CN110710092B - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明实现一种能抑制电流逆流而且能提高电流响应性及电力转换效率的电力转换装置。本发明中，将能吸收开关浪涌的缓冲用电容器(25)连接于具有开关元件(250、260、270、280)的低压侧开关电路。在从对控制装置(310)请求开始开关起到经过规定时间之前，判断缓冲用电容器(25)尚未满充电或者尚未接近满充电，以低压侧开关电路与具有开关元件(210、220、230、240)的高压侧开关电路不同步的方式进行控制。在经过规定时间后，以低压侧开关电路与高压侧开关电路同步的方式进行控制，而且以电流不会从低压侧开关电路逆流至高压侧开关电路的方式控制低压侧开关电路及高压侧开关电路的占空比。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及具有开关元件的电力转换装置。
背景技术
例如，已知有DC-DC换流器这样的电力转换装置。
专利文献1中揭示了一种能够防止作为负载连接的电源的电压降低以及开关元件的损坏的开关电源装置。
专利文献1记载的开关电源装置具备：第1开关元件；电力转换电路，其根据该第1开关元件的导通断开来转换输入电源的电力；第1控制电路，其控制第1开关元件的导通断开；整流电路，其利用第2开关元件对经电力转换电路转换过的电力进行整流；第2控制电路，其控制第2开关元件；以及第3控制电路，其在使第1控制电路的控制电路驱动之后使第2控制电路的驱动开始，在使第2驱动电路的驱动停止之后使第1控制电路的驱动停止。
通过上述专利文献1记载的开关装置，仅第2控制电路进行驱动的情况不复存在，通过第2开关元件进行导通断开，防止作为负载的电源中已充入的电荷的流出，从而防止作为负载的电源的电压降低和开关元件的损坏。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2004-215356号公报
发明内容
发明要解决的问题
另外，作为车载用的电力转换装置的DC-DC换流器进行高电压侧到低电压侧的电力转换，而在该情况下，须防止电力(电流)从低电压侧逆流至高电压侧。
在车载用DC-DC换流器的情况下，通常而言，低电压电池的容量比高电压电池小。因此，发生意外的电流逆流会从作为低电压侧的能量源的低电压电池带出电力。这会导致低电压电池的电力过度消耗，造成低电压电池的电力的枯竭或者电池的劣化、损坏，因此须防止电流逆流。
为了防止上述电流逆流，有停止DC-DC换流器的低电压侧的开关元件的开关、一边利用寄生二极管来限制流通方向一边执行电力转换的方法。此处将这种方法定义为不同步开关动作。
在进行上述不同步开关动作的情况下，能够防止电流逆流，但DC-DC换流器的电流响应性明显变差。此外，会发生寄生二极管造成的电压降，导致电力转换效率降低。
作为与不同步开关动作成对的动作，有同步开关动作。该同步开关动作是指进行DC-DC换流器中的低电压侧的开关元件的开关动作，是以其开关时刻与高电压侧的开关元件同步的方式进行控制的动作。
因此，考虑进行同步开关动作代替不同步开关动作。
然而，在进行同步开关动作的情况下，虽然DC-DC换流器的电流响应性及电力转换效率提高，但存在发生电流逆流的风险。
因此，为了以防电流逆流为优先，须进行不同步开关动作，但存在发生电压降以及电力转换效率降低的问题。
本发明是鉴于上述问题而成，其目的在于实现一种能抑制电流逆流而且能提高电流响应性及电力转换效率的电力转换装置。
解决问题的技术手段
为了达成上述目的，本发明以如下方式构成。
一种电力转换装置，其具备：变压器，其具有1次侧绕组及2次侧绕组；高电压侧开关电路，其连接在上述变压器的上述1次侧绕组与高电压侧电源之间；低电压侧开关电路，其连接在上述变压器的上述2次侧绕组与低电压侧电源之间；浪涌电压抑制用电容器，其电性地并联于上述低电压开关电路；以及控制装置，其控制上述高电压侧开关电路及低电压侧开关电路的开关状态。
上述控制装置检测上述浪涌电压抑制用电容器的充电状态，在判断上述浪涌电压抑制用电容器已满充电或者已接近满充电之前，以上述高电压侧开关电路与上述低电压侧开关电路的开关状态不同步的方式进行控制，当判断上述浪涌电压控制用电容器已满充电或者已接近满充电时，以上述高电压侧开关电路与上述低电压侧开关电路的开关状态同步的方式进行控制。
发明的效果
根据本发明，可以实现一种能抑制电流逆流而且能提高电流响应性及电力转换效率的电力转换装置。
附图说明
图1为本发明的实施例1的作为电力转换装置的DC-DC换流器的电路图。
图2为说明本发明的实施例1的DC-DC换流器的控制装置的图。
图3为说明本发明的实施例1的开关控制方式切换部中执行的每一个处理周期的处理的流程图。
图4为表示说明本发明的实施例1的占空比生成部中实施的每一个处理周期的处理的流程的图。
图5为说明本发明的第1实施方式的DC-DC换流器的同步控制模式的动作的图。
图6为说明本发明的第1实施方式的DC-DC换流器的不同步控制模式的动作的图。
图7为说明本发明的实施例2中开关控制方式切换部中执行的每一个处理周期的处理的流程图。
图8为本发明的实施例3的作为电力转换装置的DC-DC换流器的电路图。
具体实施方式
下面，参考附图，对本发明的实施方式进行说明。
实施例
在本发明的实施例的说明之前，对本发明的原理进行说明。
