JP6996661B1 - 電力変換装置、それを含む車両及び制御方法 - Google Patents

Abstract

電力変換装置は、第１コイル、第２コイル及び第３コイルを含むトランスと、第１コイルに接続された第１変換回路と、第２コイルに接続された第２変換回路と、第３コイルに接続された整流回路とを含み、第１変換回路は、第１変換回路に入力される直流電圧を変換し、第１交流電圧を生成して第１コイルに供給し、第２変換回路は、所定の第１直流電圧を出力するように、第２コイルに印加される第２交流電圧を決定し、整流回路は、第３コイルから供給される第３交流電圧を整流して生成した電圧を出力し、第２交流電圧は、第１交流電圧に対して第１位相差を有する。

Description

本開示は、電力変換装置、それを含む車両及び制御方法に関する。本出願は、２０２０年２月２１日出願の国際特許出願ＰＣＴ／ＪＰ２０２０／００７１４４に基づく優先権を主張し、前記国際特許出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。

車両を始め、種々の電気装置及び電気設備において、電力変換装置が利用されている。例えば、ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ－ｉｎ Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）又はＥＶ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）等の車両には、車載充電器、ＤＣ／ＤＣコンバータ、及び複数の電力変換ユニットが搭載されている。これにより、系統の交流電力を直流電力に変換して車載バッテリを充電し、走行時等には、車載バッテリの出力電圧を適切な電圧に変換し、車両内部の各機器に供給できる。車両への搭載性の向上及びコスト低減の観点から、これらの複数の電力変換装置を多出力の電力変換装置として一体化することが考えられる。

下記特許文献１には、高圧バッテリ及び低圧バッテリを備えた車両に搭載され、２つの直流電源（高圧バッテリ及び低圧バッテリ）間で電圧変換を行うと共にこれらの直流電源に対し、入力した交流電圧に基づいて適切な充電を行うスイッチング電源装置が開示されている。

特開２００８－１１８７２７号公報

本開示のある局面に係る電力変換装置は、第１コイル、第２コイル及び第３コイルを含むトランスと、第１コイルに接続された第１変換回路と、第２コイルに接続された第２変換回路と、第３コイルに接続された整流回路とを含み、第１変換回路は、第１変換回路に入力される直流電圧を変換し、第１交流電圧を生成して第１コイルに供給し、第２変換回路は、所定の第１直流電圧を出力するように、第２コイルに印加される第２交流電圧を決定し、整流回路は、第３コイルから供給される第３交流電圧を整流して生成した電圧を出力し、第２交流電圧は、第１交流電圧に対して第１位相差を有する。

本開示の別の局面に係る車両は、上記の電力変換装置を搭載している。

本開示のさらに別の局面に係る制御方法は、第１コイル、第２コイル及び第３コイルを含むトランスと、第１コイルに接続された第１変換回路と、第２コイルに接続された第２変換回路と、第３コイルに接続された整流回路とを含む電力変換装置の制御方法であって、第１変換回路に、第１変換回路に入力される直流電圧を変換し、第１交流電圧を生成して第１コイルに供給させるステップと、第２変換回路に、所定の第１直流電圧を出力するように、第２コイルに印加される第２交流電圧を決定させるステップと、整流回路に、第３コイルから供給される第３交流電圧を整流して生成した電圧を出力させるステップとを含み、第２交流電圧は、第１交流電圧に対して第１位相差を有する。

図１は、本開示の第１実施形態に係る電力変換装置が車両に搭載される場合の構成を示すブロック図である。 図２は、本開示の第１実施形態に係る車両を示す模式図である。 図３は、図１に示した電力変換装置の構成を示す回路図である。 図４は、図３に示した電力変換装置の制御タイミングと、それに応じて生成される電圧及び電流を示す波形図である。 図５は、図４に示した電力変換装置の第１モードにおける電流の流れを示す回路図である。 図６は、図４に示した電力変換装置の第２モードにおける電流の流れを示す回路図である。 図７は、図４に示した電力変換装置の第３モードにおける電流の流れを示す回路図である。 図８は、図４に示した電力変換装置の第４モードにおける電流の流れを示す回路図である。 図９は、インダクタ電流を示すグラフである。 図１０は、図３に示した電力変換装置の制御タイミングと、それに応じて生成される電圧及び電流を示す波形図である。 図１１は、等価回路を示す回路図である。 図１２は、電力変換装置のフィードバック制御を示すフローチャートである。 図１３は、バッテリの充電時における電力供給を示すブロック図である。 図１４は、バッテリの非充電時（車両走行時等）における電力供給を示すブロック図である。 図１５は、高圧バッテリの放電時における電力供給を示すブロック図である。 図１６は、高圧バッテリの放電による負荷への電力供給を示すブロック図である。 図１７は、双方向動作が可能なＰＦＣ回路を示す回路図である。 図１８は、第１変形例に係る電力変換装置の等価回路を示す回路図である。 図１９は、図１８の等価回路を示す回路図である。 図２０は、スイッチング素子のオン動作時における電圧及び電流の変化を示すグラフである。 図２１は、図３に示した第１ＤＣ／ＡＣ変換回路に電流が流れる状態を示す回路図である。 図２２は、図３に示した第１ＤＣ／ＡＣ変換回路に、図２１と異なる電流が流れる状態を示す回路図である。 図２３は、第１実施形態に係る電力変換装置の制御タイミングと、それに応じて生成される電圧及び電流を示す波形図である。 図２４は、シミュレーション結果を示すグラフである。 図２５は、第２実施形態に係る電力変換装置の制御タイミングと、それに応じて生成される電圧及び電流を示す波形図である。 図２６は、図２５に示した電力変換装置のモードｍ１における電流の流れを示す回路図である。 図２７は、図２５に示した電力変換装置のモードｍ２における電流の流れを示す回路図である。 図２８は、図２５に示した電力変換装置のモードｍ３における電流の流れを示す回路図である。 図２９は、図２５に示した電力変換装置のモードｍ４における電流の流れを示す回路図である。 図３０は、図２５に示した電力変換装置のモードｍ５における電流の流れを示す回路図である。 図３１は、図２５に示した電力変換装置のモードｍ６における電流の流れを示す回路図である。 図３２は、図２５に示した電力変換装置のモードｍ１２における電流の流れを示す回路図である。 図３３は、トランスの等価回路を示す回路図である。 図３４は、シミュレーション結果を示すグラフである。 図３５は、第２変形例に係る電力変換装置の制御タイミングと、それに応じて生成される電圧及び電流を示す波形図である。 図３６は、第３変形例に係る電力変換装置の制御タイミングと、それに応じて生成される電圧を示す波形図である。

［本開示が解決しようとする課題］
多出力コンバータでは、各回路部間の電力の流れ、及び、出力電圧を独立に制御することが要求される。例えば、車載充電器のＤＣ／ＤＣ変換部とＤＣ／ＤＣコンバータとを、１つのトランスを用いて一体化して複合電力変換器を構成する場合がある。この場合、電力系統から高圧バッテリを充電する充電電力と、低電圧バッテリ（鉛バッテリ）を充電するための出力電圧とを独立に制御できれば好ましい。しかし、特許文献１に開示されたスイッチング電源装置によっては、高圧バッテリを充電する充電電力と、低電圧バッテリを充電するための出力電圧とを独立に制御できない。

したがって、本開示は、各回路部間の電力の流れと出力電圧とを独立に制御可能な電力変換装置、それを含む車両及び制御方法を提供することを目的とする。

［本開示の効果］
本開示によれば、小型化及び軽量化を実現すると共に、各回路部間の電力の流れと出力電圧とを独立に制御できる電力変換装置を実現でき、電力変換装置の車両への搭載が容易になる。

［本開示の実施形態の説明］
本開示の実施形態の内容を列記して説明する。以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。

（１）本開示の第１の局面に係る電力変換装置は、第１コイル、第２コイル及び第３コイルを含むトランスと、第１コイルに接続された第１変換回路と、第２コイルに接続された第２変換回路と、第３コイルに接続された整流回路とを含み、第１変換回路は、第１変換回路に入力される直流電圧を変換し、第１交流電圧を生成して第１コイルに供給し、第２変換回路は、所定の第１直流電圧を出力するように、第２コイルに印加される第２交流電圧を決定し、整流回路は、第３コイルから供給される第３交流電圧を整流して生成した電圧を出力し、第２交流電圧は、第１交流電圧に対して第１位相差を有する。これにより、電力変換装置の小型化及び軽量化を実現できる。また、第１変換回路及び第２変換回路の間で、所望の方向に電力を伝送できる。

（２）好ましくは、第１交流電圧及び第２交流電圧は、同じパルス幅を有する。

（３）より好ましくは、電力変換装置は、第１変換回路及び第２変換回路の動作を制御する制御部をさらに含み、制御部は、整流回路から出力される電圧に応じて、パルス幅を調整する。これにより、整流回路の出力ポートの電圧を所望の値にできる。

（４）さらに好ましくは、制御部は、第１コイル及び第２コイルを介して、第１変換回路から第２変換回路に供給する電力、又は、第２変換回路から第１変換回路に供給する電力に応じて、第１位相差を調整する。これにより、各回路部間の電力の流れと出力電圧とを独立に制御できる。即ち、パルス幅を調整することにより、整流回路の出力ポートの電圧を所望の値にできる。位相差を調整することにより、第１変換回路及び第２変換回路の間で伝送される電力を所望の値にできる。また、位相差の正負を変更することにより、第１変換回路及び第２変換回路の間で、所望の方向に電力を伝送できる。

（５）好ましくは、電力変換装置は、第１変換回路及び第２変換回路の動作を制御する制御部をさらに含み、制御部は、第１コイル及び第２コイルを介して第１変換回路から第２変換回路に供給する電力、又は、第２変換回路から第１変換回路に供給する電力に応じて、第１位相差を調整する。これにより、各回路部間の電力の流れを制御できる。即ち、位相差を調整することにより、第１変換回路及び第２変換回路の間で伝送される電力を所望の値にできる。また、位相差の正負を変更することにより、第１変換回路及び第２変換回路の間で、所望の方向に電力を伝送できる。

（６）より好ましくは、第１変換回路及び第２変換回路の一方が還流モードとなっているとき、第１変換回路及び第２変換回路の他方はＤＣ電圧接続モードとなっている。これにより、第１変換回路及び第２変換回路に含まれるスイッチング素子のオン動作をソフトスイッチングにでき、電力損失を低減できる。

（７）さらに好ましくは、電力変換装置は、第１変換回路及び第２変換回路の動作を制御する制御部をさらに含み、制御部は、整流回路から出力される電圧、第１変換回路から第２変換回路に供給する電力、又は、第２変換回路から第１変換回路に供給する電力に応じて、第１位相差及び第２交流電圧のパルス幅のうち、少なくとも一方を調整する。これにより、整流回路の出力ポートの電圧を所望の値にでき、第１変換回路及び第２変換回路の間で、所望の方向に電力を伝送できる。

（８）好ましくは、第１交流電圧及び第２交流電圧のうち、少なくとも一方のパルス幅は固定されている。これにより、調整が容易になる。

（９）より好ましくは、第１交流電圧及び第２交流電圧は、同じパルス幅を有する。

（１０）さらに好ましくは、第１変換回路及び第２変換回路の各々は、複数のスイッチング素子により構成されるフルブリッジ回路である。これにより、トランスを間に挟んで、第１変換回路及び第２変換回路の間で双方向に電力伝送が可能になる。

（１１）好ましくは、制御部は、第１変換回路及び第２変換回路の各々を構成する複数のスイッチング素子のオン及びオフを位相シフト方式で制御する。これにより、パルス幅及び位相差を容易に調整できる。

（１２）より好ましくは、電力変換装置は、高圧バッテリ及び低圧バッテリを含む車両に搭載され、高圧バッテリは、第２変換回路の出力部に接続され、低圧バッテリは、整流回路の出力部に接続される。これにより、車両において、電力変換装置の小型化及び軽量化を実現できる。

（１３）さらに好ましくは、高圧バッテリの放電時に、第２変換回路は、第２変換回路に入力される直流電圧を変換し、第４交流電圧を生成して第２コイルに供給し、第１変換回路は、所定の第２直流電圧を出力するように、第１コイルから印加される第５交流電圧を決定し、第５交流電圧は、第４交流電圧に対して第２位相差を有する。これにより、車両において、第１変換回路及び第２変換回路の間で、所望の方向に電力を伝送でき、車両の充放電が可能になる。

