｚ３の駆動電圧は既にゼロ電圧となっている。これにより動作モードはモード４´となる。
　《モード４´》
　モード４´では逆導通によりＺ３に電流が流れる。しかしＺ３の駆動電圧がゼロ電圧であり、ソース－ドレイン間電圧の絶対値が小さくなるため、Ｚ３の逆導通による損失を低減できる。このモード４´における電流経路は第１の実施形態と同様、図９に示すものとなる。モード４´の終わりに、図１８において駆動電圧波形１２２により示すようにＺ３の駆動電圧を正電圧に切替える。
　《モード５》
　続くモード５の最初には、Ｚ１がオフ、Ｚ２及びＺ３がオンとなる。Ｚ４の駆動電圧はゼロ電圧である。このときの電流経路は第１の実施形態と同様、図１０に示すものとなる。駆動電圧波形１５０及び１５２により示されるように、Ｚ１の駆動電圧はモード５に入って短時間のうちにゼロ電圧に切替えられる。モード５では、図１０に示す電流は速やかに小さくなり、図１１に示すように同じ経路で電流の向きが逆転する。これをモード５´とする。モード５（モード５´）の終わりには、図１８の駆動電圧波形１１４により示すようにＺ２の駆動電圧が負電圧となり、Ｚ２がオフする。この結果、動作モードはノード６となる。
　《モード６》
　モード６では、図１８の駆動電圧波形１１４及び１２２からわかるように、Ｚ２がオフ、Ｚ３がオンしている。駆動電圧波形１５２及び１８２により示すように、Ｚ１及びＺ４の駆動電圧はゼロ電圧となっている。図１２に示すように変圧器ＴＲの一次側巻線を流れる電流を維持するため、第１の実施形態と同様、電流は入力端子７２→Ｃ２→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３→入力端子７４の経路を通り、Ｃ２を充電し、Ｃ４を放電させる。Ｃ４の放電が完了した時点でＺ４が逆導通する。このとき、図３の駆動電圧波形１８２により示されるように、Ｚ４のゲート電圧は既にゼロ電圧になっている。これにより動作モードは動作モード６´となる。
　《モード６´》
　モード６´では、Ｚ２がオフし、Ｚ３がオンし、Ｚ４が逆導通している。図１３に示すように電流はＺ４→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３の経路を流れる。このモード６´ではＺ４のゲート電圧はゼロ電圧となっている。そのため、Ｚ４の逆導通による損失を低減できる。モード６´（モード６）の最後に、図１８の駆動電圧波形１３４により示されるようにＺ４のゲート電圧が正電圧となり、Ｚ４がオンし、動作モードはモード７となる。
　《モード７》
　モード７では駆動電圧波形１１４、１２２及び１３４により示されるように、Ｚ２のゲート電圧は負電圧、Ｚ３及びＺ４のゲート電圧は正電圧である。また駆動電圧波形１５２により示されるようにＺ１の駆動電圧はゼロ電圧である。したがってＺ２はオフ、Ｚ３及びＺ４はオンである。
　このときの電流経路は、第１の実施形態と同様、図１４に示すものとなる。図１４を参照して、モード７では、電流はＺ４→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３の経路を流れる。モード７の終わりにＺ３がオフしモード８となる。同時に、駆動電圧波形１６４により示されるようにＺ２の駆動電圧がゼロ電圧となる。
　《モード８》
　モード８の最初では、図１８の駆動電圧波形１２４及び１３４により示されるように、Ｚ３のゲート電圧は負電圧、Ｚ４のゲート電圧は正電圧である。したがってＺ３はオフし、Ｚ４のみがオンしている。Ｚ１及びＺ２の駆動電圧はゼロ電圧である。この場合も第１の実施形態と同様、図１５に示すように、電流は入力端子７４、Ｚ４、変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１という経路を流れ、Ｃ３を充電し、Ｃ１を放電する。Ｃ１が放電した後、Ｚ１が逆導通し、モード８´となる。
　《モード８´》
　モード８´では、図１８の駆動電圧波形１５２により示されるように、Ｚ１のゲート電圧は既にゼロ電圧となっている。これによりＺ１の逆導通による損失を低減できる。モード８´（モード８）の終わりには図１８の駆動電圧波形１０４により示されるようにＺ１のゲート電圧が正電圧となりＺ１が導通する。以後、モード１に戻って以上の動作が繰返される。
　こうして、この実施形態では、Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧が負電圧となった後、比較的短い所定時間の経過後からそれらを導通させるタイミングまでの間、それらの駆動電圧を調整電圧であるゼロ電圧に維持する。この場合でも、Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の逆導通時の損失を軽減できる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータを効率よく動作させることができる。
　なお、第１及び第２の実施の形態のいずれにおいても、調整電圧としてはゼロ電圧が望ましい。しかしこの開示では、逆導通による電力損失を実質的に低減できるようなゼロ電圧近傍の電圧であれば、調整電圧は完全なゼロ電圧でなくともよい。例えば、調整電圧としては０±０．３Ｖ程度の範囲の任意の電圧を採用してもよい。