结合上述的不同步开关动作(停止DC-DC换流器的低电压侧的开关元件的开关、一边利用寄生二极管来限制流通方向一边执行电力转换的动作)的特征与同步开关动作(进行DC-DC换流器中的低电压侧的开关元件的开关动作、以其开关时刻与高电压侧的开关元件同步的方式进行控制的动作)的特征，考虑在电流逆流风险较大的动作区域(例如输出电流较小的动作区域)内选择不同步开关动作、在电流逆流风险较小的动作区域(例如输出电流较大的动作区域)内选择同步开关动作的方法。
作为车载用DC-DC换流器应设想的动作条件，有从无负载·动作停止状态起的负载电流急剧变化(例如以100A/ms发生变化)的条件，需要针对该条件的高响应性。
在针对上述动作条件选择使用不同步开关动作和同步开关动作的情况下，由于无负载状态下存在电流逆流的风险，因此选择不同步开关动作。
然而，在该情况下，由于不同步开关动作的电流响应性明显较差，因此无法确保对负载电流的急剧变化的高响应性。
为了确保对负载电流的急剧变化的高响应性，须选择无负载下的启动之后紧接着执行同步开关动作这样的控制。
在选择的是无负载启动之后紧接着的同步开关动作的控制的情况下，由于存在发生电流逆流的风险，因此须设定避免发生电流逆流的占空比。此处的占空比是指开关元件的通电期间的长度。
此处，为了防止开关浪涌造成的开关元件损坏，DC-DC换流器通常会设置钳位电路(钳位电容器，也就是浪涌电压抑制用电容器)。通过使该钳位电容器吸收开关浪涌，可以将施加至开关元件的浪涌电压抑制在元件的耐压以下。
如上所述，在为了确保高响应性而在无负载启动之后起紧接着选择同步开关动作且选择的是不会发生电流逆流的占空比的情况下，刚启动之后是在钳位电容器中尚未充入足够的电荷的状态下施加高电压，结果，产生超过开关元件的耐压的浪涌电压。
虽然考虑以刚启动之后的浪涌电压不超过开关元件的耐压的方式选择占空比，但该占空比与为避免发生电流逆流而应选择的占空比不一致，有可能发生电流逆流。
因此，在本发明中，在检测到钳位电容器已满充电或者已接近满充电之前，以DC-DC换流器的高电压侧开关电路与低电压侧开关电路的开关状态不同步的方式进行控制，在检测到钳位电容器已满充电或者已接近满充电后，以高电压侧开关电路与低电压侧开关电路的开关状态同步的方式进行控制。
通过在检测到钳位电容器已满充电或者已接近满充电之前恰当地选择高电压侧开关电路的开关占空比，一方面能够避免过剩的电压施加至开关元件，另一方面能完成钳位电容器的充电。
此外，在该情况下，上述开关占空比相当于为避免超过开关元件的耐压而应选择的开关占空比，但与避免发生电流逆流用的占空比不一致，是有可能发生电流逆流的状态，但由于选择的是不同步开关动作，因此电流逆流得以防止。
在检测到钳位电容器已满充电或者已接近满充电后，高电压侧开关电路的开关占空比相当于为避免发生电流逆流而应选择的开关占空比。由于钳位电容器的充电已大体上完成，因此不存在过剩的电压施加至开关元件的情况。
根据上述本发明的原理，可以在防止电流逆流的情况下完成钳位电容器的充电而不会超过开关元件耐压，可以迅速转移至能实现高响应高效率动作的同步开关动作(可以扩大动作区域)。
接着，对基于本发明的原理的实施例进行说明。
(实施例1)图1为本发明的实施例1的作为电力转换装置的DC-DC换流器400的电路图。该DC-DC换流器400例如为车辆中搭载的电力转换装置。
在图1的DC-DC换流器400中，配置在图1中的变压器50左侧、将直流转换为交流的1次侧电路(将于后文叙述)连接于高压侧电池(高电压侧电源)10，配置在变压器50右侧、将交流转换为直流的2次侧电路(将于后文叙述)并联于低压侧电池(低电压侧电源)100和辅机系负载110(以下记作负载110)。1次侧电路与2次侧电路经由变压器50磁性耦合在一起。
DC-DC换流器400的1次侧电路具有滤波电容器20、电压传感器192、MOSFET210、220、230、240以及共振用电感器30。
DC-DC换流器400的2次侧电路具有平滑用电容器90、平滑用电感器80、缓冲用电容器(钳位电容器＝浪涌电压抑制用电容器)25、电压传感器190、电流传感器200以及MOSFET250、260、270、280，变压器50连接于1次侧电路和2次侧电路。缓冲用电容器25并联于具有开关元件250、260、270、280的低压侧开关电路。
高压侧电池10的高电位侧连接于滤波电容器20的一端、电压传感器192的一端以及MOSFET210、230的漏极。此外，高压侧电池的低电位侧连接于滤波电容器20的另一端、电压传感器192的另一端以及MOSFET220、240的源极。此外，高压侧电池10例如使用镍氢蓄电池、锂离子电池等。
电压传感器192由使用分压电阻和运算放大器的非反相放大器或差动放大器等构成。
MOSFET210的源极连接于MOSFET220的漏极和共振用电感器30的一端。
MOSFET220的漏极连接于MOSFET210的源极和共振用电感器30的一端，MOSFET220的源极连接于高电压电池10的低电位侧、滤波电容器20的另一端、电压传感器192的另一端以及MOSFET240的源极。
MOSFET230的源极连接于MOSFET240的漏极，而且经由1次侧绕组40连接于共振用电感器30的另一端。
MOSFET240的漏极连接于MOSFET230的源极，而且经由1次侧绕组40连接于共振用电感器30的另一端，MOSFET240的源极连接于高电压电池10的低电位侧、滤波电容器20的另一端、电压传感器192的另一端以及MOSFET220的源极。