（１４）好ましくは、制御部は、車両の充放電動作中は、第１変換回路及び第２変換回路を相互に異なる位相で駆動し、車両の充放電動作中以外は、第１変換回路及び第２変換回路を同じ位相で駆動する。これにより、高圧バッテリの充電時には、系統からの電力を、高圧バッテリを充電するための適切な電力に変換でき、高圧バッテリを放電させて系統側に電力を供給できる。また、車両の走行時には、高圧バッテリの電圧を適切な電圧に変換して補機系負荷に供給できる。

（１５）より好ましくは、制御部は、第１変換回路の入力部が電力系統に接続されている状態で、高圧バッテリが充電又は放電しているとき、第１変換回路及び第２変換回路を相互に異なる位相で駆動し、第１変換回路の入力部が電力系統に接続されていない状態で、高圧バッテリが放電しているとき、第１変換回路を停止させ、第２変換回路を駆動させる。これにより、高圧バッテリの充電時には、系統からの電力を、高圧バッテリを充電するための適切な電力に変換でき、高圧バッテリを放電させて系統側に電力を供給できる。また、車両の走行時には、高圧バッテリの電圧を適切な電圧に変換して補機系負荷に供給できる。

（１６）さらに好ましくは、電力変換装置は、高圧バッテリ及び低圧バッテリを含む車両に搭載され、高圧バッテリは、第２変換回路の出力部に接続され、低圧バッテリは、整流回路の出力部に接続される。これにより、車両において、電力変換装置の小型化及び軽量化を実現できる。

（１７）好ましくは、電力変換装置は、第１コイルに直列接続された第１インダクタ、及び、第２コイルに直列接続された第２インダクタの少なくとも一方をさらに含み、第１インダクタを含む場合、第１変換回路により生成される第１交流電圧は、第１コイルに加えて、第１インダクタにも供給され、第２インダクタを含む場合、第２変換回路により決定される第２交流電圧は、第２コイルに加えて、第２インダクタにも印加される。これにより、トランスの漏れインダクタンスをインダクタとして利用する場合よりも、より確実に各回路部間の電力の流れと出力電圧とを独立に制御できる。

（１８）より好ましくは、第３コイルは、センタータップを有するコイルであり、整流回路は、センタータップと整流回路の出力端子とを接続するチョークコイルを含む。これにより、センタータップを有しないコイルと比較して少ない部品点数で全波整流することが可能になり、トランス利用効率を高めてトランスを小型化できる。

（１９）本開示の第２の局面に係る車両は、上記の電力変換装置を搭載した車両である。これにより、電力変換装置が小型及び軽量であるので、電力変換装置の車両への搭載が容易になる。

（２０）本開示の第３の局面に係る制御方法は、第１コイル、第２コイル及び第３コイルを含むトランスと、第１コイルに接続された第１変換回路と、第２コイルに接続された第２変換回路と、第３コイルに接続された整流回路とを含む電力変換装置の制御方法であって、第１変換回路に、第１変換回路に入力される直流電圧を変換し、第１交流電圧を生成して第１コイルに供給させるステップと、第２変換回路に、所定の第１直流電圧を出力するように、第２コイルに印加される第２交流電圧を決定させるステップと、整流回路に、第３コイルから供給される第３交流電圧を整流して生成した電圧を出力させるステップとを含み、第２交流電圧は、第１交流電圧に対して第１位相差を有する。これにより、電力変換装置の小型化及び軽量化を実現できる。また、第１変換回路及び第２変換回路の間で、所望の方向に電力を伝送できる。

［本開示の実施形態の詳細］
以下の実施形態では、同一の部品には同一の参照番号を付してある。それらの名称及び機能も同一である。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。

（第１実施形態）
図１を参照して、本開示の第１実施形態に係る電力変換装置１００は、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路（第１変換回路）１０２と、トランス１０４と、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路（第２変換回路）１０６と、整流回路１０８と、制御部１１０とを含む。図１は、電力変換装置１００が車両に搭載される場合のシステム構成を示している。このシステムは、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路１２２、キャパシタ１２４、電力変換装置１００、高圧バッテリ１２６、昇圧回路１２８、インバータ回路１３０、モータ１３２、低圧バッテリ１３４及び補機系負荷１３６を含む。

電力変換装置１００の入力部１４０、即ち第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の入力部は、キャパシタ１２４を介してＰＦＣ回路１２２に接続されている。入力部１４０には、ＰＦＣ回路１２２から電力が供給される。ＰＦＣ回路１２２から供給される電力は、電力系統等の交流電源１２０から供給される交流電力が変換された直流電力である。ＰＦＣ回路１２２は力率改善回路であり、交流電源１２０から入力される交流電力に重畳している高調波を抑制し、安定した直流電力を生成する。

第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２は、制御部１１０による制御を受けて、入力部１４０から入力する直流電力（直流電圧）を変換して生成した交流電圧をトランス１０４の１次コイルに供給する。これにより、トランス１０４の２次コイルに交流電圧が発生する。トランス１０４の２つの２次コイルの一方は第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６に接続されており、この２次コイルに発生した交流電圧は第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６に入力される。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は、制御部１１０による制御を受けて、入力される交流電圧を変換して直流電圧を生成する。電力変換装置１００の第１出力部１４２、即ち第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の出力部は、高圧バッテリ１２６に接続されており、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６により生成された直流電圧は高圧バッテリ１２６に入力される。これにより、交流電源１２０から供給される電力により高圧バッテリ１２６を充電できる。

高圧バッテリ１２６は、昇圧回路１２８及びインバータ回路１３０を介してモータ１３２に接続されている。高圧バッテリ１２６が放電する場合、高圧バッテリ１２６の出力電圧は、昇圧回路１２８によりモータ１３２の駆動に適した高電圧（直流）に昇圧される。生成された高電圧の直流電圧は、インバータ回路１３０により交流電圧に変換される。変換後の交流電圧は、モータ１３２に供給される。これにより、モータ１３２が駆動し、車両走行が可能になる。

トランス１０４の２つの２次コイルの他方は、整流回路１０８に接続されており、この２次コイルに発生した交流電圧は整流回路１０８に入力される。整流回路１０８は、入力される交流電圧を平滑して直流電圧を生成する。電力変換装置１００の第２出力部１４４、即ち整流回路１０８の出力部は、低圧バッテリ１３４に接続されており、整流回路１０８により生成された直流電圧は低圧バッテリ１３４に入力される。これにより、交流電源１２０から供給される電力により低圧バッテリ１３４を充電できる。低圧バッテリ１３４は、補機系負荷１３６に接続されている。低圧バッテリ１３４が放電することにより、補機系負荷１３６に電力が供給される。

図２を参照して、図１に示したシステムは、例えばＰＨＥＶ又はＥＶ等の車両２００に搭載され得る。図２においては、図１に示した構成の一部のみを図示している。車両２００に搭載される電力変換装置１００は、高圧バッテリ１２６及び低圧バッテリ１３４等と共に電源部を構成する。上記したように、高圧バッテリ１２６の出力電力（直流）は、インバータ回路１３０により交流電力に変換されて、モータ１３２を駆動するために使用される。電力変換装置１００は、高圧バッテリ１２６及び低圧バッテリ１３４の間で電圧を変換するために使用される。電力変換装置１００は、高圧バッテリ１２６の出力電圧を低電圧に変換して低圧バッテリ１３４に供給する。これにより、低圧バッテリ１３４は充電され、低圧バッテリ１３４の放電により補機系負荷１３６が作動する。

電力変換装置１００は、上記したように、外部の交流電源から供給される交流電力により高圧バッテリ１２６及び低圧バッテリ１３４を充電するためにも使用され、高圧バッテリ１２６及び低圧バッテリ１３４に適切な充電電圧を供給する。なお、補機系負荷１３６は、エンジン及びモータ等を稼動するのに必要な付属機器であり、主としてセルモータ、オルタネータ、ラジエータクーリングファン等を含む。補機系負荷１３６は、照明、ワイパー駆動部、ナビゲーション装置、エアコン、ヒータ等を含んでもよい。

（回路構成）
図３を参照して、電力変換装置１００の具体的な回路構成を説明する。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４を含む。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４はブリッジ接続されてフルブリッジ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４は、例えばＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されている。図３には、ＦＥＴ内部に形成される寄生ダイオード（ボディダイオード）を示している。

第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８を含む。スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８は、ブリッジ接続されてフルブリッジ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８は、例えばＦＥＴで構成されている。

トランス１０４は、コア１５０と、コア１５０に巻回された第１コイル１５２、第２コイル１５４及び第３コイル１５６と、第１インダクタ（コイル）Ｌ１及び第２インダクタ（コイル）Ｌ２とを含む。第１コイル１５２は、トランス１０４の１次コイルとして機能し、第２コイル１５４及び第３コイル１５６の各々は、トランス１０４の２次コイルとして機能する。第３コイル１５６は、例えば２つのコイルが直列接続され、その接続ノード（以下、センタータップという）が出力端子の１つを担うセンタータップ方式のコイルである。第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２は、誘導成分であればよく、図３においては、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２はトランス１０４の漏れインダクタンスを利用することとし、トランス１０４に含めて図示している。

第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力端子は、直列接続された第１インダクタＬ１及び第１コイル１５２の両端子に接続されている。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力端子は、直列接続された第２インダクタＬ２及び第２コイル１５４に接続されている。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２のノードＮ１及びＮ２（入力部１４０）の間には、ＰＦＣ回路１２２から直流電圧Ｅ１が入力される。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４の各々のオン及びオフが制御部１１０により制御されることにより、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２は、ノードＮ１及びＮ２間に入力される直流電圧Ｅ１を交流電圧に変換してトランス１０４の第１コイル１５２に供給する。これにより第２コイル１５４に発生した交流電圧は、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６に入力され、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８の各々のオン及びオフが制御部１１０により制御されることにより、直流電圧に変換され、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６のノードＮ３及びＮ４間に直流電圧Ｅ２が出力される。即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２、トランス１０４及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。

整流回路１０８は、スイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２と、チョークコイルＬ３と、キャパシタＣ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２は、例えばＦＥＴで構成されている。整流回路１０８の入力端子は第３コイル１５６の両端子に接続されている。チョークコイルＬ３は、一方の端子が第３コイル１５６のセンタータップに接続され、他方の端子がノードＮ５に接続されている。キャパシタＣ１は、ノードＮ５及びＮ６に接続されている。

上記したように、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４の各々のオン及びオフが制御部１１０により制御されることにより、交流電圧が第１コイル１５２に供給されると、第３コイル１５６に交流電圧が発生する。第３コイル１５６に発生した交流電圧は、整流回路１０８に入力され、スイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２の寄生ダイオードに交互に電流が流れることより整流される。チョークコイルＬ３及びキャパシタＣ１は、整流された電流を平滑してチョーク電流ｉ３を生成し、ノードＮ５及びＮ６間に直流電圧Ｖ_ｏｕｔが発生する。即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２、トランス１０４及び整流回路１０８は、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。

整流回路１０８のスイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２のオン及びオフが制御部１１０により制御されなくても、上記したように整流回路１０８は整流動作を行う。整流回路１０８のスイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２のオン及びオフは、制御部１１０により同期整流方式で制御されてもよい。

制御部１１０は、ＣＰＵ１６０、メモリ１６２及びＩ／Ｆ部（インターフェイス部）１６４を含む。メモリ１６２は、ＣＰＵ１６０が実行するプログラムを記憶する。Ｉ／Ｆ部１６４は、ＣＰＵ１６０の制御を受けて、上記したように、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６を構成する各スイッチング素子のオン及びオフを制御するための信号（各スイッチング素子のゲート電圧）を出力する。また、第１出力部１４２及び第２出力部１４４には、電力及び電圧の測定装置（センサ等）（図示せず）が配置されている。Ｉ／Ｆ部１６４は、第１出力部１４２及び第２出力部１４４における測定値を受信し、メモリ１６２に記憶する。記憶された測定値は、後述するようにフィードバック制御において使用される。ＣＰＵ１６０は、メモリ１６２から読出したプログラムを実行することにより、これらの処理を実行する。

上記したように、制御部１１０は、必要に応じて、整流回路１０８を構成するスイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２のオン及びオフを制御してもよい。制御部１１０は、半導体素子（ＰＬＤ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ等）により実現されてもよい。各スイッチング素子は、ＦＥＴ以外の半導体素子、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子であってもよい。

