JPWO2011101959A1 - 電源装置 - Google Patents

Abstract

電源装置は、磁気的に結合された第１および第２のリアクトルを流れる電流（Ｉ１，Ｉ２）をそれぞれ調整する第１および第２のチョッパ回路を備え、直流の電源と負荷との間で電圧変換を行なう磁気結合型の多相コンバータと、制御回路と、を備える。制御回路は、判断部（３６０）と、電流制御部（３３０）とを含む。判断部（３６０）は、電源の温度が基準温度よりも低いか否かを判断する。電流制御部（３３０）は、電源の温度が基準温度よりも低い場合、リアクトル電流（Ｉ１）の検出値にオフセット量を加えた値を用いて第１チョッパ回路のデューティ指令値（Ｉｄ１）を設定する一方、リアクトル電流（Ｉ２）の検出値を用いて第２チョッパ回路のデューティ指令値（Ｉｄ２）を設定する。

Description

この発明は、電源装置に関し、より特定的には、磁気結合型リアクトルを有する多相コンバータを備えた電源装置に関する。

並列接続された複数のコンバータから成り、かつ位相をずらしてこれらのコンバータを動作させるように構成された、いわゆる多相コンバータが知られている。

特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献１）には、このような多相コンバータで直流電源の電圧を昇圧してモータなどの負荷に供給する電源装置を備えたハイブリッド車両が開示されている。

特開２００３−３０４６８１号公報 特開２００６−６０７３号公報 特開２００７−１２５６８号公報

しかしながら、上述の文献には、磁気結合型リアクトルを有する多相コンバータを利用して直流電源の温度を上昇させる点は記載されていない。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、磁気結合型リアクトルを有する多相コンバータとを備えた電源装置において、リップル電流を増加させることによって、直流電源の温度を上昇させることである。

この発明に係る電源装置は、負荷に接続された電源配線と直流の電源との間に並列に接続される複数のチョッパ回路を含む多相コンバータと、複数のチョッパ回路の動作を制御する制御回路とを備える。複数のチョッパ回路の各々は、少なくとも１個のスイッチング素子と、スイッチング素子の動作に応じて電流が通過するように配置されたリアクトルとを含む。制御回路は、電源の温度が所定値よりも低い低温状態である場合、電源の温度が所定値よりも高い非低温状態である場合に比べて各リアクトル間の電流値の差が大きくなるように複数のチョッパ回路の動作を制御することによって、電源を流れる電流のリップル成分を増加させる。

好ましくは、複数のチョッパ回路は、第１リアクトルを流れる電流を調整する第１チョッパ回路と、第２リアクトルを流れる電流を調整する第２チョッパ回路とを少なくとも含む。第１リアクトルと第２リアクトルとは、互いに磁気的に結合するように配置される。制御回路は、低温状態である場合、非低温状態である場合に比べて第１リアクトルを流れる電流の値と第２リアクトルを流れる電流の値との差を増加させるように、第１チョッパ回路および第２チョッパ回路を制御する。

好ましくは、電源装置は、第１リアクトルを流れる電流の値を検出する第１センサと、第２リアクトルを流れる電流の値を検出する第２センサとをさらに備える。制御回路は、負荷の動作状態に基づいて電源配線の電圧指令値を設定する設定部と、電圧指令値および第１センサの検出値に基づいて第１の演算を行なった結果で第１チョッパ回路を制御するとともに電圧指令値および第２センサの検出値に基づいて第２の演算を行なった結果で第２チョッパ回路を制御する制御部とを含む。制御部は、低温状態である場合、第１センサおよび第２センサのいずれか一方のセンサの検出値に対して所定量を加えるオフセット処理を行なうことによって、第１リアクトルを流れる電流の値と第２リアクトルを流れる電流の値との差を増加させる。

好ましくは、制御部は、電源の温度に応じて所定量を変更する。
好ましくは、制御部は、所定条件が成立する毎に、オフセット処理の対象となる検出値を第１センサの検出値と第２センサの検出値との間で切り替える。

好ましくは、制御回路は、低温状態である場合、第１チョッパ回路および第２チョッパ回路のいずれか一方のチョッパ回路の動作を停止する停止処理を行なう。

好ましくは、制御回路は、所定条件が成立する毎に、停止処理の対象となるチョッパ回路を第１チョッパ回路と第２チョッパ回路との間で切り替える。

好ましくは、各チョッパ回路は、接地配線と電源配線との間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子を含む。リアクトルは、第１および第２のスイッチング素子の接続点と電源との間に接続されたコイル巻線を有し、各チョッパ回路のコイル巻線は、共通のコアの異なる部位に巻回される。

本発明によれば、磁気結合型リアクトルを有する多相コンバータを備えた電源装置において、直流電源の温度が低い場合、リップル電流を増加させることによって直流電源の温度を上昇させることができる。

本発明の実施例による電源装置を備えたモータ駆動装置の構成を示す回路図である。 磁気結合型リアクトルの構成例を示す回路図である。 多相コンバータの制御構成を説明する機能ブロック図である。 制御回路の処理手順を示すフローチャート（その１）である。 制御回路の処理結果で得られるリアクトル電流の波形を示す図である。 制御回路の処理手順を示すフローチャート（その２）である。 多相コンバータの制御構成を説明する機能ブロック図である。 制御回路の処理手順を示すフローチャート（その３）である。 制御回路の処理手順を示すフローチャート（その４）である。