共振用电感器30的另一端连接于变压器50的1次侧绕组40的一端，该共振用电感器30也可由变压器50的漏电感或线路电感代替。
变压器50具有1次侧绕组40和2次侧绕组60、70。
变压器50的1次侧绕组40的一端连接于共振电感器30，1次侧绕组40的另一端连接于MOSFET230的源极和MOSFET240的漏极。
变压器50的2次侧绕组60的一端连接于MOSFET250的源极以及MOSFET270的漏极，2次侧绕组60的另一端连接于变压器50的2次侧绕组70的一端以及平滑用电感器80的一端。
变压器50的2次侧绕组70的一端连接于变压器50的2次侧绕组60的另一端以及平滑用电感器80的一端，2次侧绕组70的另一端连接于MOSFET260的源极和MOSFET280的漏极。
MOSFET250的漏极连接于缓冲用电容器25的一端，MOSFET250的源极连接于变压器50的2次侧绕组60的另一端以及MOSFET270的漏极。
MOSFET260的漏极连接于缓冲用电容器25的一端，MOSFET260的源极连接于变压器50的2次侧绕组70的一端以及MOSFET280的漏极。
MOSFET270的漏极连接于变压器50的2次侧绕组60的一端以及MOSFET250的源极，MOSFET270的源极连接于缓冲用电容器25的另一端以及电流传感器200的一端。
MOSFET280的漏极连接于变压器50的2次侧绕组70的另一端以及MOSFET260的源极，MOSFET280的源极连接于缓冲用电容器25的另一端以及电流传感器200的一端。
缓冲用电容器25的一端连接于MOSFET260的漏极以及MOSFET250的漏极，缓冲用电容器25的另一端连接于MOSFET270的源极、MOSFET280的源极以及电流传感器200的一端。
电压传感器193的一端连接于MOSFET250、260的漏极，电压传感器193的另一端连接于MOSFET270的源极、MOSFET280的源极以及电流传感器200的一端。电压传感器193由使用分压电阻和运算放大器的非反相放大器或差动放大器等构成。
平滑用电感器80的一端连接于变压器50的2次侧绕组60的另一端以及2次侧绕组70的一端，平滑用电感器80的另一端连接于平滑用电容器90的一端、电压传感器190的一端、低电压电池100的高电位侧以及负载110的一端。
平滑用电容器90的一端连接于平滑用电感器80的一端、电压传感器190的一端、低电压电池100的高电位侧以及负载110的一端，平滑用电容器90的另一端连接于电压传感器190的另一端、电流传感器200的另一端、低电压电池100的低电位侧以及负载110的另一端。
电压传感器190的一端连接于平滑用电感器80的一端、平滑用电容器90的一端、低电压电池100的高电位侧以及负载110的一端，电压传感器190的另一端连接于平滑用电容器90的另一端、电流传感器200的另一端、低电压电池100的低电位侧以及负载110的另一端。电压传感器190由使用分压电阻和运算放大器的非反相放大器或差动放大器等构成。
电流传感器200的一端连接于MOSFET270的源极、MOSFET280的源极以及缓冲用电容器25的另一端，电流传感器200的另一端连接于平滑用电容器90的另一端、电压传感器190的另一端、低电压电池100的低电位侧以及负载110的另一端。电流传感器200由分流电阻、霍耳元件等构成。
低压侧电池100的一端连接于平滑用电感器80的一端、电压传感器190的一端、平滑用电容器90的一端以及负载110的一端，低压侧电池100的另一端连接于平滑用电容器90的另一端、电压传感器190的另一端、电流传感器200的另一端以及负载110的另一端。低压侧电池100采用铅蓄电池等。
负载110的一端连接于平滑用电感器80的一端、电压传感器190的一端、平滑用电容器90的一端以及低电压电池110的高电位侧，负载110的另一端连接于平滑用电容器90的另一端、电压传感器190的另一端、电流传感器200的另一端以及低电压电池110的低电位侧。
DC-DC换流器400的控制装置310根据输入电压V5、输出电压V10以及输出电流I10来生成用于控制作为DC-DC换流器400的开关元件的MOSFET210的ON/OFF的栅极电压V30，并将生成的栅极电压V30输入至MOSFET210的栅极。
以下同样地，控制装置310将栅极电压V40输入至MOSFET220的栅极，将栅极电压V50输入至MOSFET230的栅极，将栅极电压V60输入至MOSFET240的栅极。此外，控制装置310将栅极电压V70输入至MOSFET250的栅极，将栅极电压V80输入至MOSFET260的栅极，将栅极电压V90输入至MOSFET270的栅极，将栅极电压V100输入至MOSFET280的栅极。
图2为说明本发明的实施例1的DC-DC换流器400的控制装置310的图，为内部功能框图。
图2中，DC-DC换流器400的控制装置310具备将模拟值转换为数字值的A/D转换器320、开关方式切换部325、占空比生成部330、开关信号生成部335以及栅极驱动电路340。
A/D转换器320将电压传感器192检测到的DC-DC换流器400的输入电压V5的模拟值转换为数字值VD5。此外，A/D转换器320将电压传感器190检测到的DC-DC换流器400的输出电压V10的模拟值转换为数字值VD10。此外，A/D转换器320将电流传感器200检测到的DC-DC换流器400的输出电流I10的模拟值转换为数字值ID10。