（動作）
図４から図１０を参照して、電力変換装置１００の動作に関して説明する。
図４には、スイッチング素子Ｑ１からＱ８の各々の制御信号（ゲート電圧）と、それにより発生する第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２、インダクタ電圧（Ｖ_Ｌ１＋Ｖ_Ｌ２）及びインダクタ電流ｉとを示す。横軸は時間を表す。全ての時間軸は同じである。即ち、上下方向の点線は同じタイミング（同時刻）を表す。「同じ」とは、完全に一致する場合に限らず、所定範囲の差異（例えば誤差）がある場合をも含む。スイッチング周期に対して時間的差異が十分小さい場合、その差異を誤差として無視でき、同じと解釈できる（以下同様）。また、この意味で使用する「同じ」に該当しないものを、「異なる」という。インダクタ電圧は、第１インダクタＬ１の電圧Ｖ_Ｌ１（図３参照）及び第２インダクタＬ２の電圧Ｖ_Ｌ２（図３参照）の和である。インダクタ電流は、第１インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ｉ（図３参照）である。トランス１０４の第１コイル１５２及び第２コイル１５４の巻き数は等しく、第３コイル１５６においてセンタータップと両端子の各々との間の巻き数は共に、第１コイル１５２（第２コイル１５４）の巻き数の１／ｎであるとする。

スイッチング素子Ｑ１からＱ８は位相シフト方式で制御される。即ち、スイッチング素子Ｑ１からＱ８は全て同じ周期Ｔで制御され、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は交互にデューティ５０％でオンされ、スイッチング素子Ｑ３及びＱ４も交互にデューティ５０％でオンされる。即ち、パルス幅が同じである（上記したように、２つのパルス幅の差がスイッチング周期に対して十分に小さい（例えば数％以下）場合を含む）。スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ１に対して位相差を持って（パルス幅Ｔ０（時間）だけ遅れて）オンされる。パルス幅Ｔ０（時間）の位相差は、角度で表すと２π・Ｔ０／Ｔ（ｒａｄ）である。同様に、スイッチング素子Ｑ５及びＱ６は交互にデューティ５０％でオンされ、スイッチング素子Ｑ７及びＱ８も交互にデューティ５０％でオンされる。スイッチング素子Ｑ７はスイッチング素子Ｑ５に対してパルス幅Ｔ０の位相差を持ってオンされる。さらに、スイッチング素子Ｑ５はスイッチング素子Ｑ１に対して時間Ｔｐの位相差を持ってオンされる。時間Ｔｐの位相差は、角度で表すと２π・Ｔｐ／Ｔ（ｒａｄ）である。このように、時間Ｔｐを位相差として扱うので、以下においては位相差Ｔｐという。

これにより、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン状態又はオフ状態に応じて、半周期（Ｔ／２）は４つの期間（時間ｔ１からｔ４）に区分され、それらに対応して、電力変換装置１００は４種類のモードで動作する。以下、時間ｔ１からｔ４のそれぞれにおける電力変換装置１００の動作モードを、第１から第４モードという。第１モード（時間ｔ１）では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ６及びＱ８がオンであり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５及びＱ７がオフである。第２モード（時間ｔ２）では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５及びＱ８がオンであり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ６及びＱ７がオフである。第３モード（時間ｔ３）では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５及びＱ８がオンであり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６及びＱ７がオフである。第４モード（時間ｔ４）では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５及びＱ７がオンであり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６及びＱ８がオフである。

これにより、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２は、図４に示したように変化する。以下に、各モードに関して具体的に説明する。ここでは、図３に示したように、系統からの電力供給による第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２への入力電圧（ノードＮ１及びＮ２間の電圧）Ｅ１は、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の出力電圧（ノードＮ３及びＮ４間の電圧、即ち高圧バッテリ１２６への入力電圧）Ｅ２よりも大きい（Ｅ１＞Ｅ２＞０）とする。第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２に流れる電流は、交流電源１２０側（電力系統）から高圧バッテリ１２６側に流れる向きを「正」とし、その電流が増加するときをインダクタの「充電」といい、減少するときを「放電」という。

最初に、電力系統と高圧バッテリ間の電力変換動作に関して説明する。
（第１モード）
図５を参照して、第１モードにおいて、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１は、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の入力電圧、即ちノードＮ１及びＮ２間の電圧Ｅ１と等しい（図３参照）。このとき、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２はＤＣ電圧接続モードにあるという。したがって、第１インダクタＬ１には電流が増加する向きに電圧が印加され、第１インダクタＬ１は充電される。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力端子は短絡され、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２は０である。これは、電流が還流している状態であり、Ｖ２＝０であるとき、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は還流モードにあるという。

（第２モード）
図６を参照して、第２モードにおいて、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１は、第１モードと同様に、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の入力電圧、即ちノードＮ１及びＮ２間の電圧Ｅ１と等しい。したがって、第１インダクタＬ１には電流が増加する向きに電圧が印加され、第１インダクタＬ１は充電される。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２は、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の出力電圧Ｅ２と等しくなる。Ｅ１＞Ｅ２であるので、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の出力側（高圧バッテリ１２６側）に電力が伝達される。このとき、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は共に、ＤＣ電圧接続モードにある。

（第３モード）
図７を参照して、第３モードにおいて、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力端子は短絡され、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１は０である。これは、電流が還流している状態であり、上記と同様に、Ｖ１＝０であるとき、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２は還流モードにある。第１インダクタＬ１には電流が減少する向きに電圧が印加され、第１インダクタＬ１は放電する。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２は、第２モードと同様に、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の出力電圧Ｅ２と等しい。第１インダクタＬ１に蓄積されていたエネルギーが放電されることにより、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の出力側（高圧バッテリ１２６側）に電力が伝達される。このとき、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６はＤＣ電圧接続モードにある。

（第４モード）
図８を参照して、第４モードにおいて、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。第３モードと同様に、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力端子は短絡され、Ｖ１＝０である。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力端子も短絡され、Ｖ２＝０である。即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は共に、還流モードにある。このとき、素子の抵抗等を無視すると、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２に印加される電圧は０になる。第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２の各々に流れる電流は還流し、高圧バッテリ１２６側には電力は伝達されない。

上記をまとめると、表１のようになる。インダクタ電圧（Ｖ_Ｌ１＋Ｖ_Ｌ２）は、Ｅ１、Ｅ２、Ｖ１及びＶ２の電圧の正方向（図３の上向きの矢印参照）を考慮して算出されている。

したがって、第１から第４モードにおいて、Ｖ１、Ｖ２及びインダクタ電圧（Ｖ_Ｌ１＋Ｖ_Ｌ２）は、図４に示したように変化する。Ｖ２は、Ｖ１に対して位相差Ｔｐを有する。即ち、Ｖ２の立上りタイミングは、Ｖ１の立上りタイミングから位相差Ｔｐだけ遅れている。

１周期の後半の半周期も、前半の半周期と同様に４つの区間に区分でき、電力変換装置１００は４種類のモードで動作する。第１から第４モードの各々をＴ／２ずらした後半の半周期における各期間の動作は、対応する第１から第４モードと同様に動作する。但し、各スイッチング素子のオン状態及びオフ状態が逆になるので、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２に流れる電流は前半の半周期とは逆になる。即ち、図４に示したように、後半の半周期のＶ１、Ｖ２及びインダクタ電圧（Ｖ_Ｌ１＋Ｖ_Ｌ２）は、前半の半周期のＶ１、Ｖ２及びインダクタ電圧を、０を基準として反転した値（符号の正負を逆にした値）になる。Ｖ１、Ｖ２及びインダクタ電圧の各々は、周期Ｔで変化する。

表１に示した値から、インダクタ電流ｉの変化量を算出できる。インダクタンスＬを有するインダクタの両端に印加する直流電圧をＥとし、時間ΔＴの間の電流変化量をΔＩとすると、ΔＩ＝Ｅ・ΔＴ／Ｌ となる。電圧Ｅ及び時間ΔＴに、表１のインダクタ電圧及び期間を用いると、第１から第３モードにおけるインダクタ電流ｉの変化量Δｉは、下記の式１から式３で表される。なお、第４モードのインダクタ電流の変化量は０（ゼロ）である。式中のＬ１及びＬ２は、それぞれ第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２のインダクタンスを表す。

図４に示したインダクタ電流の波形には、各頂点にＡからＩの記号を付している。点Ａから点Ｂへの電流の変化量（点Ａの電流値と点Ｂの電流値との差）は、式１で表される。点Ｂから点Ｃへの電流の変化量は、式２で表される。点Ｃから点Ｄへの電流の変化量は、式３で表される。点Ｄから点Ｅへの電流の変化量は０である。

１周期の後半の半周期に関しても、同様に算出できる。即ち、点Ｅから点Ｆへの電流の変化量は、式１で表される値の符号を反転した負の値である。点Ｆから点Ｇへの電流の変化量は、式２で表される値の符号を反転した負の値である。点Ｇから点Ｈへの電流の変化量は、式３で表される値の符号を反転した正の値である。点Ｈから点Ｉへの電流の変化量は０である。

図４から、インダクタ電流ｉの最大値と最小値との差（Ｐｅａｋ－ｔｏ－ｐｅａｋ値）ΔＩｐｐは、点Ｃから点Ｄへの電流変化量の絶対値、点Ｅから点Ｆへの電流変化量の絶対値、及び、点Ｆから点Ｇへの電流変化量の絶対値の合計値であり、式４で表される。

第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６におけるスイッチング素子の接続及びその制御信号の対称性を考慮すると、ΔＩｐｐの中央値（ΔＩｐｐ／２）が０Ａ（アンペア）になる。このことを考慮して、点Ａから点Ｉの電流値を算出できる。その結果を図９に示す。図９は、図４の最下段に示したインダクタ電流波形の１周期を示している。

半周期当たりに高圧バッテリ１２６に伝送されるエネルギー量（電力Ｐ）は、第１から第４モードにおけるインダクタ電流と高圧バッテリ１２６の電圧との積を時間積分して得られる。第１モード及び第４モードにおいては、高圧バッテリ１２６の電圧は０（Ｖ２＝０）であるので、第２モード及び第３モードにおけるインダクタ電流と高圧バッテリ１２６の電圧との積を時間積分すればよい。表１に示した電圧Ｖ２と図９に示したインダクタ電流の値とを用いて、電力Ｐは式５のように表される。

式５を、半周期の時間（Ｔ／２）で除して単位時間当たりの伝送エネルギー、即ち平均伝送電力に換算すると、式６が得られる。

式６から、電力Ｐは、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐに依存することが分かる。したがって、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐの少なくとも一方を調整することにより、電力Ｐを所望の値に設定できる。

上記では、系統側の電力を高圧バッテリに供給する場合を説明したが、これに限定されない。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２、トランス１０４及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の回路構成は、トランス１０４を挟んで、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６が対称であるので、同様の制御を行うことにより、高圧バッテリ１２６から交流電源１２０側に電力を供給することができる。但し、位相差Ｔｐを負（Ｔｐ＜０）にする、即ち電圧Ｖ１に対する電圧Ｖ２のタイミング（例えば、立上りのタイミング）が早くなるようにスイッチング素子を制御する必要がある。

次に、電力系統及び低圧バッテリ間の電力変換動作に関して説明する。図１０には、図４と同様に、スイッチング素子Ｑ１からＱ８の各々の制御信号（ゲート電圧）と、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１と、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２と、それらにより発生する第３コイル１５６の電圧及びチョーク電流とを示している。第３コイル１５６の電圧は、センタータップと第３コイル１５６の端子との間の電圧、即ち、第３コイル１５６の両端間の電圧Ｖ３の１／２の電圧（以下、Ｖ３／２と表記）である（図３参照）。チョーク電流はチョークコイルＬ３を流れるチョーク電流ｉ３（図３参照）である。