以下に、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰り返さないものとする。

［第１実施例］
図１は、本発明の実施例による電源装置を備えたモータ駆動装置２００の構成を示す回路図である。

図１を参照して、モータ駆動装置２００は、直流電源Ｂ１と、磁気結合型の多相コンバータ１２と、平滑コンデンサＣ１と、制御回路２１０と、負荷２２０とを有する。多相コンバータ１２および制御回路２１０により、本発明の実施例による電源装置が構成される。

直流電源Ｂ１は、直流電圧を出力する。直流電源Ｂ１は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。直流電源Ｂ１の温度ＴＢが非常に低い場合、直流電源Ｂ１の放電可能電力および充電可能電力は非常に小さい値（たとえば数キロワット程度）となる。

多相コンバータ１２は、平滑コンデンサＣ０と、並列接続されたチョッパ回路１３−１および１３−２とを含む。チョッパ回路１３−１は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）Ｑ１１およびＱ１２と、ダイオードＤ１１およびＤ１２と、リアクトルＬ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に直列接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２の接続ノードであるノードＮ１と、直流電源Ｂ１との間に電気的に接続される。ダイオードＤ１１およびＤ１２は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２に対してそれぞれ逆並列に接続される。平滑コンデンサＣ０は、直流電源Ｂ１の出力電圧である、多相コンバータ１２の低圧側の直流電圧を平滑する。

同様に、チョッパ回路１３−２は、チョッパ回路１３−１と同様に構成され、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２と、ダイオードＤ２１およびＤ２２と、リアクトルＬ２とを含む。リアクトルＬ２は、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２の接続ノードであるノードＮ２と、直流電源Ｂ１の間に電気的に接続される。

多相コンバータ１２では、リアクトルＬ１およびＬ２は、互いに磁気的に結合するように配置される。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２は、磁気結合型リアクトルを構成するように設けられる。

図２には、磁気結合型リアクトルの構成例が示される。
図２を参照して、磁気結合型リアクトルは、コア２５０と、コア２５０に巻回されたコイル巻線２４１，２４２とを含む。コア２５０は、外脚部２５１ａ，２５１ｂと、ギャップ２５３を挟んで対向するように配置された中央脚部２５２とを含む。

リアクトルＬ１を構成するコイル巻線２４１は、外脚部２５１ａに巻回される。リアクトルＬ２を構成するコイル巻線２４２は、外脚部２５１ｂに巻回される。ここで、外脚部２５１ａおよび２５１ｂの断面積をＳ１とし長さをＬＮ１とすると、外脚部２５１ａ，２５１ｂの磁気抵抗Ｒ１は下記（１）式で示される。同様に、中央脚部２５２の断面積をＳ２、長さをＬＮ２とし、ギャップ長をｄとすると、中央脚部２５２の磁気抵抗Ｒ２は下記（２）式によって示される。なお、（１），（２）式において、μはコア２５０の透磁率を示し、μ０はギャップにおける空気中の透磁率を示す。

Ｒ１≒（１／μ）・（ＬＮ１／Ｓ１） …（１）
Ｒ２≒（１／μ）・２・（ＬＮ２／Ｓ２）＋１／μ０・（ｄ／Ｓ２） …（２）
本実施例では、磁気結合型リアクトルの定数Ｓ１，ＬＮ１，Ｓ２，ＬＮ２，ｄは、（１），（２）式によるＲ２＞＞Ｒ１となるように設定される。

このように設定することにより、コイル巻線２４１の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４２と鎖交するとともに、コイル巻線２４２の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４１と鎖交するようになる。この結果、図１において、リアクトルＬ１およびＬ２でそれぞれ生じた起電力の反対方向の逆起電力が、リアクトルＬ２およびＬ１にそれぞれ発生するようになる。

なお、コア２５０の形状については、図２の例に限定されるものではなく、図１に記載した等価回路を構成可能である限り、任意とすることができる。たとえば、外脚部２５１ａ，２５１ｂにもギャップを設けてもよい。また、本実施例では、多相コンバータ１２の相の数を２相としたが、３相以上であってもよい。

再び図１を参照して、平滑コンデンサＣ１は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に接続される。そして、負荷２２０は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬと接続されたインバータ１４と、インバータ１４と接続された交流モータＭ１とを含む。

インバータ１４は、電源配線ＰＬ上の直流電力と、交流モータＭ１に入出力される交流電力との間の双方向の電力変換を行なう。そして、交流モータＭ１は、インバータ１４によって入出力される交流電力により駆動されて、正または負のトルクを発生する。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に並列に設けられる。Ｕ相アーム１５はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から構成され、Ｖ相アーム１６はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から構成され、Ｕ相アーム１７はスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０から構成される。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０とそれぞれ逆並列にダイオードＤ５〜Ｄ１０が接続される。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７のそれぞれの中間ノードは、交流モータＭ１のＵ相、Ｖ相およびＷ相の固定子巻線の一端と接続される。これらの固定子巻線の他端同士は中性点で接続される。

交流モータＭ１は、たとえば、モータジェネレータとして動作する、永久磁石型の同期電動機により構成される。交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車、電気自動車または燃料電池自動車等の電動車両の駆動輪の駆動トルクを発生するための駆動モータである。すなわち、モータ駆動装置２００は、代表的には、電動車両に搭載される。交流モータＭ１は、電動車両の回生制動時には、駆動力の回転力によって回生発電を行なう。

あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

電圧センサ２０は、直流電源Ｂ１の出力電圧に相当する、多相コンバータ１２の低圧側の直流電圧ＶＬを検出する。電圧センサ２２は、電源配線ＰＬの電圧、すなわち、多相コンバータ１２の高圧側の直流電圧ＶＨを検出する。

電流センサ２４は、インバータ１４および交流モータＭ１の間を流れる各相のモータ電流ＭＣＲＴを検出する。なお、３相の相電流の瞬時値の和は常に零であるため、３相中の２相にのみ電流センサ２４を配置し、電流センサ２４が非配置の相のモータ電流については、演算によって求めることも可能である。電流センサ２５は、リアクトルＬ１を通過するリアクトル電流Ｉ１を検出し、電流センサ２６は、リアクトルＬ２を通過するリアクトル電流Ｉ２を検出する。電圧センサ２０，２２による検出値ＶＬ，ＶＨ、電流センサ２５，２６による検出値Ｉ１，Ｉ２および電流センサ２４による検出値ＭＣＲＴは、制御回路２１０へ入力される。

さらに、制御回路２１０には、温度センサ２１，２７，２８、アクセルペダルポジションセンサ２９からの信号が入力される。

温度センサ２１は、直流電源Ｂ１の温度ＴＢを検出する。温度センサ２７は、リアクトルＬ１の温度ＴＬ１を検出する。温度センサ２８は、リアクトルＬ２の温度ＴＬ２を検出する。温度センサ２１，２７，２８の検出結果は制御回路２１０へ入力される。

アクセルペダルポジションセンサ２９は、ユーザによるアクセルペダルの踏み込み量を検出し、検出結果をアクセル信号Ａとして制御回路２１０に送信する。

制御回路２１０は、図示しないＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

制御回路２１０は、上述した各センサから入力される信号と、交流モータＭ１の回転速度ＭＲＮおよびトルク指令値ＴＲとに基づいて、交流モータＭ１が動作指令に従って動作するように、多相コンバータ１２およびインバータ１４におけるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ５〜Ｑ１０のオンオフ（スイッチング）を制御する。具体的には、制御回路２１０は、電源配線ＰＬの電圧を所望の電圧に制御するために、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のオンオフを制御する信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。さらに、制御回路２１０は、交流モータＭ１の出力トルクをトルク指令値ＴＲに従って制御するために、交流モータＭ１へ印加される擬似交流電圧の振幅および／または位相を制御するように、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のオンオフを制御する信号ＰＷＭＩを生成する。

チョッパ回路１３−１，１３−２の各々は、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ１，Ｌ２に通過させることによって、上アームのダイオードＤ１１，Ｄ２１による電流経路を用いて、低圧側の直流電圧ＶＬを昇圧した直流電圧ＶＨを電源配線ＰＬに発生することができる（力行時、Ｉ１＞０，Ｉ２＞０）。

反対に、チョッパ回路１３−１，１３−２の各々は、上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ１，Ｌ２に通過させることによって、下アームのダイオードＤ１２，Ｄ２２による電流経路を用いて、高圧側の直流電圧ＶＨを降圧した直流電圧ＶＬにより直流電源Ｂ１を充電することができる（回生時、Ｉ１＜０，Ｉ２＜０）。

各チョッパ回路１３−１，１３−２では、力行時には上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１はオフ固定することも可能であり、回生時には下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をオフ固定することも可能である。ただし、電流方向によって制御を切り替えることなく回生および力行に連続的に対応するために、各スイッチング周期内で、上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１および下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２を相補的にオンオフさせてもよい。

以下、本実施例では、スイッチング周期に対する下アームのスイッチング素子のオン期間の比率をデューティ比ＤＴと定義することとする。すなわち、上アーム素子のオン期間比は、（１．０−ＤＴ）で示される。チョッパ回路の一般的な特性から、このデューティ比ＤＴと各チョッパ回路１３−１，１３−２での電圧変換との関係は、下記（３）式によって示される。（３）式を変形することにより、高圧側の電圧ＶＨは、（４）式によって示される。

ＤＴ＝１．０−（ＶＬ／ＶＨ） ・・・（３）
ＶＨ＝ＶＬ／（１．０−ＤＴ） ・・・（４）
（３），（４）式より、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２がオフに固定（ＤＴ＝０．０）されるとＶＨ＝ＶＬとなり、デューティ比ＤＴを上昇させるのに従って電圧ＶＨが上昇することが理解される。すなわち、制御回路２１０は、チョッパ回路１３−１，１３−２におけるデューティ比ＤＴの制御により、電源配線ＰＬの電圧ＶＨを制御することができる。このようなコンバータ制御の詳細については、後ほど詳細に説明する。

多相コンバータ１２を構成する２個のチョッパ回路１３−１，１３−２は、１８０（３６０／２）度、すなわちスイッチング周期に対して半周期分、位相をずらして動作する。したがって、信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２の位相は、１８０度ずれている。

さらに、多相コンバータ１２では、磁気結合型リアクトルによって、チョッパ回路１３−１，１３−２間で、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のリップル成分を互いに低減し合うように作用する。したがって、図１の多相コンバータ１２におけるデューティ比に対するリップル電流の特性は、通常のチョッパ回路とは異なるものとなる。

図３は、本発明の実施例による電源装置における多相コンバータ１２の制御の構成を説明する機能ブロック図である。図３に示した各ブロックによる機能は、制御回路２１０によるソフトウェア処理によって実現してもよく、当該機能を実現する電子回路（ハードウェア）を制御回路２１０に構成することによって実現してもよい。