　また、上記実施の形態では、ＧａＮデバイスのゲート電圧を負電圧に切替えて所定時間維持した後、正電圧に切替えるタイミングの直前までゲート電圧を調整電圧に維持し、調整電圧をさらに一定期間維持した後に正電圧に切替えている。しかしこの開示はそのような実施の形態には限定されない。例えばデバイスが逆導通するタイミングでゲート電圧を負電圧からその負電圧より高くゼロ電圧より低い調整電圧に切替える。所定時間経過した後、さらにゲート電圧をゼロ電圧に切替え、その後に正電圧に切替えるようにしてもよい。すなわち、ゲート電圧を負電圧からゼロ電圧に向けて複数段階の階段状に変化させ、その後に正電圧に切替えるようにしてもよい。この場合にも逆導通に伴う損失を軽減できる。
　なお、この開示は上記実施の形態のように位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータにのみ適用可能なわけではない。絶縁型で同様にフルブリッジを採用したコンバータ、例えばＬＬＣ共振回路等についても適用可能である。
　また、上記実施の形態では、ＧａＮデバイスをスイッチングに利用している。ＧａＮデバイスはオンとなるしきい値が低いため、上記したようにオフさせる期間ではゲート電圧を負電圧にする必要がある。そのため、ＧａＮデバイスが逆導通する際の損失が大きくなる傾向にある。しかしこの開示はＧａＮデバイスのみに対して適用可能なわけではない。ＧａＮデバイスと同様にしきい値電圧が低く、ソースとドレインとが対称なデバイスであって、逆導通する可能性があるものであれば、将来開発される可能性があるデバイスに対しても適用可能である。
　さらに、この開示は、このような特徴的な制御回路６４を備える電力変換装置として実現することができるだけでなく、かかる特徴的な処理をステップとする電力変換方法又は半導体スイッチ駆動方法として実現したり、かかるステップをコンピュータに実行させるためのプログラムとして実現したりすることができる。また、電力変換装置の一部又は全部を実現する半導体集積回路として実現したり、電力変換装置を含む電力変換システムとして実現したりすることができる。
　［車両］
　上記実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータからなる電力変換装置を搭載した車両の概略構成を図１９に示す。図１９を参照して、この車両２６０は、車輪等の、車両としての基本的構成を備えた車体２７０と、車体２７０に設けられた高圧電源（例えば４８～３００Ｖ）となる高圧電池２８０と、高圧電池２８０から供給される電力により動作し、車体２７０の駆動力を提供したり、車両２６０の制動時に車両２６０が失う運動エネルギーを電力に変換して高圧電池２８０に供給したりするための発電機／駆動モータ２８２と、高圧電池２８０から供給される高圧の直流電圧により作動する高圧作動ユニット２８４と、低圧（例えば１２Ｖ）の電池２８８と、電池２８８から供給される低圧の電力により動作する補機２９０と、高圧電池２８０から供給される高圧の直流電力を例えば１２Ｖに降圧し、電池２８８および補機２９０等に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ２８６とを含む。補機２９０は、電池２８８だけからではなく、ＤＣ／ＤＣコンバータ２８６からも電力供給を受ける。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ２８６として、上記実施の形態の説明において記載した位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０を用いる。そのため、この車両では電力変換の際の電力の損失が小さく、高圧電池２８０に蓄積される電力を有効に利用して補機を動作させられる。位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０に代えて、上記第２の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを用いてもよい。
　今回開示された実施の形態は全ての点で例示であって制限的なものではないと考えるべきである。この開示の範囲は、開示の詳細な説明の記載により示されるわけではなく、請求の範囲の各請求項によって示され、請求の範囲の文言と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
Ｃ０、Ｃ５　コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４　寄生容量
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４　ダイオード
Ｌ１、Ｌ２　漏れインダクタンス
ＴＲ　変圧器
Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４　ＧａＮ－ＨＥＭＴ
５０　位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ
６０　一次側部分
６２　二次側部分
６４　制御回路
６６、７０　電圧センサ
６８　電流センサ
７２、７４　入力端子
７６、７８　出力端子
８０、８２、８４、８６　３電圧出力回路
１００、１０２、１０４、１１０、１１２、１１４、１２０、１２２、１２４、１３０、１３２、１３４、１５０、１５２、１６０、１６２、１６４、１７０、１７２、１８０、１８２　駆動電圧波形
