JP6763013B2 - 車載用の電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、結合リアクトルとコンデンサを有した車載用の電力変換装置、特に小型化、低コスト化のための結合リアクトルの結合係数に関するものである。

地球温暖化に代表される地球環境の急変やエネルギー資源利用に関わる問題が議論されている昨今、環境に優しい自動車として、電気自動車(ＥＶ:Electric Vehicle)、また、ＨＥＶ(Hybrid Electric Vehicle)およびＰＨＥＶ(Plug-in Hybrid Electric Vehicle)を含むハイブリッド自動車が開発されている。

従来から、エンジンと走行用モータとを搭載し、エンジン及び走行用モータの一方または両方を主駆動源として使用するハイブリッド自動車において電池電圧と、走行用モータに接続されたインバータの駆動電圧との最適化を図るために、昇圧コンバータ等の電力変換装置が使用されている。

また、このような自動車は、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、昇圧コンバータなどの電力変換装置は小型、低損失化が望まれており、従来技術として、例えば下記特許文献１には、コアと、コアに巻装され互いに磁気結合された複数相のコイルと、を含む複数相コンバータ用リアクトルを用いたコンバータ回路が開示されている。

特開２０１２−６５４５３号公報

しかしながら、従来の磁気結合リアクトルを用いた昇圧コンバータ回路では、次の課題があった。従来の磁気結合リアクトルを用いた昇圧コンバータでは、各相のリアクトルのリプル電流成分がインターリーブ構成とは異なり、同位相で切り替わるため、リアクトルの合計リプル電流の振幅は、各相のリプル電流の合計値となり、磁気結合リアクトル前段に設けているフィルタ用コンデンサのリプル電流が増加する。このため、コンデンサのサイズが大型化し、製造コストが高くなる問題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するために成されたものであって、磁気結合リアクトルの結合率を調整することで、磁気結合リアクトルを用いたマルチフェーズコンバータにおいて、コンデンサが大型化することがない車載用の電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明は、１００Ｖ以上の高電圧バッテリからなる電源から入力される電圧を所望の直流電圧に変換する車載用の電力変換装置であって、正極と負極の出力端子間で直列接続される正極側の第１の半導体スイッチング素子と負側の第２の半導体スイッチング素子と、前記第１および第２の半導体スイッチング素子より前記出力端子側で、前記正極と負極の出力端子間で直列接続される正極側の第３の半導体スイッチング素子と負極側の第４の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子のオンオフ制御を行う制御部と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子との接続点と正極側の入力端子の間に接続された第１の巻線と、前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子との接続点と前記正極側の入力端子の間に接続された第２の巻線が、共通の鉄心に巻数比が１：１で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれた磁気結合リアクトルと、正極側が前記正極側の入力端子と前記磁気結合リアクトルの入力側に接続され、負極側が負極側の入力端子と前記負極の出力端子に接続されたリプル電流抑制のための入力用コンデンサと、前記磁気結合リアクトルの前記各巻線の電流値を検出する電流検出部と、を備え、前記磁気結合リアクトルの結合率が、結合率の増加に伴う前記入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を避けるために０．８以下であり、前記制御部は、前記電流検出部で検出された電流値が等しくなるように制御を行ない、前記各半導体スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体素子である、車載用の電力変換装置にある。

この発明によれば、磁気結合型リアクトル素子を含む多相コンバータを備えた電力変換装置において、磁気結合リアクトルの結合率を設定値以下とすることによって、磁気結合リアクトル前段に備えたコンデンサに流れる電流リプルを抑制することができ、コンデンサのサイズを小型化することができる。これにより、部品点数が少なく小型で高効率な車載用の電力変換装置を提供できる。
以下、車載用の電力変換装置は電力変換装置と省略する。

この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を示す概略構成図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モードを説明するための図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モードを説明するための図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モードを説明するための図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モードを説明するための図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の各部の信号、電流のタイムチャートである。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の結合率が高い場合の各部の信号、電流のタイムチャートである。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の結合率が中程度の場合の各部の信号、電流のタイムチャートである。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の結合率が低い場合の各部の信号、電流のタイムチャートである。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における入力用コンデンサのリプル電流と磁気結合リアクトルの結合率の関係を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置を示す概略構成図である。 この発明に係る電力変換装置の磁気結合リアクトルを説明するための図である。 この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の変形例を示す概略構成図である。 この発明に係る電力変換装置の制御部の構成の一例を示す構成図である。

以下、この発明による電力変換装置を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を示す概略構成図である。図１において、電源である蓄電部１は、直流電圧を出力する。ここで、この電力変換装置が電気自動車やハイブリッド自動車に適用された場合には、蓄電部１は代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の２次電池からなる。また、電力変換装置の後段に接続される負荷８は例えば、インバータからなる。