図３を参照して、図１に示した制御回路２１０は、電圧指令設定部３００と、減算部３１０と、制御演算部３２０と、乗算部３２５と、電流制御部３３０と、変調部３５０と、判断部３６０とを含む。

電圧指令設定部３００は、電圧要求値ＶＨｓｙｓに従って、電圧指令値ＶＨｒを設定する。電圧要求値ＶＨｓｙｓは、電源配線ＰＬの電圧ＶＨの要求値であって、たとえば外部ＥＣＵ（図示せず）から与えられる。電圧要求値ＶＨｓｙｓは、負荷２２０の動作状態（たとえば交流モータＭ１の回転速度ＭＲＮやトルク指令値ＴＲ）やユーザの要求（たとえばアクセル信号Ａ）に応じて可変に設定される。電圧指令値ＶＨｒは、電源配線ＰＬの電圧ＶＨの制御目標値である。

減算部３１０は、電圧指令設定部３００によって設定された電圧指令値ＶＨｒから、電圧センサ２２によって検出された電圧ＶＨを減算することによって、電圧偏差ΔＶＨを算出する。制御演算部３２０は、代表的にはＰＩ制御（比例積分）演算に従って、電圧偏差ΔＶＨを零に近付けるように電流指令値Ｉｒを設定する。定性的には、ΔＶＨが増加（正方向へ変化）すると電流指令値Ｉｒは上昇し、ΔＶＨが減少（負方向へ変化）すると電流指令値Ｉｒは低下する。

乗算部３２５は、多相コンバータ１２全体での電流指令値Ｉｒに０．５を乗算することによって、各チョッパ回路１３−１，１３−２の電流指令値Ｉｒ♯を算出する（Ｉｒ♯＝Ｉｒ／２）。

電流制御部３３０は、第１電流制御部３３１と、第２電流制御部３３２とを含む。
第１電流制御部３３１は、電流センサ２５が検出したリアクトル電流Ｉ１の値と、電流指令値Ｉｒ♯との電流偏差に基づく制御演算（ＰＩ制御演算等）に従って、デューティ指令値Ｉｄ１を設定する。

第２電流制御部３３２は、電流センサ２６が検出したリアクトル電流Ｉ２の値と、電流指令値Ｉｒ♯との電流偏差に基づいて第１電流制御部３３１と同様の制御演算（ＰＩ制御演算等）に従って、デューティ指令値Ｉｄ２を設定する。

デューティ指令値Ｉｄ１，Ｉｄ２は、０．０≦Ｉｄ１，Ｉｄ２＜１．０の範囲で設定される。第１電流制御部３３１および第２電流制御部３３２は、電流指令値Ｉｒ♯に対してリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を増加させるときにはデューティ比を上昇させる一方で、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を減少させるときにはデューティ比を低下させるように、デューティ指令値Ｉｄ１，Ｉｄ２を設定する。

変調部３５０は、第１変調部３５１と、第２変調部３５２とを含む。第１変調部３５１は、所定周波数の三角波またはのこぎり波である搬送波ＣＷと、デューティ指令値Ｉｄ１との電圧比較に従って、チョッパ回路１３−１を制御するための信号ＰＷＭ１を生成する。搬送波ＣＷの周波数は、チョッパ回路１３−１，１３−２のスイッチング周波数に相当する。また、搬送波ＣＷのピーク電圧は、デューティ指令値Ｉｄ１によって示されるデューティ比の０〜１．０の範囲と対応する。第１変調部３５１は、Ｉｄ１＞ＣＷの期間では下アームのスイッチング素子Ｑ１２をオンし、ＣＷ＞Ｉｄ１の期間には、下アームのスイッチング素子Ｑ１２をオフするように、信号ＰＷＭ１を生成する。

このように、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒより低い場合には、下アームのデューティ比が増加する方向にデューティ指令値Ｉｄ１が設定されることにより、リアクトル電流Ｉ１が増加するように、チョッパ回路１３−１がパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御される。反対に、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒより高い場合には、下アームのデューティ比が減少する方向にデューティ指令値Ｉｄ１が設定されることにより、リアクトル電流Ｉ１が低下するように、チョッパ回路１３−１がパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御される。

第２変調部３５２は、第１変調部３５１と同様の機能を有し、上記搬送波ＣＷの反転信号、すなわち、搬送波ＣＷから位相が１８０度ずれた信号と、デューティ指令値Ｉｄ２との電圧比較に従って、チョッパ回路１３−２を制御するための信号ＰＷＭ２を生成する。これにより、チョッパ回路１３−１，１３−２では、スイッチング制御の位相を１８０度ずらした上で、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御するためのスイッチング制御（デューティ比制御）がそれぞれ独立に実行される。なお、上述のように、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２のオフ期間には、上アーム素子のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をオンしてもよい。

このように、図３に示す制御構成に従って、多相コンバータ１２では、並列接続された２つのチョッパ回路１３−１および１３−２が、電気角１８０°ずつ位相がずれるように動作するとともに、チョッパ回路１３−１，１３−２のそれぞれにおいて、電圧ＶＨを電圧指令ＶＨｒへ制御するためのリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の制御が独立に行なわれる。