（第１モード）
図５を参照して、第１モードにおいて、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び整流回路１０８には、太線の矢印で示したように電流が流れる。図３に示したトランス１０４のうちコア１５０、第１コイル１５２、第２コイル１５４及びその周辺の回路は、図１１に示す等価回路で表される。電源１７２及び１７４はそれぞれ、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６を表す。上記したように、第１モードにおいてはＶ２＝０であるので、トランス１７０の電圧は、電圧Ｖ１が第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２とで分圧された値となる。また、上記したように、Ｖ１は、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の入力電圧、即ちノードＮ１及びＮ２間の電圧Ｅ１と等しい。よって、トランス１７０の電圧は、Ｌ２・Ｅ１／（Ｌ１＋Ｌ２）となる。第３コイル１５６の巻き数は、第２コイル１５４の巻き数の１／ｎであるので、第３コイル１５６のセンタータップと端子との間に発生する電圧（Ｖ３／２）、即ち、図１０に示した第１モードにおけるＶ３１は、Ｌ２・Ｅ１／｛ｎ・（Ｌ１＋Ｌ２）｝ となる。したがって、チョークコイルＬ３の両端の電圧は、Ｌ２・Ｅ１／｛ｎ・（Ｌ１＋Ｌ２）｝－Ｖ_ｏｕｔ となり、第１モードの期間（ｔ１＝Ｔｐ）におけるチョーク電流ｉ３の変化量Δｉ３は、式７で表される。式中、Ｌ３は、チョークコイルＬ３のインダクタンスを表す。

（第２モード）
図６を参照して、第２モードにおいて、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び整流回路１０８には、太線の矢印で示したように電流が流れる。上記したように、第２モードにおいては、電圧Ｖ２は第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の出力電圧Ｅ２と等しくなるので、トランス１７０の電圧は、電圧Ｖ１及びＶ２の間の値、即ち、（Ｌ２・Ｅ１＋Ｌ１・Ｅ２）／（Ｌ１＋Ｌ２） となる。第３コイル１５６のセンタータップと端子との間に発生する電圧（Ｖ３／２）、即ち、図１０に示した第２モードにおけるＶ３２は、（Ｌ２・Ｅ１＋Ｌ１・Ｅ２）／｛ｎ・（Ｌ１＋Ｌ２）｝ となる。したがって、チョークコイルＬ３の両端の電圧は、（Ｌ２・Ｅ１＋Ｌ１・Ｅ２）／｛ｎ・（Ｌ１＋Ｌ２）｝－Ｖ_ｏｕｔ となり、第２モードの期間（ｔ２＝Ｔ０－Ｔｐ）におけるチョーク電流ｉ３の変化量Δｉ３は式８で表される。

（第３モード）
図７を参照して、第３モードにおいて、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び整流回路１０８には、太線の矢印で示したように電流が流れる。上記したように、第３モードにおいてはＶ１＝０であるので、トランス１７０の電圧は、電圧Ｖ２が第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２とで分圧された値となる。また、上記したように、Ｖ２は、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の出力電圧、即ちノードＮ３及びＮ４間の電圧Ｅ２と等しい。よって、トランス１７０の電圧は、Ｌ１・Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）となる。第３コイル１５６のセンタータップと端子との間に発生する電圧（Ｖ３／２）、即ち、図１０に示した第３モードにおけるＶ３３は、Ｌ１・Ｅ２／｛ｎ・（Ｌ１＋Ｌ２）｝ となる。したがって、チョークコイルＬ３の両端の電圧は、Ｌ１・Ｅ２／｛ｎ・（Ｌ１＋Ｌ２）｝－Ｖ_ｏｕｔ となり、第３モードの期間（ｔ３＝Ｔｐ）におけるチョーク電流ｉ３の変化量Δｉ３は、式９で表される。

（第４モード）
図８を参照して、第４モードにおいて、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び整流回路１０８には、太線の矢印で示したように電流が流れる。上記したように、第４モードにおいては、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力端子は短絡され、Ｖ１＝０であり、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力端子は短絡され、Ｖ２＝０である。よって、トランス１７０の電圧は０であり、第３コイル１５６のセンタータップと端子との間に発生する電圧（Ｖ３／２）は０である。したがって、チョークコイルＬ３の両端の電圧は－Ｖ_ｏｕｔ となり、第４モードの期間（ｔ４＝Ｔ／２－Ｔｐ）におけるチョーク電流ｉ３の変化量Δｉ３は、式１０で表される。

なお、図１０において、第１及び第２モードの間、チョーク電流ｉ３が増加し、第３モードの間、チョーク電流が減少しているが、上記の式７から式９から分かるように、Ｅ１、Ｅ２、Ｌ１、Ｌ２及びＶ_ｏｕｔの値によっては、チョーク電流ｉ３の増減方向は図１０と逆になり得る。

定常状態においては、第１から第４モードにおけるチョーク電流ｉ３の変化量Δｉ３の合計が０になることを考慮すると、Ｖ_ｏｕｔに関して式１１が得られる。

式１１から、整流回路１０８の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、パルス幅Ｔ０に依存することが分かる。したがって、パルス幅Ｔ０を調整することにより、整流回路１０８の出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、即ち低圧バッテリ１３４に供給する電圧を、所望の値に設定できる。

以上のように、電力変換装置１００は、高圧バッテリ１２６に電力を供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータの機能と、低圧バッテリ１３４に電力を供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータの機能とを、共通の回路要素（第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及びトランス１０４）を用いて実現しているので、従来よりも小型及び軽量である。これに加えて、電力変換装置１００においては、電力変換装置１００が適用されるシステムで使用されるＥ１、Ｅ２、Ｌ１、Ｌ２及びＴの値と、式６及び式１１とを用いて、Ｐ及びＶ_ｏｕｔがそれぞれ所望の値になるように、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐを決定できる。例えば、系統側の電圧（Ｅ１）、高圧バッテリ側の電圧（Ｅ２）、低圧バッテリ１３４（例えば、鉛バッテリ）に供給する電圧（Ｖ_ｏｕｔ）に応じて、パルス幅Ｔ０を調整し、外部からの充放電要求指示に応じて、位相差Ｔｐを調整すれば、各回路ブロック間の電力伝達を任意に制御できる。

第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６をフルブリッジ回路で構成し、位相シフト方式で制御することにより、後述するように、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の間で双方向に電力供給が可能になる。第３コイル１５６にセンタータップ方式のコイルを採用することにより、センタータップを有さないコイルと比較して実効電流が半分になるので、第３コイル１５６に細い巻線を使用でき、トランス１０４を小型化できる。

上記では、トランス１０４の漏れインダクタンスを第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２として利用したが、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２は、トランス１０４に外付けされるコイルにより実現されてもよい。第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２を、外付けのコイルにより実現することにより、各回路ブロック間の電力の流れと出力電圧とを、より確実に独立に制御できる。なお、第１インダクタＬ１を外付けのコイルにより実現する場合、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１は、直列接続された第１コイル１５２及び外付けのコイルの両端に供給される。第２インダクタＬ２を外付けのコイルにより実現する場合、直列接続された第２コイル１５４及び外付けのコイルの両端の電圧が、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２となる。

（フィードバック制御）
式６及び式１１は、理想的な状態におけるものであるので、電力変換装置１００をシステムに適用する場合、必要に応じて、各回路ブロックの電圧及び電力を測定してフィードバック制御を行うことが好ましい。例えば、図１の構成において、第１出力部１４２及び第２出力部１４４のそれぞれに電力測定装置及び電圧測定装置（センサ等）を設けて、測定された信号を制御部１１０のＩ／Ｆ部１６４に入力する。これにより、ＣＰＵ１６０は、取得したデータ（例えば、Ｉ／Ｆ部１６４に入力されたアナログ信号をＡＤ変換した値）を用いて、現在の電力Ｐ及び出力電圧Ｖ_ｏｕｔを、それぞれの所望の値（予めメモリ１６２に記憶されている値）と比較して、フィードバック制御できる。これにより、誤差要因があっても、所望の電力伝達を実現できる。

図１２を参照して、制御部１１０によるフィードバック制御に関して説明する。図１２の処理は、制御部１１０のＣＰＵ１６０により実行される。

ステップ３００において、ＣＰＵ１６０は、メモリ１６２に予め記憶されている制御条件を初期値として読出す。その後、制御はステップ３０２に移行する。初期値には、Ｔ、Ｔ０、Ｔｐ、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、ｎ（巻数比を表す実数）、Ｅ１、Ｅ２、Ｐ及びＶ_ｏｕｔが含まれる。ここで、Ｐ及びＶ_ｏｕｔの初期値は目標値である。ＣＰＵ１６０は、読出したＴ、Ｔ０及びＴｐを用いて、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン及びオフを制御するための制御信号（例えばＦＥＴのゲート電圧）を、図４に示したタイミングで出力する。

ステップ３０２において、ＣＰＵ１６０は、第１出力部１４２及び第２出力部１４４に設けられた測定装置から、電力及び電圧を、Ｉ／Ｆ部１６４を介して取得する。その後、制御はステップ３０４に移行する。Ｉ／Ｆ部１６４に入力された信号は、デジタルデータとしてメモリ１６２に記憶される。

ステップ３０４において、ＣＰＵ１６０は、メモリ１６２から、ステップ３０２で記憶した電力を読出してＰの初期値と比較し、両者の差（電力差）が所定の範囲内にあるか否かを判定する。電力差が所定範囲内にあると判定された場合、制御はステップ３０８に移行する。そうでなければ、制御はステップ３０６に移行する。

ステップ３０６において、ＣＰＵ１６０は、スイッチング素子の制御に現在使用しているパルス幅Ｔ０を、ステップ３０４で算出した電力差が小さくなるように変更する。即ち、ＣＰＵ１６０は、式６にしたがって、電力差が小さくなるように新たにパルス幅Ｔ０を決定し、その値を用いて、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン及びオフを制御するための制御信号を出力する。その後、制御はステップ３０８に移行する。

ステップ３０８において、ＣＰＵ１６０は、メモリ１６２からステップ３０２で記憶した電圧を読出してＶ_ｏｕｔの初期値と比較し、両者の差（電圧差）が所定の範囲内にあるか否かを判定する。電圧差が所定範囲内にあると判定された場合、制御はステップ３１２に移行する。そうでなければ、制御はステップ３１０に移行する。

ステップ３１０において、ＣＰＵ１６０は、スイッチング素子の制御に現在使用している位相差Ｔｐを、ステップ３０４で算出した電圧差が小さくなるように変更する。即ち、ＣＰＵ１６０は、式１１にしたがって、電圧差が小さくなるように新たに位相差Ｔｐを決定し、その値を用いて、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン及びオフを制御するための制御信号を出力する。その後、制御はステップ３１２に移行する。

ステップ３１２において、ＣＰＵ１６０は、スイッチング素子のオン及びオフの制御を終了するか否かを判定する。終了すると判定された場合、ＣＰＵ１６０は本プログラムを終了する。そうでなければ、制御はステップ３０２に戻り、上記した処理を繰返す。終了の指示は、例えば、電力変換装置１００への電力供給が停止されることにより成される。

以上により、誤差要因があっても、電力Ｐ及び出力電圧Ｖ_ｏｕｔの各々を、メモリ１６２から読出した初期値に維持できる。なお、図１２に示したフローチャートは種々変更され得る。例えば、電力差及び電圧差の判定に関する処理の順序を入換えてもよい。また、新たにパルスＴ０及び位相差Ｔｐを決定する処理を、電力差及び電圧差の判定の後にまとめて実行してもよい。また、電力を直接測定する代わりに、電流及び電圧を測定して電力を算出してもよい。

（車載の電力変換装置の動作）
図１３から図１５を参照して、車載された電力変換装置１００の動作を説明する。図１３から図１５においては、図１に示した構成のうち、高圧バッテリ１２６、昇圧回路１２８、インバータ回路１３０、モータ１３２、低圧バッテリ１３４及び補機系負荷１３６を図示していない。

（車両の充電動作）
図１３は、車両２００が電力系統に接続され、高圧バッテリ１２６及び低圧バッテリ１３４を充電する状態を示す。このときの電力変換装置１００の動作を、車両の充電動作という。上記したように、交流電源１２０から供給される交流電圧は、ＰＦＣ回路１２２により直流電圧に変換され、電力変換装置１００の入力部１４０に入力される。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６が制御部１１０による制御を受けて、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２、トランス１０４及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６がＤＣ／ＤＣコンバータとして機能することにより、入力部１４０に入力された直流電圧は、高圧バッテリ１２６の充電に適した直流電圧に変換される。変換後の直流電圧は、第１出力部１４２から高圧バッテリ１２６に供給される。また、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２、トランス１０４及び整流回路１０８がＤＣ／ＤＣコンバータとして機能することにより、入力部１４０に入力された直流電圧は、低圧バッテリ１３４の充電に適した直流電圧に変換される。変換後の直流電圧は、第２出力部１４４から低圧バッテリ１３４に供給される。これにより、図１３において太線の矢印で示すように電力が供給され、高圧バッテリ１２６及び低圧バッテリ１３４は充電される。高圧バッテリ１２６の適切な充電電力及び低圧バッテリ１３４の充電に適した直流電圧は、上記したように、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６が、位相差Ｔｐを有する制御信号（図４に示したスイッチング素子Ｑ１からＱ８の制御信号）により制御され、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐが調整されることにより生成される。