この電力変換装置は、蓄電部１の電圧を検出する入力電力検出回路２０から平滑用コンデンサ７の電圧を検出する出力電力検出回路２１までの要素で構成されている。この電力変換装置は、蓄電部１と並列にリプル電流を除去するために入力用コンデンサ２が接続される。入力用コンデンサ２の後段側には、リアクトルＬ１、リアクトルＬ２が互いに磁気的に結合するように配置された磁気結合リアクトル１０が接続される。磁気結合リアクトル１０の後段には、１段目のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子４、２段目のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子５と半導体スイッチング素子６からなるスイッチング素子群が接続され、２段目のスイッチング素子対の後段には、平滑用コンデンサ７が接続されている。

それぞれ一例としてパワーＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)からなるスイッチング素子群は、正極の出力端子ＰＯと負極の出力端子ＮＯとの間で直列接続される第１の半導体スイッチング素子３と第２の半導体スイッチング素子４と、第１および第２の半導体スイッチング素子３，４より出力端子側で、正極の出力端子ＰＯと負極の出力端子ＮＯとの間で直列接続される第３の半導体スイッチング素子５と第４の半導体スイッチング素子６と、からなる。

半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子５のドレイン端子は平滑用コンデンサ７の正極側および正極の出力端子ＰＯに接続されている。半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子６のソース端子は平滑用コンデンサ７の負極側および負極の出力端子ＮＯに接続されている。半導体スイッチング素子３のソース端子と半導体スイッチング素子４のドレイン端子が互いに接続され、接続点が磁気結合リアクトル１０のリアクトルＬ１の出力側に接続されている。半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子６のドレイン端子が互いに接続され、接続点が磁気結合リアクトル１０のリアクトルＬ２の出力側に接続されている。

磁気結合リアクトル１０は、第１の半導体スイッチング素子３と第２の半導体スイッチング素子４との接続点と正極の入力端子ＰＩの間に接続されたリアクトルＬ１で示される第１の巻線と、第３の半導体スイッチング素子５と第４の半導体スイッチング素子６との接続点と正極の入力端子ＰＩの間に接続されたリアクトルＬ２で示される第２の巻線が、ＣＯで象徴的に示された共通の鉄心に巻数比が１：１で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれてなる。
入力用コンデンサ２は、正極側が正極の入力端子ＰＩと磁気結合リアクトル１０の入力側に接続され、負極側が負極の入力端子ＮＩと負極の出力端子ＮＯに接続されている。

次に、制御部９は、制御線３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄにより、１段目の半導体スイッチング素子３、４同士、２段目の半導体スイッチング素子５、６同士をそれぞれ設定されたデッドタイムを挟んでオン，オフ制御するとともに、信号線３１ａ、３１ｂにより、それぞれ入力電圧検出回路(ＳＶ１)２０、出力電圧検出回路(ＳＶ２)２１からの電圧検出値を取得する。Ｖｉは入力電圧、Ｖｏは出力電圧をそれぞれあらわす。

実際には、電力変換装置と蓄電部１の間は、ハーネス等で接続されるため寄生のインダクタンス成分を持つ。このため、高周波のインピーダンスが大きく、電力変換装置のリプル電流は入力用コンデンサ２に流れる。

なお、制御部９は例えば図１５に示すように概略、プロセッサ９２とメモリ９３とインターフェース９１を含む。そして、入力電圧検出回路２０、出力電圧検出回路２１、および後述するリアクトル電流検出回路２２ａ，２２ｂ等からの検出信号を信号線３１ａ−３１ｄによりインターフェース９１を介して入力する。そして、予めメモリ９３に記憶されたプログラム、制御用のデータに従って検出信号に基づき演算処理を行う。そして、演算処理結果に基づきインターフェース９１を介して制御線３０ａ−３０ｄにより半導体スイッチング素子３−６へ制御信号を出力する。

以下、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作原理について説明する。実施の形態１における電力変換装置には、各半導体スイッチング素子の状態に応じて、図２から図５に示す４つの動作モードが存在する。

図２のモード１は、半導体スイッチング素子４がオン、半導体スイッチング素子６がオフの状態である。各スイッチング素子対に対応する半導体スイッチング素子３はオフ、半導体スイッチング素子５はオンである。
図３のモード２は、モード１とは反対に、半導体スイッチング素子４がオフ、半導体スイッチング素子６がオン、また半導体スイッチング素子３がオン、半導体スイッチング素子５がオフの状態である。
図４のモード３は、半導体スイッチング素子４、半導体スイッチング素子６がともにオフ、半導体スイッチング素子３、半導体スイッチング素子５がともにオンの状態である。
図５のモード４は、モード３とは反対に、半導体スイッチング素子４、半導体スイッチング素子６がともにオン、半導体スイッチング素子３、半導体スイッチング素子５がともにオフの状態である。