以上の制御が通常時の制御である。このような通常時の制御によって、実際のリアクトル電流Ｉ１とリアクトル電流Ｉ２とはほぼ同じ大きさとなる。このようにリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスを保つことにより、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のリップル成分が低減され、直流電源Ｂ１を流れる電流のリップル成分も低減される。通常、直流電源Ｂ１には内部抵抗が存在し、直流電源Ｂ１に電流を流すと直流電源Ｂ１の内部にはリップル成分の大きさに応じたジュール熱が発生する。したがって、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスを保ってリップル成分を低減することにより、直流電源Ｂ１の内部で発生する熱量を抑制でき、エネルギ損失を低減することができる。

ところが、直流電源Ｂ１の温度ＴＢが非常に低い場合、上述したように直流電源Ｂ１の放電可能電力や充電可能電力は非常に小さい値となる。この場合、交流モータＭ１に十分な電力を供給できず、また、交流モータＭ１で発電した回生電力を十分に直流電源Ｂ１に充電させることができない。

そこで、本実施例による電源装置は、直流電源Ｂ１の温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低い場合は、上述のようにリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスを保つのではなく、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスを積極的に崩すようにチョッパ回路１３−１，１３−２を制御する。なお、「リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスを崩す」とは、リアクトル電流Ｉ１の大きさ（平均値）とリアクトル電流Ｉ２との大きさ（平均値）との差を増加させることを意味する。このように直流電源Ｂ１の温度ＴＢが低い場合に積極的にリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスを崩す制御を実行する点が、本実施例による電源装置の最も特徴的な点である。

この点についてより具体的に説明すると、制御回路２１０は、判断部３６０をさらに備える。判断部３６０は、温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低いか否かを判断し、判断結果を電流制御部３３０に出力する。

温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも高い場合、電流制御部３３０は、積極的にリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスを崩すようにデューティ指令値Ｉｄ１，Ｉｄ２を設定する。以下では、バランスを崩す手法の一例として、電流センサ２５が検出したリアクトル電流Ｉ１の値をオフセットする場合を説明する。なお、バランスを崩す手法はこれに限定されるものではない。他の例については第２〜４実施例に記載する。

温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも高い場合、電流制御部３３０は、上述した通常時の制御を行なう。すなわち、第１電流制御部３３１は、電流センサ２５が検出したリアクトル電流Ｉ１の値をそのまま用いてＰＩ制御演算を行なってデューティ指令値Ｉｄ１を設定する。同様に、第２電流制御部３３２は、電流センサ２６が検出したリアクトル電流Ｉ２の値をそのまま用いてＰＩ制御演算を行なってデューティ指令値Ｉｄ２を設定する。これにより、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の大きさがほぼ同じ大きさに保たれるため、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２に含まれるリップル成分が低減される。

反対に、温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低い場合、電流制御部３３０は、電流センサ２５が検出したリアクトル電流Ｉ１の値だけをオフセットする。すなわち、第１電流制御部３３０は、電流センサ２５が検出したリアクトル電流Ｉ１の値にオフセット量α（＞０）を加えた値を用いてＰＩ制御演算を行なってデューティ指令値Ｉｄ１を設定する。この際、オフセット量αは、温度ＴＢが低いほど大きな値に設定される。なお、オフセット量αを固定値としてもよい。一方、第２電流制御部３３２は、電流センサ２６が検出したリアクトル電流Ｉ２の値をそのまま用いてＰＩ制御演算を行なってデューティ指令値Ｉｄ２を設定する。これにより、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスが崩れ、オフセットしていない側のリアクトル電流Ｉ２のリップル成分が増加される。その結果、直流電源Ｂ１を流れる電流のリップル成分も増加し直流電源Ｂ１の内部で発生する熱量が増加するので、直流電源Ｂ１の温度ＴＢが上昇する。

図４は、上述した機能を実現するために制御回路２１０が行なう処理手順を示すフローチャートである。以下に示すフローチャートの各ステップ（以下、ステップを「Ｓ」と略す）は、基本的には制御回路２１０によるソフトウェア処理によって実現されるが、制御回路２１０に設けられた電子回路等によるハードウェア処理によって実現されてもよい。

Ｓ１０にて、制御回路２１０は、温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低いか否かを判断する。この処理が図３の判断部３６０の機能に相当する。

温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低い場合（Ｓ１０にてＹＥＳ）、制御回路２１０は、処理をＳ１１に移し、オフセット量α（＞０）を設定する。なお、オフセット量αは、上述したように温度ＴＢが低いほど大きな値に設定される。続くＳ１２にて、制御回路２１０は、電流センサ２５が検出したリアクトル電流Ｉ１の値にオフセット量αを加えた値を用いてＰＩ制御演算を行なってデューティ指令値Ｉｄ１を設定する。このように電流センサの検出値をオフセットする処理を、以下では「オフセット処理」と呼ぶこととする。

一方、温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも高い場合（Ｓ１０にてＮＯ）、制御回路２１０は、処理をＳ１３に移し、電流センサ２５が検出したリアクトル電流Ｉ１の値をそのまま用いてＰＩ制御演算を行なってデューティ指令値Ｉｄ１を設定する。つまり、制御回路２１０は、温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも高い場合は、オフセット処理を行なわず、通常時の制御を行なう。

Ｓ１４にて、制御回路２１０は、電流センサ２６が検出したリアクトル電流Ｉ２の値をそのまま用いてＰＩ制御演算を行なってデューティ指令値Ｉｄ２を設定する。Ｓ１１〜Ｓ１４の処理が、図３の電流制御部３３０の機能に相当する。