２００、２０２、２０４、２０６、２０８、２１０、２１２　ステップ
２６０　車両
２７０　車体
２８０　高圧電池
２８２　発電機／駆動モータ
２８４　高圧作動ユニット
２８６　ＤＣ／ＤＣコンバータ
２８８　電池
２９０　補機

Claims (11)

  1. オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、
    　前記半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、前記半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、
    　前記第１の駆動電圧切替回路による前記半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、前記半導体スイッチをオフからオンに駆動する前記タイミングで前記半導体スイッチの駆動電圧を前記オン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む、半導体スイッチの駆動装置。
  2. 前記オフ電圧は負の電圧、及び前記オン電圧は正の電圧であり、前記第１の調整電圧は前記オフ電圧より高く、前記しきい値電圧以下である、請求項１に記載の半導体スイッチの駆動装置。
  3. 前記第１の調整電圧はゼロ電圧である、請求項１又は請求項２に記載の半導体スイッチの駆動装置。
  4. 前記半導体スイッチは、位相シフトフルブリッジ回路を構成する半導体スイッチである、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の半導体スイッチの駆動装置。
  5. 前記位相シフトフルブリッジ回路は４個の前記半導体スイッチを含み、
    　前記半導体スイッチの駆動装置は、前記４個の前記半導体スイッチの各々を駆動する、請求項４に記載の半導体スイッチの駆動装置。
  6. 前記所定時刻後で前記タイミングの前に、前記半導体スイッチの駆動電圧を前記第１の調整電圧より高く、前記オン電圧より低い第２の調整電圧に切替える第３の駆動電圧切替回路をさらに含む、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の半導体スイッチの駆動装置。
  7. 前記半導体スイッチは窒化ガリウムスイッチである、請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の半導体スイッチの駆動装置。
  8. オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、
    　前記半導体スイッチをオフにしてから所定時間経過した後、次に当該半導体スイッチをオンに駆動するタイミングまで、前記半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、
    　前記第１の駆動電圧切替回路による前記半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、前記半導体スイッチをオンに駆動する前記タイミングで前記半導体スイッチの駆動電圧を前記オン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む、半導体スイッチの駆動装置。
  9. 複数の半導体スイッチのスイッチングにより、入力された電力を変換した電力を出力する電力変換装置であって、
    　前記変換を実現するよう接続された複数の半導体スイッチ素子、インダクタンス素子、変圧器及び容量素子からなる電力変換回路と、
    　前記電力変換回路の前記複数の半導体スイッチの少なくとも１つを駆動する、請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の半導体スイッチの駆動装置とを含む、電力変換装置。
  10. オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチの駆動方法であって、
    　前記半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、前記半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替えるステップと、
    　前記第１の調整電圧への前記半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、前記半導体スイッチをオフからオンに駆動する前記タイミングで前記半導体スイッチの駆動電圧を前記オン電圧に切替えるステップとを含む、半導体スイッチの駆動方法。
  11. 車体と、
    　前記車体に設けられ、第１の電圧で電力を蓄積し、出力する電池と、
    　前記車体に設けられ、前記第１の電圧より低い第２の電圧で動作する低電圧動作部と、
    　前記車体に、前記電池の出力を入力として受け、前記第２の電圧に変換して前記低電圧動作部に供給するように設けられた、請求項９に記載の電力変換装置とを含む、車両。
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