开关方式切换部325根据从外部控制装置(未图示)接收到的输出电压指令Vref及动作指令fReq和输出电压的数字值VD10来生成用于切换作为开关元件的MOSFET210、220、230、240、270、280的开关方式的开关方式切换标记fSwitch。
占空比生成部330根据从外部控制装置(未图示)接收到的电流限制值Ilim及输出电压指令Vref以及输出电压数字值VD10及输出电流I10的数字值ID10来生成MOSFET210、220、230、240的占空比(Duty)。
开关信号生成部335根据占空比生成部330生成的DC-DC换流器400的MOSFET210、220、230、240的占空比(Duty)和开关方式切换部325生成的开关方式切换标记fSwitch来生成DC-DC换流器400的MOSFET210、220、230、240、270、280的ON/OFF信号(进行低电压侧开关电路的开关以及高电压侧开关电路的开关用的开关信号)S30、S40、S50、S60、S70、S80、S90、S100。
栅极驱动电路340根据开关信号生成部335生成的作为DC-DC换流器400的开关元件的MOSFET210、220、230、240、250、260、270、280的ON/OFF信号S30、S40、S50、S60、S70、S80、S90、S100来生成使DC-DC换流器400的MOSFET210、220、230、240、250、260、270、280进行ON/OFF用的栅极电压V30、V40、V50、V60、V70、V80、V90、V100。
图3为说明控制装置310的开关控制方式切换部325中执行的每一处理周期的处理的流程图。开关控制方式切换部325按照图3的流程反复执行处理。图3的流程所示的处理为如下处理：根据时间计数器是否超过了一定时间TSwitch来检测缓冲用电容器25的充电状态，判断缓冲用电容器25已满充电或者已接近满充电的情况，从而判断是设为同步控制模式还是设为不同步控制模式。
在图3的步骤A10中，开始处理，过渡至步骤A20。
在步骤A20中，判断DC-DC换流器400的开关动作是否处于停止状态，在判断处于动作停止状态的情况下，过渡至步骤A30。在步骤A20中判断不是动作停止状态的情况下，过渡至步骤A50。
在步骤A30中，监视动作指令fReq，确认是否有开关开始请求(条件1)以及输出电压指令Vref是否超过了输出电压的数字值VD10(条件2)。在上述条件1及条件2同时成立的情况下，过渡至步骤A40。在步骤A30中，在任一条件不成立的情况下，过渡至步骤A70。
在步骤A40中，在通过步骤A20、A30的分支路径到达了步骤A40时，开关动作处于停止状态，而且处于接收到开关开始请求的状态。在该状态下，将时间计数器(未图示)重置，开始计数。
接着，过渡至步骤A50，将时间计数器加上1周期并过渡至步骤A60。
在步骤A60中，判断时间计数器是否超过了预先存储在控制装置310中的规定值Tswitch也就是是否已经过规定时间Tswitch。在尚未经过规定时间Tswitch的情况下，过渡至步骤A70，在已经过规定时间Tswitch的情况下，过渡至步骤A80。
在步骤A70中，对开关方式切换标记fSwitch设置0并输出。在对开关方式切换标记fSwitch设置0的情况下，对开关信号生成部335请求停止MOSFET270、280的开关动作的开关控制模式(不同步控制模式)下的动作。请求不同步控制模式下的动作的信号的输出完成后，过渡至步骤A90。
在步骤A80中，对开关方式切换标记fSwitch设置1并输出。在对开关方式切换标记fSwitch设置1的情况下，对开关信号生成部335请求与MOSFET210、220、230、240同步地执行MOSFET250、260、270、280的开关动作的开关控制模式(同步控制模式)下的动作。请求同步控制模式下的动作的信号的输出完成后，过渡至步骤A90。
在步骤A90中，结束开关控制方式切换部325中执行的每一个处理周期的处理。
图4为表示说明占空比生成部330中实施的每一个处理周期的处理的流程的图。占空比生成部330按照本流程反复执行处理。
在图4的步骤B10中，开始处理，过渡至步骤B20。在步骤B20中，监视开关方式切换标记fSwitch是否为0。在为0的情况(不同步模式的情况)下，过渡至步骤B30，在不为0的情况(同步模式的情况)下，过渡至步骤B40。
在步骤B30中，输出以Duty的形式预先存储在控制装置310中的初始值DutyInit。处理完成后，过渡至步骤B200。初始值DutyInit较理想为能够避免过度的冲击电流流入至缓冲用电容器25以及过度的电压施加的程度的Duty。
在步骤B40中，判断电流传感器200的输出电流I10的数字值ID10是否不到电流限制值Ilim，在不到电流限制值Ilim的情况下，过渡至步骤B50。在ID10为电流限制值Ilim以上的情况下，过渡至步骤B120。
在步骤B50中，判断输出电流I10的数字值ID10是否为大于0的值，在大于0的情况下，过渡至步骤B60，在不到0的情况下，过渡至步骤B90。
在步骤B60中，算出输出电压指令Vref与输出电压数字值VD10的差分(偏差)Dev，过渡至步骤70。
在步骤B70中，对比例增益Kp设置输出电压控制用比例增益Kpv，过渡至步骤B80。
在步骤B80中，对比例增益Ki设置输出电压控制用积分增益Kiv，过渡至步骤B150。
在从步骤B50过渡而来的步骤B90中，算出电流限制值(下限侧)I0lim与输出电流数字值ID10tp的差分(偏差)Dev，过渡至步骤100。再者，电流限制值(下限侧)I0lim使用预先存储在控制装置310中的规定值。