Ｓ１５にて、制御回路２１０は、デューティ指令値Ｉｄ１に基づいて信号ＰＷＭ１を生成するとともに、デューティ指令値Ｉｄ２に基づいて信号ＰＷＭ２を生成する。Ｓ１６にて、信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を多相コンバータ１２に出力する。Ｓ１５、Ｓ１６の処理が、図３の変調部３５０の機能に相当する。

図５に、制御回路２１０がオフセット処理を行なった結果で得られるリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の波形を示す。なお、図４の一点鎖線は、比較のために、オフセット処理を行なっていない場合のリアクトル電流Ｉ２の波形を示す。

リアクトル電流Ｉ１の検出値にオフセット処理を施すと、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスが崩れる。これにより、リアクトル電流Ｉ２のリップル成分が増加する。つまり、図５に示すように、オフセット処理を行なった場合のリアクトル電流Ｉ２のリップル幅βは、オフセット処理を行なわない場合のリアクトル電流Ｉ２のリップル幅γよりも大きくなる。したがって、温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低い場合には、温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも高い場合に比べて、直流電源Ｂ１を流れる電流（リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を合わせた電流）のリップル成分は、リップル幅βとリップル幅γとの差分だけ増加することになる。これにより、直流電源Ｂ１の内部で発生する熱量が増加するので、直流電源Ｂ１の温度ＴＢが上昇する。

以上のように、本実施例に従う制御回路２１０は、直流電源Ｂ１の温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低い場合、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の大きさのバランスを積極的に崩すように、リアクトル電流Ｉ１の検出値にオフセット処理を施す。これにより、直流電源Ｂ１を流れる電流のリップル成分を増加させて直流電源Ｂ１の温度ＴＢを早急に上昇させ、直流電源Ｂ１の入出力特性を向上させることができる。

［第２実施例］
上述の第１実施例では、オフセット処理の対象がリアクトル電流Ｉ１の検出値のみであった。

これに対して、第２実施例は、所定条件が成立する毎にオフセット処理の対象をリアクトル電流Ｉ１の検出値とリアクトル電流Ｉ２の検出値との間で切り替える。この点が第２実施例の特徴である。その他の構造、機能、処理は、前述の第１実施例と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。

図６は、第２実施例に従う制御回路２１０が行なう処理手順を示すフローチャートである。なお、図６に示したフローチャートの中で、前述の図４に示したフローチャートと同じ処理については同じステップ番号を付してある。それらについて処理も同じである。したがって、それらについての詳細な説明はここでは原則として繰り返さない。

温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低い場合（Ｓ１０にてＹＥＳ）、制御回路２１０は、Ｓ１１にてオフセット量αを設定する。

その後、Ｓ２０にて、制御回路２１０は、リアクトル電流Ｉ１のオフセット処理中であるか否かを判断する。

リアクトル電流Ｉ１のオフセット処理中である場合（Ｓ２０にてＹＥＳ）、制御回路２１０は、Ｓ２１にて、予め定められた切替条件が成立したか否かを判断する。この切替条件は、リアクトル電流Ｉ１のオフセット処理によってリアクトルＬ２の負荷が高くなる点（リアクトル電流Ｉ２のリップル成分が増加してリアクトルＬ２の温度が上昇する点）を考慮して設定されることが望ましい。たとえば、リアクトルＬ２の温度ＴＬ２が上限値を超えたという条件を、切替条件とすることができる。また、リアクトル電流Ｉ１の検出値のオフセット処理を継続している時間が所定時間を越えたという条件を、切替条件としてもよい。

切替条件が成立していない場合（Ｓ２１にてＮＯ）、制御回路２１０は、オフセット処理の対象をリアクトル電流Ｉ１の検出値のままとする（Ｓ１２、Ｓ１４、Ｓ１５、Ｓ１６）。一方、切替条件が成立した場合（Ｓ２１にてＹＥＳ）は、制御回路２１０は、オフセット処理の対象をリアクトル電流Ｉ１の検出値からリアクトル電流Ｉ２の検出値に切り替える。具体的には、制御回路２１０は、Ｓ１３にて、リアクトル電流Ｉ１の検出値をそのまま用いてＰＩ制御演算を行なってデューティ指令値Ｉｄ１を設定する。続くＳ２３にて、制御回路２１０は、リアクトル電流Ｉ２の検出値にオフセット量αを加えた値を用いてＰＩ制御演算を行なってデューティ指令値Ｉｄ２を設定する。

同様に、リアクトル電流Ｉ２のオフセット処理中である場合（Ｓ２０にてＮＯ）、制御回路２１０は、Ｓ２２にて、予め定められた切替条件が成立したか否かを判断する。この切替条件は、上述のＳ２１の処理で説明した考え方と同様の考え方で設定すればよい。

切替条件が成立していない場合（Ｓ２２にてＮＯ）、制御回路２１０は、オフセット処理の対象をリアクトル電流Ｉ２の検出値ままとする（Ｓ１３、Ｓ２３、Ｓ１５、Ｓ１６）。一方、切替条件が成立した場合（Ｓ２２にてＹＥＳ）は、制御回路２１０は、オフセット処理の対象をリアクトル電流Ｉ２の検出値からリアクトル電流Ｉ１の検出値に切り替える（Ｓ１２、Ｓ１４、Ｓ１５、Ｓ１６）。