（車両走行時）
図１４は、車両２００の走行中等、車両２００が電力系統に接続されていない状態を示す。このとき、例えば、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は同じ位相の制御信号により、即ち、図４に示したスイッチング素子Ｑ１からＱ８の制御信号において、Ｔｐ＝０とした制御信号により制御される。式６において、Ｔｐ＝０とするとＰ＝０となり、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の間で長期的な意味での電力伝送がないことが分かる。高圧バッテリ１２６の放電により、図１４において太線の矢印で示すように、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６、トランス１０４及び整流回路１０８を介して、低圧バッテリ１３４に電力が供給される。

また、車両２００が電力系統に接続されていない状態において、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２を停止し、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６を駆動させてもよい。停止とは、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２が、電気回路としての動作を行わない状態を意味する。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２を停止させるには、例えば、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２を構成するスイッチング素子Ｑ１からＱ４の全てをオフにすればよい。これにより、電力系統側のキャパシタ１２４の電圧が所定の値（例えば、高圧バッテリ１２６の電圧と等しい値）まで上昇するが、その後は、電力系統に電流が流れることはない。即ち、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６から第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２への電力伝送はなくなる。上記と同様に、高圧バッテリ１２６の放電により、図１４において太線の矢印で示すように、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６、トランス１０４及び整流回路１０８を介して、低圧バッテリ１３４に電力が供給される。

（車両の放電動作）
図１５は、車両２００が電力系統に接続されており、高圧バッテリ１２６が放電している状態を示す。このときの電力変換装置１００の動作を、車両の放電動作という。上記した車両の充電動作と、ここで説明する車両の放電動作とを合せて、車両の充放電動作という。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２、トランス１０４及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は対称に構成されており、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路（第１変換回路）１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路（第２変換回路）１０６の役割を入換えて動作させることができる。即ち、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６を第１変換回路とし、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２を第２変換回路として、図１５において、左向きの太線の矢印で示すように、高圧バッテリ１２６側から交流電源１２０側に電力を供給できる。このとき、制御部１１０は、位相差Ｔｐを負（Ｔｐ＜０）に設定して、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６を構成するスイッチング素子Ｑ１からＱ８を制御すればよい。高圧バッテリ１２６の放電により電力系統側に供給される電力は、電力会社に販売しても、図１６に示すように、電気製品等の負荷１４８に供給されてもよい。高圧バッテリ１２６から負荷１４８に電力を供給する場合、電力系統の有無は任意である。なお、高圧バッテリ１２６から電力系統側に電力が供給される場合、上記した車両２００の走行時と同様に、低圧バッテリ１３４側へも電力供給できる（図１５及び図１６における右向きの矢印参照）。

このとき、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２からＰＦＣ回路１２２への入力電圧（キャパシタ１２４の両端の電圧）に適した直流電圧、及び、低圧バッテリ１３４の充電に適した直流電圧は、上記と同様に生成される。即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６が、位相差Ｔｐ（Ｔｐ＜０）を有する制御信号（図４に示したスイッチング素子Ｑ１からＱ８の制御信号）により制御され、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐが調整されることにより生成される。したがって、車両の充電動作に関して、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の入力電圧Ｅ１に対して、高圧バッテリ１２６の適切な充電電力及び低圧バッテリ１３４の充電に適した直流電圧が生成されるように、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐを調整しておけば、車両の放電動作にもそれらの値を使用できる。即ち、調整後のパルス幅Ｔ０と同じパルス幅、及び、調整後の位相差Ｔｐと絶対値が同じであり符号が逆（負）である位相差を使用してスイッチング素子を制御すれば、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２から電力系統側又は負荷１４８に適切な電力を供給し、低圧バッテリ１３４の充電に適した直流電圧を供給できる。

また、車両の放電動作に関して、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｅ２に対して、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電力が所望の電力になり、低圧バッテリ１３４の充電に適した直流電圧が生成されるように、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐを調整してもよい。車両の充電動作において、調整後のパルス幅Ｔ０と同じパルス幅、及び、調整後の位相差Ｔｐと絶対値が同じであり符号が逆である位相差を使用できる。なお、車両の充電動作と車両の放電動作とにおいて、同じパルス幅Ｔ０と、絶対値が同じ位相差Ｔｐ（符号は逆）とを使用しなくてもよい。即ち、車両の充電動作及び車両の放電動作の各々において独立に、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐを調整してもよい。

電力系統側に電力を供給するためには、ＰＦＣ回路１２２が双方向であることが必要である。例えば、図１７に示すように、ＰＦＣ回路１２２を構成するデバイスにＦＥＴ等の能動素子を使用することにより、双方向動作が可能となる。

（第１変形例）
上記では、図３において、第１コイル１５２の巻き数、第２コイル１５４の巻き数、及び、第３コイル１５６のセンタータップと端子との間の巻き数の比が、ｎ：ｎ：１（ｎは正の実数）である場合を説明したが、これに限定されない。第１コイル１５２の巻き数、第２コイル１５４の巻き数、及び、第３コイル１５６のセンタータップと端子との間の巻き数の比が、ｎ１：ｎ２：１（ｎ１及びｎ２は、ｎ１≠ｎ２である正の実数）であってもよい。その場合、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２、トランス１０４及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の回路は、図１８に示した等価回路と考えることができる。さらに、図１８の回路は、図１９の等価回路と考えることができる。したがって、上記した式において、Ｌ２及びＥ２を、それぞれ（ｎ１／ｎ２）^２・Ｌ２、及び、（ｎ１／ｎ２）・Ｅ２ に置き換えればよい。これにより、式６及び式１１から式１２及び式１３を得ることができる。

式１２及び式１３から、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６間で伝送される電力Ｐは、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐに依存し、整流回路１０８の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、パルス幅Ｔ０に依存することが分かる。したがって、式１２及び式１３を用いて、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐを調整することにより、電力Ｐ及び出力電圧Ｖ_ｏｕｔの各々を独立に所望の値にできる。なお、必要に応じて、上記したように、各回路ブロックの電圧及び電力を測定してフィードバック制御を行うことが好ましい。

電力変換装置１００は、図３に示したように第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２と第１コイル１５２との間にキャパシタを含まない回路構成である。これにより、図１０を参照して電力系統及び低圧バッテリ間の電力変換に関して説明したように、第３コイル１５６の電圧Ｖ３を精度よく制御できる。即ち、パルス幅Ｔ０を調整し、第３コイル１５６の交流電圧Ｖ３を整流回路１０８により整流するだけで、所望の出力電力Ｖ_ｏｕｔを生成できる。したがって、Ｂｕｃｋ降圧回路（降圧コンバータ）等の電圧を調整するための回路は不要であり、部品点数を低減し、費用を低減できる。

（第２実施形態）
上記した第１実施形態に関して、図４に示したスイッチング素子Ｑ１からＱ８の制御方法においては、ハードスイッチングが含まれており、スイッチング時の電力損失（以下、スイッチング損失という）が発生する。これを改善するために、第２実施形態においては、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン時の動作がソフトスイッチングになるように制御する。

スイッチング素子のオンオフ制御においてはスイッチング損失を考慮することが好ましい。図２０を参照して、通常、スイッチング素子がオフ状態からオン状態に変化するときの過渡期間において、破線で示す電流は０（Ａ）から所定電流値Ｉ０まで上昇し、実線で示す電圧は所定電圧Ｖ０から０（Ｖ）まで低下する。このとき、スイッチング損失は、電圧及び電流の積を過渡期間にわたって積分することにより得られる。図３に示したスイッチング素子Ｑ１からＱ８のいずれかがオフ状態からオン状態に変化するとき、そのスイッチング素子のオフ状態において寄生ダイオードに電流が流れていれば、そのスイッチング素子のソース及びドレイン間の電圧は０であり、スイッチング損失は発生しない。なお、０は、数学的なゼロを意味せず、実質的にゼロと解釈可能な値であり、寄生ダイオードの順方向電圧の値をも含む。

図２１及び図２２は、図４に示した電力変換装置１００の第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２を示す。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２に関して、例えば、図２１に示すように電流が流れている状態（スイッチング素子Ｑ１はオフ）において、スイッチング素子Ｑ１をオンさせる場合を考える。スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードに電流が流れているので、スイッチング素子Ｑ１のソース及びドレイン間の電圧（ノードＮ１及びＮ７間の電圧）は０であり、スイッチング素子Ｑ１のオン動作においてスイッチング損失は生じない。即ち、この場合のスイッチング素子Ｑ１のオン動作は、ソフトスイッチングである。このとき、ノードＮ１及びＮ２間の電圧Ｅ１は、ノードＮ２及びＮ７間の電圧と等しい。

一方、例えば、図２２に示すように電流が流れている状態（スイッチング素子Ｑ１はオフ）において、スイッチング素子Ｑ１をオンさせる場合を考える。スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードには電流が流れておらず、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードには電流が流れているので、スイッチング素子Ｑ１のソース及びドレイン間の電圧（ノードＮ１及びＮ７間の電圧）はＥ１である。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオン動作においてスイッチング損失が生じ、この場合のスイッチング素子Ｑ１のオン動作は、ハードスイッチングである。このとき、ノードＮ２及びＮ７間の電圧は０である。

第１インダクタＬ１に流れる電流方向に着目すると、スイッチング素子Ｑ１に関しては、電流方向が正方向（交流電源１２０側（電力系統）から高圧バッテリ１２６側に流れる方向）であれば、そのオン動作はソフトスイッチングとなる。電流方向が負方向（高圧バッテリ１２６側から交流電源１２０側に流れる方向）であれば、スイッチング素子Ｑ１のオン動作はハードスイッチングとなる。同様にして、図４に示したタイミングチャートに関して、各スイッチング素子のオン動作がソフトスイッチングとなる条件を検討する。図２３に示すスイッチング素子Ｑ１からＱ８のタイミングチャートは、図４に示したものと同じである。図２３においては、インダクタ電圧の波形を示さず、各動作モードの開始タイミングを、ｓ１からｓ９を付した下向きの矢印で示している。周期Ｔで繰返されるので、タイミングｓ９はタイミングｓ１と同じである。

タイミングｓ１からｓ８において、それぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ５、Ｑ３、Ｑ７、Ｑ２、Ｑ６、Ｑ４及びＱ８が順にオンする。表２に、タイミングｓ１からｓ８の各々におけるオン動作がソフトスイッチングとなる条件を、各タイミングの直前における第１インダクタＬ１に流れる電流方向を用いて示す。

例えば、タイミングｓ１においてスイッチング素子Ｑ１のオン動作がソフトスイッチングになるためには、上記したように、その直前における第１インダクタＬ１に流れる電流方向は負方向であることが必要である。タイミングｓ２においてスイッチング素子Ｑ５のオン動作がソフトスイッチングになるためには、その直前における第１インダクタＬ１に流れる電流方向は正方向であることが必要である。タイミングｓ３からｓ８に関しても同様にして、表２に示したように電流方向が決定される。

図２３（図４）に示したインダクタ電流（第１インダクタＬ１に流れる電流）を、表２に示した電流方向と比較すると、タイミングｓ１からｓ３及びｓ５からｓ７に関しては整合しており、ソフトスイッチングの条件を満たしている。一方、タイミングｓ４及びｓ８に関しては整合しておらず、ソフトスイッチングの条件を満たしていない。即ち、タイミングｓ４におけるスイッチング素子Ｑ７のオン動作、及び、タイミングｓ８におけるスイッチング素子Ｑ８のオン動作はハードスイッチングであり、スイッチング損失が発生する。

図２３（図４）に示したインダクタ電流は、図９に示したように、電圧Ｅ１及びＥ２の値に依存する。例えば、点Ａの電流値は、Ｅ１＞Ｅ２であれば、図２３に示したように負であるが、Ｅ１＜Ｅ２であれば正になる。また、点Ｄ及び点Ｅの電流値は、Ｅ１＞Ｅ２であれば、図２３に示したように正であるが、Ｅ１＜Ｅ２であれば負になる。したがって、Ｅ１＜Ｅ２の場合には、インダクタ電流は、タイミングｓ４及びｓ７において、表２と整合するが、タイミングｓ１及びｓ５において、表２と整合せず、依然として、ハードスイッチングが存在する。