在步骤B100中，对比例增益Kp设置输出电流控制(下限侧)用比例增益Kpcu，过渡至步骤B110。
在步骤B110中，对比例增益Ki设置输出电流控制(下限侧)用积分增益Kicu，过渡至步骤B150。
在从步骤B40过渡而来的步骤B120中，算出电流限制值(上限侧)I0lim与输出电流数字值ID10的差分(偏差)Dev，过渡至步骤130。
在步骤B130中，对比例增益Kp设置输出电流控制(上限侧)用比例增益Kpco，过渡至步骤B140。
在步骤B140中，对比例增益Ki设置输出电流控制(上限侧)用积分增益Kico，过渡至步骤B150。
在步骤B150中，监视开关方式切换标记fSwitch是否已从0切换到1。也就是说，监视开关方式切换标记fSwitch是否为1而且上一次开关方式切换标记fSwitch是否为0。在已从0切换到1的情况下，过渡至步骤B160，否则过渡至步骤B180。此处，所谓0到1的切换，意指从不同步控制模式(停止MOSFET250、260、270、280的开关动作的开关控制模式)切换至同步控制模式(与MOSFET210、220、230、240同步地执行MOSFET250、260、270、280的开关动作的开关控制模式)。
在步骤B160中，使用输出电压数字值VD10和变压器50的1次侧绕组40及2次侧绕组60、70的匝数比Buck_TR_N1、通过下式(1)算出积分项errki。
errki＝VD10*BUCK_TR_N1···(1)
在使用上述式(1)算出积分项errki后，过渡至步骤B170。
在步骤B170中，进行积分项errki的上限限制处理。具体而言，在积分项errki超过上限值MagnetFluxLmt的情况下，设为errki＝MagnetFluxLmt，否则不作任何处理，直接输出errki。上限限制处理完成后，过渡至步骤B190。上限值MagnetFluxLmt优选设定不会引起变压器50的磁饱和的值。
在从步骤B150过渡而来的步骤B180中，使用差分Dev和积分增益Ki来算出积分项errki。这时，利用积分项errki的前次值、通过下式(2)来算出。
errki＝Dev*Ki+errki(前次值)···(2)
在步骤B180中使用上述式(2)算出积分项errki后，过渡至步骤B190。
在步骤B190中，使用输入电压V5的数字值VD5、比例增益Kp、偏差Dev以及积分项errki而通过下式(3)算出Duty。
Duty＝(Kp*Dev+errki)/VD5···(3)
在步骤B190中使用上述式(3)完成Duty的算出后，过渡至步骤B200。
在步骤B200中，结束占空比生成部330中实施的每一个处理周期的处理。
接着，对本发明的实施例1的作为电力转换装置的DC-DC换流器400的控制装置310配备的开关信号生成部335进行说明。
像图2中说明过的那样，开关信号生成部335根据从占空比生成部330输入的占空比(Duty)来生成DC-DC换流器400的MOSFET210～280的ON/OFF信号S30～S100。作为生成ON/OFF信号S30～S100的方法，例如有相移PWM。
图5为说明本发明的第1实施例的作为DC-DC换流器400的控制装置310中配备的运用相移PWM的开关信号生成部335的一形态的同步控制即开关方式切换标记fSwitch为1的情况(同步控制模式)下的动作的图。
图5中，开关信号生成部335将ON/OFF信号S30～S60的ON时间和OFF时间的比例固定在50％，而且改变ON/OFF信号S30～S60的相位差。
并且，开关信号生成部335以变得与占空比生成部330生成的占空比(Duty)相等的方式调整MOSFET210的ON/OFF信号S30与MOSFET240的ON/OFF信号S60的ON相重叠的期间以及MOSFET220的ON/OFF信号S40与MOSFET230的ON/OFF信号S50的ON相重叠的期间。由此，DC-DC换流器400能使输出电压或输出电流与各自的指令值一致。
此处，作为一例，对以DC-DC换流器400的1次侧电路的MOSFET210的ON/OFF信号S30为基准来生成DC-DC换流器400的MOSFET210～280的ON/OFF信号S30～S100的方法进行说明。
首先，开关信号生成部335生成DC-DC换流器400的1次侧电路的MOSFET210的ON/OFF信号S30。ON/OFF信号S30是以将ON时间和OFF时间的比例固定在50％的脉冲信号生成。例如，在将开关频率设为Fsw[Hz]的情况下，ON/OFF信号S30的ON时间和OFF时间以下式(4)表示。即，ON/OFF信号S30的ON时间和OFF时间为开关1周期的50％。
S30的ON时间＝S30的OFF时间＝0.5/Fsw···(4)
接着，开关信号生成部335生成MOSFET220的ON/OFF信号S40。ON/OFF信号S40是以ON/OFF信号S30为ON的期间内变为OFF、ON/OFF信号S30为OFF的期间内变为ON的方式生成。
接着，开关信号生成部335生成MOSFET230的ON/OFF信号S50。ON/OFF信号S50是以如下方式生成：在ON/OFF信号S30变为ON之后，作占空比生成部330所生成的占空比(Duty)程度的延迟而设为ON，在已经过开关1周期的50％的时间时变为OFF。