このように、第２実施例では、切替条件が成立する毎にオフセット処理の対象をリアクトル電流Ｉ１の検出値とリアクトル電流の検出値Ｉ２との間で切り替える。これにより、オフセット処理を比較的長い時間継続して行なっても、いずれか一方のリアクトルに負荷が偏り過ぎることを防止し、多相コンバータ１２の制御性が低下することを防止することができる。

［第３実施例］
上述の第１実施例では、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスを崩す手法として、リアクトル電流Ｉ１の検出値をオフセットする手法を用いた。

これに対して、第３実施例では、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のバランスを崩す手法として、２つのチョッパ回路１３−１，１３−２のうちいずれか一方のチョッパ回路のスイッチングを停止する手法を用いる。この点が第３実施例の特徴である。その他の構造、機能、処理は、前述の第１実施例と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。

図７に、第３実施例に従う制御回路２１０の機能ブロック図を示す。第３実施例に従う制御回路２１０と第１実施例に従う制御回路２１０との主な相違点は、以下の２点である。第１に、判断部３６０は、自らの判断結果を電流制御部３３０ではなく変調部３５０に出力する。第２に、温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低い場合に、電流制御部３３０がオフセット処理を行なうのではなく、変調部３５０が信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のいずれかの一方の出力を停止する処理（以下、「片側スイッチングオフ処理」ともいう）を行なう。他の機能は、前述の第１実施例と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。

図８は、第３実施例に従う制御回路２１０が行なう処理手順を示すフローチャートである。なお、図８に示したフローチャートの中で、前述の図４に示したフローチャートと同じ処理については同じステップ番号を付してある。それらについて処理も同じである。したがって、それらについての詳細な説明はここでは繰り返さない。

Ｓ３０にて、制御回路２１０は、温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低いか否かを判断する。

温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも高い場合（Ｓ３０にてＮＯ）、制御回路２１０は、処理をＳ３２に移し、通常時の制御を行なう。つまり、制御回路２１０は、信号ＰＷＭ１および信号ＰＷＭ２の双方を多相コンバータ１２に出力する。

一方、温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低い場合（Ｓ３０にてＹＥＳ）、制御回路２１０は、処理をＳ３１に移し、信号ＰＷＭ１の出力を停止し、信号ＰＷＭ２のみを多相コンバータ１２に出力する。これにより、チョッパ回路１３−１が停止され、チョッパ回路１３−２のみが作動することになる。この処理が片側スイッチングオフ処理である。

以上のように、第３実施例に従う制御回路２１０は、直流電源Ｂ１の温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低い場合、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の大きさのバランスを積極的に崩すように、２つのチョッパ回路１３−１，１３−２のうちチョッパ回路１３−１のスイッチングを停止する処理を行なう。このような手法によっても、第１実施例と同様に、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の大きさのバランスを積極的に崩すことができ、直流電源Ｂ１を流れる電流のリップル成分を増加させることができる。

［第４実施例］
上述の第３実施例では、片側スイッチングオフ処理の対象がチョッパ回路１３−１のみであった。

これに対して、第４実施例は、第２実施例と同様の考え方で、所定条件が成立する毎に片側スイッチングオフ処理の対象をチョッパ回路１３−１とチョッパ回路１３−２との間で切り替える。この点が第４実施例の特徴である。その他の構造、機能、処理は、前述の第１実施例と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。

図９は、第４実施例に従う制御回路２１０が行なう処理手順を示すフローチャートである。なお、図９に示したフローチャートの中で、前述の図８に示したフローチャートと同じ処理については同じステップ番号を付してある。それらについて処理も同じである。したがって、それらについての詳細な説明はここでは原則として繰り返さない。

温度ＴＢが基準温度Ｔ０よりも低い場合（Ｓ１０にてＹＥＳ）、制御回路２１０は、Ｓ４０にて、制御回路２１０は、信号ＰＷＭ１の出力停止中であるか否かを判断する。

信号ＰＷＭ１の出力停止中である場合（Ｓ４０にてＹＥＳ）、制御回路２１０は、Ｓ４１にて、予め定められた切替条件が成立したか否かを判断する。この切替条件は、上述の図６のＳ２１の処理で説明した考え方と同様の考え方で設定すればよい。たとえば、信号ＰＷＭ１の出力停止を継続している時間が所定時間を超えたという条件を、切替条件とすることができる。

切替条件が成立していない場合（Ｓ４１にてＮＯ）、制御回路２１０は、信号ＰＷＭ１の出力停止を継続させる（Ｓ３１）。一方、切替条件が成立した場合（Ｓ４１にてＹＥＳ）は、制御回路２１０は、片側スイッチングオフ処理の対象を信号ＰＷＭ１から信号ＰＷＭ２に切り替える。具体的には、制御回路２１０は、Ｓ４３にて、信号ＰＷＭ２の出力を停止し、信号ＰＷＭ１のみを出力する。

同様に、信号ＰＷＭ２の出力停止中である場合（Ｓ４０にてＮＯ）、制御回路２１０は、Ｓ４２にて、予め定められた切替条件が成立したか否かを判断する。この切替条件は、上述のＳ４１の処理で説明した考え方と同様の考え方で設定すればよい。