制御部９は、半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子６の位相を半周期ずらして、すなわち１８０°位相をシフトさせて制御させるため、回路動作の出現パターンはスイッチングのデューティ比(Ｄ)０．５を境に変化する。
デューティ比が０．５より小さい場合(Ｄ＜０．５)は、各周期に対して
「モード１→モード３→モード２→モード３」
のパターンを繰り返し、デューティ比が０．５より大きい場合(Ｄ＞０．５)は、
「モード１→モード４→モード２→モード４」
のパターンを繰り返す。デューティ比が０．５のとき(Ｄ＝０．５)は、モード１とモード２を交互に繰り返す。

図６に、実施の形態１の電力変換装置の回路図を示す。図６に示すように、磁気結合リアクトル１０の
自己インダクタンスＬ₁、Ｌ₂、
相互インダクタンスＭ、
巻線すなわちリアクトルＬ１，Ｌ２に印加される電圧ｖ_L1、ｖ_L2、
巻線すなわちリアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流ｉ_L1，ｉ_L2
合成電流ｉ_in
とすると、以下の関係式が成り立つ。

モード１からモード４においてそれぞれ印加される電圧ｖ_L1、ｖ_L2は変化するため、電流の挙動は各モードごとに変化する。

図２より、モード１において、半導体スイッチング素子４はオン、半導体スイッチング素子６はオフであるため、ｖ_L1＝Ｖｉ、ｖ_L2＝Ｖｉ−Ｖｏとなる。
これを式(１)に代入して整理すると、

となる。ここで通常、各相のパラメータは対象になるように設計を行うため、各相のパラメータが完全に対象でＬ₁＝Ｌ₂＝Ｌという仮定を行うと、式(２)はより簡素な次式として表現される。

同様に図３のモード２について解く。モード２はスイッチング状態がモード１の逆転に対応する状態となっているので、各相の電流の挙動も逆転するため、次式であらわされる。

図４のモード３において、モード３は負極側の両方のスイッチがオフとなるモードなので、ｖ_L1＝ｖ_L2＝Ｖｉ−Ｖｏとなる。これを式(１)に代入して整理すると、次式であらわされる。

図５のモード４において、モード４は負極側の両方のスイッチがオンとなるモードなので、ｖ_L1＝ｖ_L2＝Ｖｉとなる。これを式(１)に代入して整理すると、次式であらわされる。

以上より、図７に動作例として、デューティ比が０．５より大きい場合(Ｄ＞０．５)において、電力変換装置の各電圧、電流波形を示す。ここで、入力用コンデンサ２に流れる電流ｉ_cは、合成電流ｉ_inの交流成分である。

図７は上から、
半導体スイッチング素子のスイッチング周期Ｔｓｗ(ここでは半周期(１／２)Ｔｓｗを示す)
上から順番に半導体スイッチング素子４，６，３，５へのそれぞれのゲート信号(ＤＴｓｗはオンデューティ部分を示す)
磁気結合リアクトル１０のリアクトルＬ１の電流ｉ_L1
磁気結合リアクトル１０のリアクトルＬ２の電流ｉ_L2
入力用コンデンサ２の電流ｉ_c(＝ｉ_in)を示す。
図７の下部に示したＭｏｄｅ１−４は図２−５のモード１−４にそれぞれ相当する。

また、リアクトルＬ１、リアクトルＬ２、入力用コンデンサ２のそれぞれの電流の図７の(ａ)−(ｄ)の各部での電流の時間的変化は以下のように示される。

ここで、図７より、各リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流ｉ_L1、ｉ_L2の最大値ｉ_L1max、ｉ_L2maxは、各相に流れる電流の平均値をｉ_{L1_ave}、ｉ_{L2_ave}、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れるリプル電流をΔｉ_{L1_pp}、Δｉ_{L2_pp}、とすると、次式であらわされる。

式(７)より、各電流の最大値(ｉ_{L1_max}、ｉ_{L2_max})は電流センサの許容電流値以内に収まるよう設計される。
電流センサとは、後述する電流検出部を構成するリアクトル電流検出回路２２ａ、２２ｂである。

また図７より、入力用コンデンサ２に流れる電流の実効値(ｉ_{c_rms})は次式であらわされる。

ここで、磁気結合リアクトル１０のリアクトルＬ１とリアクトルＬ２の結合率をｋとすると、相互インダクタンスＭと自己インダクタンスＬ₁、Ｌ₂との関係は、つぎのようにあらわされる。