接着，开关信号生成部335生成MOSFET240的ON/OFF信号S60。ON/OFF信号S60是以如下方式生成：在ON/OFF信号S40变为ON之后，作占空比生成部330所生成的占空比(Duty)程度的延迟而设为ON，在已经过开关1周期的50％的时间时变为OFF。
通过如此生成ON/OFF信号S30～S60，能以变得与占空比生成部330所生成的占空比(Duty)相等的方式来调整ON/OFF信号S30与ON/OFF信号S60的成为ON的期间相重叠的期间以及ON/OFF信号S40与ON/OFF信号S50的成为ON的期间相重叠的期间。
接着，开关信号生成部335生成MOSFET250的ON/OFF信号S70。ON/OFF信号S70是在ON/OFF信号S30变为OFF之后作规定的等待时间α1程度的延迟而变为ON。并且，ON/OFF信号S70是以如下方式生成：从ON/OFF信号S30变为OFF起经过了占空比生成部330所生成的占空比(Duty)与规定的持续时间β的合计时间时变为OFF。
接着，开关信号生成部335生成MOSFET260的ON/OFF信号S80。ON/OFF信号S80是在ON/OFF信号S40变为OFF之后作规定的等待时间α1程度的延迟而变为ON。并且，ON/OFF信号S80是以如下方式生成：从ON/OFF信号S40变为OFF起经过了占空比(Duty)与规定的持续时间β的合计时间时变为OFF。
通过如此生成ON/OFF信号S70和ON/OFF信号S80，能够减少ON/OFF信号S30与ON/OFF信号S50的ON相重叠的期间和ON/OFF信号S40与ON/OFF信号S60的ON相重叠的期间内产生的循环电流。进而，可以将DC-DC换流器400的2次侧电路的缓冲用电容器25中积蓄的浪涌能量供给至负载110。由此，能使DC-DC换流器400高效率化。
接着，开关信号生成部335生成MOSFET270的ON/OFF信号S90。ON/OFF信号S90是在ON/OFF信号S70变为OFF之后作规定的等待时间α2程度的延迟而变为ON。并且，ON/OFF信号S90是以与ON/OFF信号S30的OFF同时地设为OFF的方式生成。
接着，开关信号生成部335生成MOSFET280的ON/OFF信号S100。ON/OFF信号S100是在ON/OFF信号S80变为OFF之后作规定的等待时间α2程度的延迟而设为ON。并且，ON/OFF信号S100是以与ON/OFF信号S40的OFF同时地变为OFF的方式生成。
通过如此生成ON/OFF信号S90和ON/OFF信号S100，可以减少流至MOSFET270和MOSFET280的寄生二极管的电流。即，可以进行同步整流，因此能使DC-DC换流器400高效率化。
再者，为了防止DC-DC换流器400的各相的上下臂的MOSFET的短路，另外还为了进行零电压开关，较理想对DC-DC换流器400的MOSFET210～240的ON/OFF信号S30～S60分别设置死区时间。此外，在输入到开关信号生成部335的占空比(Duty)为0(零)的情况下，开关信号生成部335以全部OFF的方式生成DC-DC换流器400的MOSFET210～280的ON/OFF信号S30～S100。
图6为说明本发明的实施例1的作为电力转换装置即DC-DC换流器400的控制装置310中配备的运用相移PWM的开关信号生成部335的一形态的不同步控制即开关方式切换标记fSwitch为0的情况(不同步控制模式)下的动作的图。
图6中，开关信号生成部335生成ON/OFF信号S30、S40、S50、S60、S70、S80，而其信号输出与像图5所示那样同步控制即开关方式切换标记fSwitch为1的情况相同。
接着，开关信号生成部335生成MOSFET270的ON/OFF信号S90。ON/OFF信号S90以始终为OFF的方式生成。
接着，开关信号生成部335生成MOSFET280的ON/OFF信号S100。ON/OFF信号S100以始终为OFF的方式生成。
将MOSFET270的ON/OFF信号S90以及MOSFET280的ON/OFF信号S100始终设为OFF意味着以高电压侧开关电路与低电压侧开关电路的开关状态不同步的方式进行控制用的开关的占空比小于以高电压侧开关电路与低电压侧开关电路的开关状态同步的方式进行控制用的开关的占空比。
通过如此生成ON/OFF信号S90和ON/OFF信号S100，电流不会流过MOSFET270和MOSFET280的开关部而是始终流过寄生二极管，可以限制流通的方向。也就是说，以不进行从MOSFET270和MOSFET280的漏极向源极的电流的流通而仅进行从源极向漏极的电流的流通的方式进行限制。
在执行从MOSFET270和MOSFET280的源极向漏极的电流的流通的情况下，是从DC-DC换流器400向低压侧电池100及负载110流通电流，从而执行低压侧电池100的充电和向负载110的供电。反过来，在执行从MOSFET270和MOSFET280的漏极向源极的电流流通的情况下，电流是从低压侧电池100及负载110流向DC-DC换流器400，在该情况下，电流经由变压器50流向DC-DC换流器400的1次侧电路，最终流向高压侧电池10而充电。
在DC-DC换流器400的动作将从高压侧电池10向低压侧电池100的充电以及向负载110的供电设想为主要功能的情况下，有时希望防止从低压侧电池100向高压侧电池10的充电动作。这种情况下，通过执行像图6中说明过的不同步控制，可以防止意外的从低压侧电池100向高压侧电池10的充电动作。