切替条件が成立していない場合（Ｓ４２にてＮＯ）、制御回路２１０は、信号ＰＷＭ２の出力停止を継続させる（Ｓ４３）。一方、切替条件が成立した場合（Ｓ４２にてＹＥＳ）は、制御回路２１０は、片側スイッチングオフ処理の対象を信号ＰＷＭ２から信号ＰＷＭ１に切り替える（Ｓ３１）。

このように、第４実施例では、切替条件が成立する毎に片側スイッチングオフ処理の対象を信号ＰＷＭ１と信号ＰＷＭ２との間で切り替える。これにより、片側スイッチングオフ処理を比較的長い時間継続して行なっても、いずれか一方のリアクトルに負荷が偏り過ぎることを防止し、多相コンバータ１２の制御性が低下することを防止することができる。

今回開示された実施例はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１２ 多相コンバータ、１３−１，１３−２ チョッパ回路、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２０，２２ 電圧センサ、２１、２７、２８ 温度センサ、２４，２５，２６ 電流センサ、２９ アクセルペダルポジションセンサ、２００ モータ駆動装置、２１０ 制御回路、２２０ 負荷、２４１，２４２ コイル巻線、２５０ コア、２５１ａ，２５１ｂ 外脚部、２５２ 中央脚部、２５３ ギャップ、３００ 電圧指令設定部、３１０ 減算部、３２０ 制御演算部、３２５ 乗算部、３３０ 電流制御部、３３１ 第１電流制御部、３３２ 第２電流制御部、３５０ 変調部、３５１ 第１変調部、３５２ 第２変調部、３６０ 判断部、Ｂ１ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２ ダイオード、ＧＬ 接地配線、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、ＰＬ 電源配線、Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２ スイッチング素子。

Claims (8)

1. 負荷（２２０）に接続された電源配線（ＰＬ）と直流の電源（Ｂ１）との間に並列に接続される複数のチョッパ回路（１３−１、１３−２）を含む多相コンバータ（１２）と、
   前記複数のチョッパ回路の動作を制御する制御回路（２１０）とを備え、
   前記複数のチョッパ回路の各々は、少なくとも１個のスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２）と、前記スイッチング素子の動作に応じて電流が通過するように配置されたリアクトル（Ｌ１、Ｌ２）とを含み、
   前記制御回路は、前記電源の温度が所定値よりも低い低温状態である場合、前記電源の温度が前記所定値よりも高い非低温状態である場合に比べて各前記リアクトル間の電流値の差が大きくなるように前記複数のチョッパ回路の動作を制御することによって、前記電源を流れる電流のリップル成分を増加させる、電源装置。
2. 前記複数のチョッパ回路は、第１リアクトル（Ｌ１）を流れる電流を調整する第１チョッパ回路（１３−１）と、第２リアクトル（Ｌ２）を流れる電流を調整する第２チョッパ回路（１３−２）とを少なくとも含み、
   前記第１リアクトルと前記第２リアクトルとは、互いに磁気的に結合するように配置され、
   前記制御回路は、前記低温状態である場合、前記非低温状態である場合に比べて前記第１リアクトルを流れる電流の値と前記第２リアクトルを流れる電流の値との差を増加させるように、前記第１チョッパ回路および前記第２チョッパ回路を制御する、請求の範囲第１項に記載の電源装置。
3. 前記電源装置は、
   前記第１リアクトルを流れる電流の値を検出する第１センサ（２５）と、
   前記第２リアクトルを流れる電流の値を検出する第２センサ（２６）とをさらに備え、
   前記制御回路は、
   前記負荷の動作状態に基づいて前記電源配線の電圧指令値を設定する設定部（３００）と、
   前記電圧指令値および前記第１センサの検出値に基づいて第１の演算を行なった結果で前記第１チョッパ回路を制御するとともに前記電圧指令値および前記第２センサの検出値に基づいて第２の演算を行なった結果で前記第２チョッパ回路を制御する制御部（３１０、３２０、３２５、３３０、３５０）とを含み、
   前記制御部は、前記低温状態である場合、前記第１センサおよび前記第２センサのいずれか一方のセンサの検出値に対して所定量を加えるオフセット処理を行なうことによって、前記第１リアクトルを流れる電流の値と前記第２リアクトルを流れる電流の値との差を増加させる、請求の範囲第２項に記載の電源装置。
4. 前記制御部は、前記電源の温度に応じて前記所定量を変更する、請求の範囲第３項に記載の電源装置。
5. 前記制御部は、所定条件が成立する毎に、前記オフセット処理の対象となる検出値を前記第１センサの検出値と前記第２センサの検出値との間で切り替える、請求の範囲第３項に記載の電源装置。
6. 前記制御回路は、前記低温状態である場合、前記第１チョッパ回路および前記第２チョッパ回路のいずれか一方のチョッパ回路の動作を停止する停止処理を行なう、請求の範囲第２項に記載の電源装置。
7. 前記制御回路は、所定条件が成立する毎に、前記停止処理の対象となるチョッパ回路を前記第１チョッパ回路と前記第２チョッパ回路との間で切り替える、請求の範囲第６項に記載の電源装置。
8. 各前記チョッパ回路は、
   接地配線（ＧＬ）と前記電源配線との間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２）を含み、
   前記リアクトルは、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点（Ｎ１、Ｎ２）と前記電源との間に接続されたコイル巻線（２４１、２４２）を有し、
   各前記チョッパ回路の前記コイル巻線は、共通のコア（２５０）の異なる部位（２５１ａ、２５１ｂ）に巻回される、請求の範囲第１項に記載の電源装置。

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