図４及び図２３に示した制御方法にはハードスイッチングが存在することは、シミュレーションによっても確認できた。図２４は、図３に示した電力変換装置１００を、図２３（図４）に示した制御方法により動作させたシミュレーション結果を示す。図２４には、繰返し制御における前半の半周期（タイミングｓ１からｓ４）においてオンするスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５及びＱ７に関する波形、並びに、それにより生成される電圧Ｖ１及びＶ２を示す。縦軸は電圧を表し、横軸は時間を表す。全ての時間軸は同じであり、横軸の１目盛りは１００ｎｓｅｃ（ナノ秒）である。Ｅ１＞Ｅ２であり（Ｅ１＝５００Ｖ、Ｅ２＝４００Ｖ）、電圧Ｖ１を実線で示し、電圧Ｖ２を破線で示す。各スイッチング素子の波形に関しては、ゲート－ソース間電圧を実線で表し、ドレイン－ソース間電圧を破線で表す。

一点鎖線の楕円で示された期間は、矢印で示すタイミングｓ１からｓ４の各々に関して、対応するスイッチング素子がオンするときの過渡期間である。タイミングｓ１からｓ３に関しては、スイッチング素子がオンするとき（ゲート－ソース間電圧（実線）がローレベルからハイレベルに変化するとき）よりも少し前に、ドレイン－ソース間電圧（破線）が０になっている。したがって、スイッチング損失が発生せず、ソフトスイッチングが実現されている。一方、タイミングｓ４に関しては、ゲート－ソース間電圧（実線）がローレベルからハイレベルに変化するときよりも前には、ドレイン－ソース間電圧（破線）は０になっていない。したがって、タイミングｓ４におけるオン動作は、ハードスイッチングであり、スイッチング損失が発生する。

スイッチング素子のオン動作がハードスイッチングとなるのは、電圧Ｖ１及びＶ２が共に０であり（第４モード）、インダクタ電流が一定である期間が存在することが原因である。即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６が共に還流モードである期間が存在することが原因である。以下に示すように、第２実施形態により、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６が同時に還流モードにならないように（インダクタ電流が一定にならないように）できる。

（回路構成）
本実施形態の電力変換装置は、図３に示した電力変換装置１００と同じであるので、重複説明を行わない。以下の説明においては、図３を参照する。

（動作）
図２５を参照して、電力変換装置１００の動作に関して説明する。図２５には、図４及び図２３と同様に、スイッチング素子Ｑ１からＱ８の各々の制御信号（ゲート電圧）と、それにより発生する第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２、第３コイル１５６の電圧及びインダクタ電流ｉとを示す。横軸は時間を表す。全ての時間軸は同じである。第３コイル１５６の電圧は、センタータップと第３コイル１５６の端子との間の電圧、即ち、第３コイル１５６の両端間の電圧Ｖ３の１／２の電圧（Ｖ３／２と表記）である（図３参照）。インダクタ電流は、第１インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ｉ（図３参照）である。トランス１０４に関して、第１コイル１５２の巻き数、第２コイル１５４の巻き数、及び、第３コイル１５６のセンタータップと端子との間の巻き数の比は、ｎ１：ｎ２：１（ｎ１≠ｎ２）である。

図４及び図２３と同様に、スイッチング素子Ｑ１からＱ８は位相シフト方式で制御される。スイッチング素子Ｑ１からＱ８は全て同じ周期Ｔで制御され、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は交互にデューティ５０％でオンされ、スイッチング素子Ｑ３及びＱ４も交互にデューティ５０％でオンされる。即ち、パルス幅が同じである（２つのパルス幅の差がスイッチング周期に対して十分に小さい（例えば数％以下）場合を含む）。スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ１に対して位相差を持ってオンされる。位相差は、図４及び図２３とは異なり、パルス幅Ｔ／２（時間）であり、角度で表すとπ（ｒａｄ）である。したがって、図４及び図２３の場合とは異なり、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４は同時にオンされ、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３は同時にオンされる。スイッチング素子Ｑ５及びＱ６は交互にデューティ５０％でオンされ、スイッチング素子Ｑ７及びＱ８も交互にデューティ５０％でオンされる。スイッチング素子Ｑ７はスイッチング素子Ｑ５に対してパルス幅Ｔ０の位相差を持ってオンされる。さらに、スイッチング素子Ｑ５はスイッチング素子Ｑ１に対して時間Ｔｐの位相差を持ってオンされる。時間Ｔｐの位相差は、角度で表すと２π・Ｔｐ／Ｔ（ｒａｄ）である。時間Ｔｐを位相差として扱うので、第１実施形態と同様に、以下においても位相差Ｔｐという。

これにより、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン状態又はオフ状態に応じて、半周期（Ｔ／２）は３つの期間（時間ｔ１からｔ３）に区分され、１周期は、１２種類のモードに区分される。図２５において、各モードの期間を、ｍ１からｍ１３を付した矢印で表す。モードｍ１３は、モードｍ１と同じモードであるが、次の周期におけるモードであるので便宜上ｍ１３と表記している。モードｍ１、ｍ３、ｍ５、ｍ７、ｍ９及びｍ１１は、いずれかのスイッチング素子がオンするタイミングに対応し、スイッチング素子がオンする直前からオンするまでの短期間を表す。例えば、モードｍ１においては、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４がオンし、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３がオフする。モードｍ３においては、スイッチング素子Ｑ８がオンし、スイッチング素子Ｑ７がオフする。モードｍ５においては、スイッチング素子Ｑ５がオンし、スイッチング素子Ｑ６がオフする。後半の半周期におけるモードｍ７、ｍ９及びｍ１１においては、それぞれモードｍ１、ｍ３及びｍ５とは、オンオフするスイッチング素子が逆になる。例えば、モードｍ７においては、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３がオンし、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４がオフする。

モードｍ２、ｍ４、ｍ６、ｍ８、ｍ１０及びｍ１２は、モードｍ１、ｍ３、ｍ５、ｍ７、ｍ９及びｍ１１のうち、隣接するモードにより挟まれる期間を表す。例えば、モードｍ２は、モードｍ１及びｍ３の間の期間を表し、モードｍ４は、モードｍ３及びｍ５の間の期間を表す。モードｍ２、ｍ４、ｍ６、ｍ８、ｍ１０及びｍ１２においては、各スイッチング素子の状態が維持され、いずれのスイッチング素子のオンオフ動作も行われない。

これにより、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２、及び、第３コイル１５６の電圧Ｖ３／２は、図２５に示したように変化する。第１実施形態（図３参照）と同様に、系統からの電力供給による第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２への入力電圧Ｅ１は、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の出力電圧Ｅ２よりも大きい（Ｅ１＞Ｅ２＞０）としている。

以下に、図２６から図３２を参照して、各モードに関して具体的に説明する。図２６から図３２には、電力変換装置１００の構成要素のうち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２、トランス１０４及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６のみを示す。第１実施形態（図３参照）と同様に、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２に流れる電流は、交流電源１２０側（電力系統）から高圧バッテリ１２６側に流れる向きを「正」とする。

（モードｍ１）
図２６を参照して、モードｍ１において、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。モードｍ１（モードｍ１３と同じ）は、後述するように、モードｍ１２においてオンであったスイッチング素子Ｑ２及びＱ３がオフし、オフであったスイッチング素子Ｑ１及びＱ４がオンする直前の状態であり（図２５参照）、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４の寄生ダイオードを介して、矢印で示す方向に電流が流れる。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６に関しては、スイッチング素子Ｑ５からＱ８のオンオフ状態（図２５参照）は、モードｍ１２と同じであり、オンしているスイッチング素子Ｑ６及びＱ７を介して、矢印で示す方向に電流が流れる。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は共に、ＤＣ電圧接続モードにある。

（モードｍ２）
図２７を参照して、モードｍ２において、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２においては、オンされたスイッチング素子Ｑ１及びＱ４（図２５参照）を介して、矢印で示す方向に電流が流れる。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の各素子の状態は、モードｍ１から変化しない。即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は共に、ＤＣ電圧接続モードにある。

（モードｍ３）
図２８を参照して、モードｍ３において、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。モードｍ３は、上記したように、モードｍ２においてオンであったスイッチング素子Ｑ７がオフし、オフであったスイッチング素子Ｑ８がオンする直前の状態である（図２５参照）。スイッチング素子Ｑ１からＱ４のオンオフ状態はモードｍ２から変化しない。したがって、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２には、矢印で示す方向に電流が流れる。Ｖ１＝Ｅ１である。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２はＤＣ電圧接続モードにある。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、スイッチング素子Ｑ８の寄生ダイオードと、オンが維持されているスイッチング素子Ｑ６とを介して、矢印で示す方向に電流が流れる。この状態は、電流が還流している状態（Ｖ２＝０）であり、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は還流モードにある。

（モードｍ４）
図２９を参照して、モードｍ４において、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。モードｍ４において、スイッチング素子Ｑ８がオンする（図２５参照）。スイッチング素子Ｑ１からＱ４のオンオフ状態はモードｍ３から変化しない。したがって、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２には、矢印で示す方向に電流が流れ、Ｖ１＝Ｅ１が維持される。即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２はＤＣ電圧接続モードに維持される。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、スイッチング素子Ｑ６及びＱ８を介して、矢印で示す方向に電流が流れる。即ち、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は還流モード（Ｖ２＝０）に維持される。

（モードｍ５）
図３０を参照して、モードｍ５において、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。モードｍ５は、モードｍ４においてオンであったスイッチング素子Ｑ６がオフし、オフであったスイッチング素子Ｑ５がオンする直前の状態である（図２５参照）。スイッチング素子Ｑ１からＱ４のオンオフ状態はモードｍ４から変化しない。したがって、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２には、矢印で示す方向に電流が流れ、Ｖ１＝Ｅ１が維持される。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、スイッチング素子Ｑ５の寄生ダイオードと、オンが維持されているスイッチング素子Ｑ８とを介して、矢印で示す方向に電流が流れ、Ｖ２＝Ｅ２となる。即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は共に、ＤＣ電圧接続モードにある。

（モードｍ６）
図３１を参照して、モードｍ６において、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。モードｍ６において、スイッチング素子Ｑ５がオンする（図２５参照）。スイッチング素子Ｑ１からＱ４のオンオフ状態はモードｍ５から変化しない。したがって、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２には、矢印で示す方向に電流が流れ、Ｖ１＝Ｅ１が維持される。第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、スイッチング素子Ｑ５及びＱ８を介して、矢印で示す方向に電流が流れる。Ｖ２＝Ｅ２が維持される。即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は共に、ＤＣ電圧接続モードに維持される。

１周期の後半の半周期も、前半の半周期の６つのモードｍ１からｍ６と同様に、６つのモードｍ７からｍ１２により構成される。モードｍ７からｍ１２における各スイッチング素子のオンオフ制御は、それぞれモードｍ１からｍ６における各スイッチング素子のオンオフ制御を逆にしたものである。したがって、電圧Ｖ１及びＶ２の正負は、前半の半周期とは逆になる。

（モードｍ１２）
例えば、モードｍ１２においては、図３２を参照して、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６には、太線の矢印で示すように電流が流れる。モードｍ１２は、モードｍ６（図３１参照）においてスイッチング素子Ｑ１からＱ８のオンオフ状態を逆にしたものである（図２５参照）。モードｍ１２においては、Ｖ１＝－Ｅ１、Ｖ２＝－Ｅ２である。モードｍ１２に続くモードｍ１３（モードｍ１）においては、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３がオフし、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４がオンする直前の状態である。したがって、図２６に示したように、第１インダクタＬ１を充電していた電流は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４の寄生ダイオードを介して流れる。即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は共に、ＤＣ電圧接続モードにある。

モードｍ１からｍ１２が繰返されることにより、インダクタ電流は、図２５に示したように変化する。図２５に示した、インダクタ電流のグラフにおける電流値ａからｄは、次式で表される。電流値ｅからｇはそれぞれ、電流値ｂからｄの正負を逆にした値であり、ｇ＝ａである。電流値ａからｇは実数値である。

Ｌ＝Ｌ１＋Ｌ２・（ｎ１／ｎ２）^２として、上記の式を書き直すと、式１４から式１７のようになる。上記したように、第１コイル１５２の巻き数：第２コイル１５４の巻き数＝ｎ１：ｎ２である。