如上所述，在本发明的实施例1中，构成为，将能吸收开关浪涌的缓冲用电容器(浪涌电压抑制用电容器)25并联于低压侧开关电路(将交流转换为直流的具有开关元件250、260、270、280的电路)，在从请求开始开关起到经过规定时间之前，判断缓冲用电容器25尚未满充电或者尚未接近满充电，控制装置310以低压侧开关电路与高压侧开关电路(将直流转换为交流的具有开关元件210、220、230、240的电路)不同步的方式进行控制，在经过规定时间后，控制装置310以低压侧开关电路与高压侧开关电路同步的方式进行控制，而且以不发生电流逆流的方式控制低压侧开关电路及高压侧开关电路的占空比。
因此，根据本发明的实施例1，可以实现一种能抑制电流逆流而且能提高电流响应性及电力转换效率的作为电力转换装置的DC-DC换流器。
(实施例2)
接着，对本发明的实施例2进行说明。
实施例2的整体构成及动作与图1所示的电路、图2所示的内部功能块、图4所示的流程以及图5所示的流程相同，因此省略图示及详细说明。但是，图2的开关方式切换部325为得到电压传感器193的检测电压的供给的构成。实施例1与实施例2的不同点在于设为不同步控制模式还是设为同步控制模式的判断流程。也就是说，实施例2是通过与图3所示的流程不一样的流程来判断控制模式。
图7为说明本发明的实施例2中开关控制方式切换部325所执行的每一个处理周期的处理的流程图。开关控制方式切换部325按照本流程反复实施处理。
在图7的步骤C10中，开始处理，过渡至步骤C20。在步骤C20中，监视动作指令fReq，确认是否有开关开始请求(条件1)以及输出电压指令Vref是否超过了输出电压的数字值VD10(条件2)。
在步骤C20中上述条件1及条件2同时成立的情况下，过渡至步骤C30，在步骤C20中任一条件不成立的情况下，过渡至步骤A40。
在步骤C30中，电压传感器193的电压检测值Vcc被供给至开关控制方式切换部325，判断电压检测值Vcc是否超过了预先存储在控制装置310中的规定值VccLim。也就是说，判断缓冲用电容器25是否已满充电或者已接近满充电。
在步骤C30中电压检测值Vcc未超过规定值VccLim的情况下，过渡至步骤C40，在超过的情况下，过渡至步骤C50。
在步骤C40中，对开关方式切换标记fSwitch设置0并输出。在对标记fSwitch设置0的情况下，对开关信号生成部335请求停止MOSFET270、280的开关动作的开关控制模式(不同步控制模式)下的动作。请求不同步控制模式下的动作的信号的输出完成后，过渡至步骤C60。
在从步骤C30过渡而来的步骤C50中，对开关方式切换标记fSwitch设置1并输出。在对开关方式切换标记fSwitch设置1的情况下，对开关信号生成部335请求与MOSFET210、220、230、240同步地实施MOSFET250、260、270、280的开关动作的开关控制模式(同步控制模式)下的动作。在请求同步控制模式下的动作的信号的输出完成后，过渡至步骤C60。
在步骤C60中，结束开关控制方式切换部325中执行的每一个处理周期的处理。
在上述实施例2中，也能获得与实施例1同样的效果。
(实施例3)
接着，对本发明的实施例3进行说明。
在上述实施例1及2中，是将低压侧的开关电路的开关元件全部设为MOSFET，但使用二极管作为一部分开关元件也能构成为实现同样的控制。
实施例3是将低压侧的开关电路的开关元件的一部分设为二极管来代替MOSFET的例子。
图8为本发明的实施例3的作为电力转换装置的DC-DC换流器405的电路图。
图8所示的例子与图1所示的例子的不同点在于，图8所示的例子是配置二极管255代替图1的2次侧电路的MOSFET250、配置二极管265代替MOSFET260。其他构成与图1所示的例子和图8所示的例子相同。
图8中，DC-DC换流器405的1次侧电路连接于高压侧电池10，2次侧电路并联于低压侧电池100和辅机系负载110(以下记作负载110)。1次侧电路与2次侧电路经由变压器50磁性耦合在一起。
DC-DC换流器405的1次侧电路的构成与图1所示的1次侧电路的构成相同。
DC-DC换流器405的2次侧电路具有平滑用电容器90、平滑用电感器80、缓冲用电容器25、电压传感器190、电流传感器200、MOSFET270及280以及二极管255及265，1次侧电路与2次侧电路通过变压器50电连接在一起。
变压器50的2次侧绕组70的一端连接于变压器50的2次侧绕组60的另一端以及平滑用电感器80的一端，2次侧绕组70的另一端连接于二极管265的阳极和MOSFET280的漏极。
二极管255的阴极连接于缓冲用电容器25的一端，该二极管255的阳极连接于变压器50的2次侧绕组60的一端以及MOSFET270的漏极。
二极管265的阴极连接于缓冲用电容器25的一端，该二极管265的阳极连接于变压器50的2次侧绕组70的另一端以及MOSFET280的漏极。
电压传感器193的一端连接于二极管255及265的阴极，电压传感器193的另一端连接于MOSFET270的源极、MOSFET280的源极以及电流传感器200的一端。电流传感器200由使用分压电阻和运算放大器的非反相放大器或差动放大器等构成。