高圧バッテリ１２６に伝送される単位時間当たりのエネルギー（電力Ｐ）は、図２５に示した電圧Ｖ１及びインダクタ電流の積を、モードｍ１からｍ６の期間に渡って積分した値を２倍し、周期Ｔで除算する（周波数ｆを乗算する）ことにより算出できる。具体的には、電力Ｐは次式で表される。ｆ＝１／Ｔである。

電力Ｐを表す上式を、式１４から式１７と、Ｌ＝Ｌ１＋Ｌ２・（ｎ１／ｎ２）^２とを用いて、書き直すと、式１８のようになる。

式１８から、電力Ｐは、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐに依存することが分かる。したがって、第１実施形態と同様に、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐの少なくとも一方を調整することにより、電力Ｐを所望の値に設定できる。

上記では、電力系統から高圧バッテリへ電力伝送する場合（電圧Ｖ１の立上りに対して、電圧Ｖ２の立上りが遅い場合）を説明したが、電圧Ｖ１の立上りに対して、電圧Ｖ２の立上りを早くすることにより、高圧バッテリから電力系統への電力供給が可能になる。

モードｍ１からｍ１２が繰返されることにより、第３コイル１５６の電圧（センタータップと第３コイル１５６の端子との間の電圧）Ｖ３／２は、図２５に示したように変化する。ここでは、図３３に示すように、トランス１０４の高圧側（高圧バッテリ１２６側）及び低圧側（低圧バッテリ側１３４）を電力系統側に換算した等価回路を用いた。モードｍ２においては、電圧Ｖ３／２は、電圧Ｖ１がインダクタＬ１及びＬ２’で分圧された値から、電圧Ｖ２がインダクタＬ１及びＬ２’で分圧された値を減算して得られる値となる。モードｍ４においては、電圧Ｖ３／２は、電圧Ｖ１がインダクタＬ１及びＬ２’で分圧された値となる。モードｍ６においては、電圧Ｖ３／２は、電圧Ｖ１がインダクタＬ１及びＬ２’で分圧された値と、電圧Ｖ２がインダクタＬ１及びＬ２’で分圧された値とを加算して得られる値となる。

整流回路１０８の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは次式により表される。Ｖ_ｏｕｔは、図２５に示したＶ３／２の波形を時間で積分して得られた値（斜線部分）を２倍し、半周期（Ｔ／２）で除して得られる値（実効値）である。Ｌ＝Ｌ１＋Ｌ２’＝Ｌ１＋Ｌ２・（ｎ１／ｎ２）２である。

さらに、上式を、Ｌ２’＝Ｌ２・（ｎ１／ｎ２）^２を用いて、書き直すと、式１９のようになる。

式１９から、整流回路１０８の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐに依存することが分かる。したがって、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐの少なくとも一方を調整することにより、整流回路１０８の出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、即ち低圧バッテリ１３４に供給する電圧を、所望の値に設定できる。

したがって、電力変換装置１００が適用されるシステムで使用される電圧Ｅ１及びＥ２、インダクタＬ１及びＬ２、並びに周期Ｔと、式１８及び式１９とを用いて、電力Ｐ及び電圧Ｖ_ｏｕｔがそれぞれ所望の値になるように、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐを決定できる。例えば、系統側の電圧Ｅ１、高圧バッテリ側の電圧Ｅ２、低圧バッテリ１３４（例えば、鉛バッテリ）に供給する電圧Ｖ_ｏｕｔに応じてパルス幅Ｔ０を調整し、外部からの充放電要求指示に応じて位相差Ｔｐを調整すれば、各回路ブロック間の電力伝達を任意に制御できる。

以下に、図２５に示した制御方法において、各スイッチング素子のオン動作がソフトスイッチングになっていることを示す。各スイッチング素子がオンする直前に、対応する寄生ダイオードに電流が流れることによりドレインーソース間電圧が０になっていれば、スイッチング動作はソフトスイッチングとなる。この観点で、モードｍ１、ｍ３、ｍ５、ｍ７、ｍ９及びｍ１１の各々において、オンするスイッチング素子のオン動作がソフトスイッチングとなる条件をまとめると、表３のようになる。表３には、モードｍ１、ｍ３、ｍ５、ｍ７、ｍ９及びｍ１１においてオンするスイッチング素子と、そのオン動作がソフトスイッチングとなる条件を、表２と同様に、第１インダクタＬ１に流れる電流方向を用いて示す。

図２５に示したインダクタ電流（第１インダクタＬ１に流れる電流）を、表３に示した電流方向と比較すると、モードｍ１、ｍ３、ｍ５、ｍ７、ｍ９及びｍ１１の全てにおいて整合している。即ち、図２５に示した制御方法において、全てのスイッチング素子のオン動作はソフトスイッチングである。したがって、スイッチング素子のオン動作において、スイッチング損失が発生しない。

図２５に示した制御方法におけるスイッチング素子のオン動作が全てソフトスイッチングであることは、シミュレーションによっても確認できた。図３４は、図３に示した電力変換装置１００を、図２５に示した制御方法により動作させたシミュレーション結果を示す。図３４には、奇数番号のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５及びＱ７に関する波形、並びに、それにより生成される電圧Ｖ１及びＶ２を示す。縦軸は電圧を表し、横軸は時間を表す。全ての時間軸は同じであり、１目盛りは１００ｎｓｅｃ（ナノ秒）である。Ｅ１＞Ｅ２であり（Ｅ１＝５００Ｖ、Ｅ２＝４００Ｖ）、電圧Ｖ１を実線で示し、電圧Ｖ２を破線で示す。各スイッチング素子の波形に関しては、ゲート－ソース間電圧を実線で表し、ドレイン－ソース間電圧を破線で表す。

一点鎖線の楕円で示された期間は、矢印で示す各モードに関して、対応するスイッチング素子がオンするときの過渡期間である。モードｍ５、ｍ７、ｍ９及びｍ１３の全てにおいて、スイッチング素子がオンするとき（ゲート－ソース間電圧（実線）がローレベルからハイレベルに変化するとき）よりも少し前に、ドレイン－ソース間電圧（破線）が０になっている。したがって、スイッチング損失が発生せず、ソフトスイッチングが実現されている。偶数番号のスイッチング素子Ｑ４、Ｑ８、Ｑ２及びＱ６（モードｍ１、ｍ３、ｍ７及びｍ１１においてオン）に関しても、ゲート－ソース間電圧がローレベルからハイレベルに変化するときよりも少し前に、ドレイン－ソース間電圧が０になっていることが確認された。

図２５に示した制御方法によれば、電圧Ｖ１及びＶ２が同時に０にならないように、即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６が同時に還流モードにならないように（インダクタ電流が一定にならないように）できる。これにより、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン動作がハードスイッチングとなることを回避できる。

式１８及び式１９は、理想的な状態におけるものである。したがって、電力変換装置１００をシステムに適用し、図２５に示した制御方法により動作させる場合、必要に応じて、各回路ブロックの電圧及び電力を測定してフィードバック制御を行うことが好ましい。例えば、第１実施形態に関して上記したように、図１の構成において、第１出力部１４２及び第２出力部１４４のそれぞれに電力測定装置及び電圧測定装置（センサ等）を設ける。制御部１１０は、測定された信号値（電力Ｐ及び出力電圧Ｖ_ｏｕｔ）を、それぞれの所望の値と比較して、フィードバック制御を行うことにより、誤差要因があっても、所望の電力伝達を実現できる。制御部１１０によるフィードバック制御は、例えば、図１２に示したフローチャートと同様のものであればよい。

電力変換装置１００を車両に搭載して、図２５に示した制御方法により動作させる場合にも、第１実施形態と同様に電力変換装置１００を動作させることができる。即ち、図１３に示したように、車両２００が電力系統に接続され、高圧バッテリ１２６及び低圧バッテリ１３４を充電できる。高圧バッテリ１２６の適切な充電電力及び低圧バッテリ１３４の充電に適した直流電圧は、上記したように、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の制御信号（図２５参照）において、パルス幅Ｔ０及び位相差Ｔｐが調整されることにより生成される。

車両走行時には、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６は同じ位相の制御信号により、即ち、図２５に示したスイッチング素子Ｑ１からＱ８の制御信号において、Ｔｐ＝０とした制御信号により制御される。このとき、図１４において太線の矢印で示したように、高圧バッテリ１２６の放電により、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６、トランス１０４及び整流回路１０８を介して、低圧バッテリ１３４に電力が供給される。

また、車両２００を電力系統に接続し、高圧バッテリ１２６を放電させることができる（車両の放電動作）。即ち、図１５において、左向きの太線の矢印で示すように、高圧バッテリ１２６側から交流電源１２０側に電力を供給できる。このとき、制御部１１０は、位相差Ｔｐを負（Ｔｐ＜０）に設定して、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６を構成するスイッチング素子Ｑ１からＱ８を制御すればよい。高圧バッテリ１２６の放電により電力系統側に供給される電力は、電力会社に販売しても、図１６に示したように、電気製品等の負荷１４８に供給されてもよい。高圧バッテリ１２６から負荷１４８に電力を供給する場合、電力系統の有無は任意である。高圧バッテリ１２６から電力系統側に電力が供給される場合、車両２００の走行時と同様に、低圧バッテリ１３４側へも電力供給できる（図１５及び図１６における右向きの矢印参照）。

（第２変形例）
電力変換装置１００において、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン動作をソフトスイッチングにする制御方法は、図２５に示した制御方法（タイミングチャート）に限定されない。電圧Ｖ１及びＶ２が同時に０になることがないように、即ち、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６が同時に還流モードにならないように（インダクタ電流が一定にならないように）できればよい。例えば、図３５に示す制御方法であってもよい。

図３５において、図２５と同様に、スイッチング素子Ｑ１からＱ８の各々の制御信号（ゲート電圧）と、それにより発生する第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２、第３コイル１５６の電圧Ｖ３／２及びインダクタ電流とを示す。横軸は時間を表す。全ての時間軸は同じである。図３５の制御方法は、図２５の制御方法と同様に、周期的に繰返されるモードｍ１からｍ１２により構成される。

図３５において、スイッチング素子Ｑ１からＱ８は図２５と同様に制御される。図３５において、図２５と同様に、Ｔ０＋Ｔｐ＜Ｔである。ＴｐとＴ／２との大小関係は、図２５においてはＴｐ＜Ｔ／２であるのに対して、図３５においてはＴｐ＞Ｔ／２である。これにより、図３５に示した電圧Ｖ１の変化は図２５と同様であるのに対して、図３５に示した電圧Ｖ２及びＶ３／２の変化は、図２５とは異なる。図３５に示したインダクタ電流の変化も、図２５とは異なる。しかし、電圧Ｖ１及びＶ２は同時に０になることはなく（第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６が同時に還流モードにならず）、インダクタ電流が一定になることはない。したがって、図３５に示した制御方法において、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン動作はソフトスイッチングである。

（第３変形例）
図２５及び図３５に示した制御方法においては、スイッチング素子Ｑ３がスイッチング素子Ｑ１に対してＴ／２の位相差を有しているが、これに限定されない。電力変換装置１００において、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン動作をソフトスイッチングにするには、図３６に示す制御方法（タイミングチャート）であってもよい。図３６において、図２５と同様に、スイッチング素子Ｑ１からＱ８の各々の制御信号（ゲート電圧）と、それにより発生する第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２の出力電圧Ｖ１、第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の入力電圧Ｖ２とを示す。横軸は時間を表す。全ての時間軸は同じである。図３６の制御方法は、周期的に繰返される。半周期Ｔ／２は４つの期間に区切られており、各スイッチング素子の立上り直前の期間を１つのモードとして、１６のモードにより構成される。

図３６において、スイッチング素子Ｑ１からＱ８は図２５と同様に制御される。但し、図２５と異なり、スイッチング素子Ｑ３はスイッチング素子Ｑ１に対して、パルス幅Ｔ０の位相差を持ってオンされ、スイッチング素子Ｑ７はスイッチング素子Ｑ５に対してパルス幅Ｔ１の位相差を持ってオンされる。その結果、電圧Ｖ１及びＶ２は図３６に示すように変化する。図３６において、電圧Ｖ１及びＶ２は同時に０になることはなく（第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６が同時に還流モードにならず）、インダクタ電流が一定になることはない。したがって、図３６に示した制御方法において、スイッチング素子Ｑ１からＱ８のオン動作はソフトスイッチングである。なお、図３６において、Ｔ０＝Ｔ／２とすれば、図２５に示した制御方法になる。このとき、図３６のパルス幅Ｔ１は、図２５のパルス幅Ｔ０に対応する。

上記では、第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の各々がフルブリッジ回路である場合を説明したが、これに限定されない。第１ＤＣ／ＡＣ変換回路１０２及び第２ＤＣ／ＡＣ変換回路１０６の各々は、例えばハーフブリッジ回路であってもよい。

上記では、第３コイル１５６がセンタータップ方式のコイルである場合を説明したが、これに限定されない。第３コイル１５６は、コイルの両端の間にタップを有しないコイルであってもよい。

上記では、スイッチング素子Ｑ１からＱ８の制御信号のデューティが５０％である場合を説明したが、これに限定されない。直列接続されたスイッチング素子（スイッチング素子Ｑ１及びＱ２等）が、同時にオンされなければよく、デューティは５０％以外の値（例えば４８％）であってもよい。

上記では、電力変換装置１００を構成する各スイッチング素子がＮ型のＦＥＴである場合を説明したが、これに限定されない。Ｐ型のＦＥＴを用いて、電力変換装置を構成するフルブリッジ回路及び整流回路を構成してもよい。

以上の説明は、以下に付記する特徴を含む。
（付記１）
第１コイル、第２コイル及び第３コイルを含むトランスと、前記第１コイルに接続された第１変換回路と、前記第２コイルに接続された第２変換回路と、前記第３コイルに接続された整流回路とを含む電力変換装置の制御方法であって、
前記第１変換回路に、前記第１変換回路に入力される直流電圧を変換し、第１交流電圧を生成して前記第１コイルに供給させるステップと、
前記第２変換回路に、所定の第１直流電圧を出力するように、前記第２コイルに印加される第２交流電圧を決定させるステップと、
前記整流回路に、前記第３コイルから供給される第３交流電圧を整流して生成した電圧を出力させるステップとを含み、
前記第２交流電圧は、前記第１交流電圧に対して第１位相差を有し、
前記第１変換回路及び前記第２変換回路の一方が還流モードとなっているとき、前記第１変換回路及び前記第２変換回路の他方はＤＣ電圧接続モードとなっている、制御方法。

以上、実施の形態を説明することにより本開示を説明したが、上記した実施の形態は例示であって、本開示は上記した実施の形態のみに制限されるわけではない。本開示の範囲は、発明の詳細な説明の記載を参酌した上で、請求の範囲の各請求項によって示され、そこに記載された文言と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含む。

１００ 電力変換装置
１０２ 第１ＤＣ／ＡＣ変換回路（第１変換回路）
１０４、１７０ トランス
１０６ 第２ＤＣ／ＡＣ変換回路（第２変換回路）
１０８ 整流回路
１１０ 制御部
１２０ 交流電源
１２２ ＰＦＣ回路
１２４、Ｃ１ キャパシタ
１２６ 高圧バッテリ
１２８ 昇圧回路
１３０ インバータ回路
１３２ モータ
１３４ 低圧バッテリ
１３６ 補機系負荷
１４０ 入力部
１４２ 第１出力部
１４４ 第２出力部
１４８ 負荷
１５０ コア
１５２ 第１コイル
１５４ 第２コイル
１５６ 第３コイル
１６０ ＣＰＵ
１６２ メモリ
１６４ Ｉ／Ｆ部
１７２、１７４ 電源
２００ 車両
３００、３０２、３０４、３０６、３０８、３１０、３１２ ステップ
Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｉ 点
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、Ｉ０ 電流値
ｉ インダクタ電流
ｉ３ チョーク電流
Ｅ１、Ｅ２、Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ_Ｌ１、Ｖ_Ｌ２、Ｖ_ｏｕｔ 電圧
Ｌ１ 第１インダクタ
Ｌ２ 第２インダクタ
Ｌ３ チョークコイル
ｍ１、ｍ２、ｍ３、ｍ４、ｍ５、ｍ６、ｍ７、ｍ８、ｍ９、ｍ１０、ｍ１１、ｍ１２、ｍ１３ モード
Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５、Ｎ６、Ｎ７ ノード
ｎ、ｎ１、ｎ２ 正の実数
ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４、ｓ５、ｓ６、ｓ７、ｓ８ タイミング
ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４ 時間
Ｔ０、Ｔ１ パルス幅（時間）
Ｔｐ 位相差（時間）
Ｔ 周期
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ１０１、Ｑ１０２ スイッチング素子

Claims (17)

1. 第１コイル、第２コイル及び第３コイルを含むトランスと、
   前記第１コイルに接続された第１変換回路と、
   前記第２コイルに接続された第２変換回路と、
   前記第３コイルに接続された整流回路とを含み、
   前記第１変換回路は、前記第１変換回路に入力される直流電圧を変換し、第１交流電圧を生成して前記第１コイルに供給し、
   前記第２変換回路は、所定の第１直流電圧を出力するように、前記第２コイルに印加される第２交流電圧を決定し、
   前記整流回路は、前記第３コイルから供給される第３交流電圧を整流して生成した電圧を出力し、
   前記第２交流電圧は、前記第１交流電圧に対して第１位相差を有し、
   前記第１交流電圧及び前記第２交流電圧は、同じパルス幅を有し、
   前記第１変換回路及び前記第２変換回路の動作を制御する制御部をさらに含み、
   前記制御部は、前記整流回路から出力される前記電圧に応じて、前記パルス幅を調整する、電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記第１コイル及び前記第２コイルを介して、前記第１変換回路から前記第２変換回路に供給する電力、又は、前記第２変換回路から前記第１変換回路に供給する電力に応じて、前記第１位相差を調整する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 第１コイル、第２コイル及び第３コイルを含むトランスと、
   前記第１コイルに接続された第１変換回路と、
   前記第２コイルに接続された第２変換回路と、
   前記第３コイルに接続された整流回路とを含み、
   前記第１変換回路は、前記第１変換回路に入力される直流電圧を変換し、第１交流電圧を生成して前記第１コイルに供給し、
   前記第２変換回路は、所定の第１直流電圧を出力するように、前記第２コイルに印加される第２交流電圧を決定し、
   前記整流回路は、前記第３コイルから供給される第３交流電圧を整流して生成した電圧を出力し、
   前記第２交流電圧は、前記第１交流電圧に対して第１位相差を有し、
   前記第１変換回路及び前記第２変換回路の動作を制御する制御部をさらに含み、
   前記制御部は、前記整流回路から出力される前記電圧に応じて、前記第２交流電圧のパルス幅を調整し、
   前記第１変換回路及び前記第２変換回路の一方の変換回路が還流モードとなっているとき、前記第１変換回路及び前記第２変換回路の他方の変換回路はＤＣ電圧接続モードとなっており、
   前記還流モードは、前記一方の変換回路の交流側の電圧が０となるように、前記一方の変換回路が動作するモードであり、
   前記ＤＣ電圧接続モードは、前記他方の変換回路の交流側の電圧が前記他方の変換回路の直流側の電圧と等しくなるように、前記他方の変換回路が動作するモードである、電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記整流回路から出力される前記電圧、前記第１変換回路から前記第２変換回路に供給する電力、又は、前記第２変換回路から前記第１変換回路に供給する電力に応じて、前記第１位相差を調整する、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記第１交流電圧のパルス幅は固定されている、請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記第１交流電圧及び前記第２交流電圧は、同じパルス幅を有する、請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記第１変換回路及び前記第２変換回路の各々は、複数のスイッチング素子により構成されるフルブリッジ回路である、請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記第１変換回路及び前記第２変換回路の各々を構成する前記複数のスイッチング素子のオン及びオフを位相シフト方式で制御する、請求項７に記載の電力変換装置。
9. 高圧バッテリ及び低圧バッテリを含む車両に搭載され、
   前記高圧バッテリは、前記第２変換回路の出力部に接続され、
   前記低圧バッテリは、前記整流回路の出力部に接続される、請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記高圧バッテリの放電時に、
    前記第２変換回路は、前記第２変換回路に入力される直流電圧を変換し、第４交流電圧を生成して前記第２コイルに供給し、
    前記第１変換回路は、所定の第２直流電圧を出力するように、前記第１コイルから印加される第５交流電圧を決定し、
    前記第５交流電圧は、前記第４交流電圧に対して第２位相差を有する、請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記制御部は、
    前記第１変換回路の入力部が電力系統に接続されている状態で、前記電力系統により前記高圧バッテリを充電している期間、及び、前記第１変換回路の前記入力部が前記電力系統若しくは負荷に接続されている状態で、前記高圧バッテリが放電している期間である前記車両の充放電中は、前記第１変換回路及び前記第２変換回路を相互に異なる位相で駆動し、
    前記車両の充放電中以外は、前記第１変換回路及び前記第２変換回路を同じ位相で駆動する、請求項９又は請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 前記制御部は、
    前記第１変換回路の入力部が電力系統に接続されている状態で、前記高圧バッテリが充電又は放電しているとき、前記第１変換回路及び前記第２変換回路を相互に異なる位相で駆動し、
    前記第１変換回路の入力部が前記電力系統に接続されていない状態で、前記高圧バッテリが放電しているとき、前記第１変換回路を停止させ、前記第２変換回路を駆動させる、請求項９又は請求項１０に記載の電力変換装置。
13. 前記第１コイルに直列接続された第１インダクタ、及び、前記第２コイルに直列接続された第２インダクタの少なくとも一方をさらに含み、
    前記第１インダクタを含む場合、前記第１変換回路により生成される前記第１交流電圧は、前記第１コイルに加えて、前記第１インダクタにも供給され、
    前記第２インダクタを含む場合、前記第２変換回路により決定される前記第２交流電圧は、前記第２コイルに加えて、前記第２インダクタにも印加される、請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
14. 前記第３コイルは、センタータップを有するコイルであり、
    前記整流回路は、前記センタータップと前記整流回路の出力端子とを接続するチョークコイルを含む、請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
15. 請求項１から請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換装置を搭載した車両。
16. 第１コイル、第２コイル及び第３コイルを含むトランスと、前記第１コイルに接続された第１変換回路と、前記第２コイルに接続された第２変換回路と、前記第３コイルに接続された整流回路と、前記第１変換回路及び前記第２変換回路の動作を制御する制御部とを含む電力変換装置の制御方法であって、
    前記第１変換回路に、前記第１変換回路に入力される直流電圧を変換し、第１交流電圧を生成して前記第１コイルに供給させるステップと、
    前記第２変換回路に、所定の第１直流電圧を出力するように、前記第２コイルに印加される第２交流電圧を決定させるステップと、
    前記整流回路に、前記第３コイルから供給される第３交流電圧を整流して生成した電圧を出力させるステップとを含み、
    前記第２交流電圧は、前記第１交流電圧に対して第１位相差を有し、
    前記第１交流電圧及び前記第２交流電圧は、同じパルス幅を有し、
    前記制御部に、前記整流回路から出力される前記電圧に応じて、前記パルス幅を調整させるステップをさらに含む、制御方法。
17. 第１コイル、第２コイル及び第３コイルを含むトランスと、前記第１コイルに接続された第１変換回路と、前記第２コイルに接続された第２変換回路と、前記第３コイルに接続された整流回路とを含む電力変換装置の制御方法であって、
    前記第１変換回路に、前記第１変換回路に入力される直流電圧を変換し、第１交流電圧を生成して前記第１コイルに供給させるステップと、
    前記第２変換回路に、所定の第１直流電圧を出力するように、前記第２コイルに印加される第２交流電圧を決定させるステップと、
    前記整流回路に、前記第３コイルから供給される第３交流電圧を整流して生成した電圧を出力させるステップと、
    前記整流回路から出力される前記電圧に応じて、前記第２交流電圧のパルス幅を調整するステップとを含み、
    前記第２交流電圧は、前記第１交流電圧に対して第１位相差を有し、
    前記第１変換回路及び前記第２変換回路の一方の変換回路が還流モードとなっているとき、前記第１変換回路及び前記第２変換回路の他方の変換回路はＤＣ電圧接続モードとなっており、
    前記還流モードは、前記一方の変換回路の交流側の電圧が０となるように、前記一方の変換回路が動作するモードであり、
    前記ＤＣ電圧接続モードは、前記他方の変換回路の交流側の電圧が前記他方の変換回路の直流側の電圧と等しくなるように、前記他方の変換回路が動作するモードである、制御方法。

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