DC-DC换流器405的控制装置315根据输入电压V5、输出电压V10以及输出电流I10来生成用于控制作为DC-DC换流器405的开关元件的MOSFET210的ON/OFF的栅极电压V30，并将生成的栅极电压V30输入至MOSFET210的栅极。以下同样地，控制装置315将栅极电压V40输入至MOSFET220的栅极，将栅极电压V50输入至MOSFET230的栅极，将栅极电压V60输入至MOSFET240的栅极。进而，控制装置315将栅极电压V90输入至MOSFET270的栅极，将栅极电压V100输入至MOSFET280的栅极。
但是，虽然栅极驱动电路340根据开关信号生成部335生成的ON/OFF信号S30、S40、S50、S60、S70、S80、S90、S100来生成使DC-DC换流器405的MOSFET210、220、230、240、270、280进行ON/OFF用的栅极电压V30、V40、V50、V60、V90、V100，而且还生成V70及V80，但在本实施例3中，不存在实施例1那样的MOSFET250、260。因而，ON/OFF信号S70、S80、栅极电压V70及V80无效。
即便是这种构成，也能通过MOSFET210、220、230、240、270、280的开关动作来实现电力转换动作，因此没有问题。
在使用以上那样的实施例3的构成的情况下，由于设为与图2所示的DC-DC换流器控制装置310同样的构成，因此也获得与第1实施例同样的效果。
再者，本发明的电力转换装置不仅仅可运用于车辆，例如还能运用于电车、工业用机器人等。
符号说明
10…高压侧电池，20…滤波电容器，25…缓冲用电容器(浪涌电压抑制用电容器)，40…1次侧绕组，50…变压器，60、70…2次侧绕组，90…平滑用电容器，100…低压侧电池，190、192、193…电压传感器，210、220、230、240…高压侧开关元件，250、260、270、280…低压侧开关元件，310…控制装置，320…A/D转换器，325…开关方式切换部，330…占空比生成部，335…开关信号生成部，340…栅极驱动电路。

Claims (7)

1.一种电力转换装置，其特征在于，具备：
变压器，其具有1次侧绕组及2次侧绕组；
高电压侧开关电路，其连接在所述变压器的所述1次侧绕组与高电压侧电源之间；
低电压侧开关电路，其连接在所述变压器的所述2次侧绕组与低电压侧电源之间；
浪涌电压抑制用电容器，其电性地并联于所述低电压侧开关电路；以及
控制装置，其控制所述高电压侧开关电路及低电压侧开关电路的开关状态；
所述控制装置检测所述浪涌电压抑制用电容器的充电状态，在判断所述浪涌电压抑制用电容器已满充电或者已接近满充电之前，以所述高电压侧开关电路与所述低电压侧开关电路的开关状态不同步的方式进行控制，
当判断所述浪涌电压抑制用电容器已满充电或者已接近满充电时，以所述高电压侧开关电路与所述低电压侧开关电路的开关状态同步的方式进行控制，
在以所述高电压侧开关电路与所述低电压侧开关电路的开关状态不同步的方式进行控制时，所述高电压侧开关电路的开关占空比为第一开关占空比，
在以所述高电压侧开关电路与所述低电压侧开关电路的开关状态同步的方式进行控制时，所述高电压侧开关电路的开关占空比为与第一开关占空比不一致的第二开关占空比，
所述第一开关占空比是为避免超过开关元件的耐压而应选择的开关占空比，所述第二开关占空比是为避免发生电流逆流而应选择的开关占空比。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
在从以所述高电压侧开关电路与所述低电压侧开关电路的开关状态不同步的方式开始控制起经过了规定时间的情况下，所述控制装置判断所述浪涌电压抑制用电容器已满充电或者已接近满充电。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
还具备检测所述浪涌电压抑制用电容器的电压的电压传感器，在所述电压传感器检测到的所述浪涌电压抑制用电容器的电压超过了规定值的情况下，所述控制装置判断所述浪涌电压抑制用电容器已满充电或者已接近满充电。
4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制装置以所述高电压侧开关电路与所述低电压侧开关电路的开关状态不同步的方式进行控制用的开关的占空比小于以所述高电压侧开关电路与所述低电压侧开关电路的开关状态同步的方式进行控制用的开关的占空比。
5.根据权利要求2-4中的任一项所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制装置具有：
开关方式切换部，其生成用于将所述低电压侧开关电路的开关状态切换为与所述高电压侧开关电路的开关状态不同步或者同步的开关方式切换标记；
占空比生成部，其根据所述开关方式切换部生成的开关方式切换标记来生成所述低电压侧开关电路的开关的占空比和所述高电压侧开关电路的开关的占空比；以及
开关信号生成部，其根据所述开关方式切换标记和所述占空比生成部生成的所述低电压侧开关电路的开关的占空比以及所述高电压侧开关电路的开关的占空比，来生成进行所述低电压侧开关电路的开关及所述高电压侧开关电路的开关用的开关信号。
6.根据权利要求2-4中的任一项所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电力转换装置为车辆中搭载的DC-DC换流器。
7.根据权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电力转换装置为车辆中搭载的DC-DC换流器。
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