これより、式(９)を式(７)、式(８)に代入すると、

となる。ここで、式(１０)より、各相のリプル電流の最大値ｉ_{L1_max}，ｉ_{L2_max}が電流センサの許容値以下となる条件で、入力用コンデンサ２のリプル電流実効値ｉ_{c_rms}を小さくする方法としては、一般的に、自己インダクタンスＬを大きくすることが考えられる。しかし、自己インダクタンスＬを大きくするということは、巻き数の増加、鉄心であるコアの増加などを伴い、磁気結合リアクトル１０のコスト増加、巻線増加による導通損失の増加が発生する。

そこで、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置では、結合率ｋを小さくすることで、自己インダクタンスＬ₁，Ｌ₂を増加させることなく、入力用コンデンサ２のリプル電流実効値ｉ_{c_rms}を小さくする。図８−１０に結合率を変化させたときの各電流波形を示す。
図８は結合率ｋが高い場合、図９は結合率ｋが中程度の場合、図１０は結合率ｋが低い場合を示し、図７と同様にそれぞれ上から、
半導体スイッチング素子のスイッチング周期Ｔｓｗ
上から順番に半導体スイッチング素子４，６，３，５へのそれぞれのゲート信号
磁気結合リアクトル１０のリアクトルＬ１およびリアクトルＬ２の電流
入力用コンデンサ２の電流を示す。

図８−１０より、結合率ｋが小さいほど、入力用コンデンサ２のリプル電流が小さくなることがわかる。また、式(１０)より、自己インダクタンスＬが大きくても、結合率が高い場合、例えばｋ≒１では、リプル電流幅が増大してしまう。
図１１に、昇圧率が２以上(Ｖｏ／Ｖｉ≧２)において、結合率ｋ＝０におけるリプル電流ΔＩｐｐを１としたときの、結合率ｋと各結合率におけるリプル電流幅との関係を示す。リプル電流幅とは、結合率ｋ＝０成分を１としたときの規格値である。図１１より、結合率が０．８を超えたあたりでリプル電流幅が飛躍的に増大することがわかる。このため、結合率は最大、０．８以下が望ましい。すなわち磁気結合リアクトル１０の結合率は例えば０．８が好ましい。
このように磁気結合リアクトル１０の結合率は、結合率の増加に伴う入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を考慮した設定値以下とする。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。図１２は、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置を示す概略構成図である。実施の形態２の電力変換装置の回路構成は、実施の形態１と同じであり、磁気結合リアクトル１０の各相のリアクトルＬ１，Ｌ２のそれぞれリアクトル電流ｉ_L1，ｉ_L2を測定する、電流検出部を構成するリアクトル電流検出回路２２ａ、２２ｂを備える。

実施の形態２の電力変換装置の制御部９は、リアクトル電流検出回路２２ａ、２２ｂから電流値を取得し、各相の電流が等しくなるように制御する。これは、磁気結合リアクトル１０のコアロスを低減、透磁率を維持するためである。磁気結合リアクトル１０は、巻線が発生する磁気がそれぞれ逆相となるように結合されているため、同方向に電流を流したときに発生する磁束はコア内では打ち消しあう方向に発生する。

図１３は磁気結合リアクトル１０を説明するための図である。図１３の(ａ)は磁気結合リアクトル１０の構成例、(ｂ)は磁束分布のイメージ図を示す。磁気結合リアクトル１０はコアＣＯを、２つのＵ型のコアを全体でＯ型になるように組み合わせた構造とし、リアクトルＬ１，Ｌ２に相当するコイル巻線ＣＯＩＬ１、ＣＯＩＬ２がコアＣＯに巻かれている。コイル巻線ＣＯＩＬ１、ＣＯＩＬ２は、それぞれの磁束ＭＦ１，ＭＦ２が互いに打ち消し合う方向に発生する方向に巻線が巻かれている。この構成において、各相の電流ｉ_L1、ｉ_L2が同方向に流れたときの磁束分布のイメージ図を(ｂ)に示す。ＬＭＦＤが低磁束密度領域、ＨＭＦＤが高磁束密度領域を示す。

図１３の(ｂ)より、コアＣＯのコイル巻線部から離れた部分の磁束密度が低いことがわかる。電流ｉ_L1により発生する磁束をΦ₁、電流ｉ_L2により発生する磁束をΦ₂とすると、コアＣＯのコイル巻線部から離れた部分での磁束は、各コイル巻線部で発生した磁束のうちコアＣＯ内を通る磁束の差分となる。磁気回路のオームの法則より、コアの磁気抵抗をＲｍ、各巻線数をＮ₁＝Ｎ₂＝Ｎとすると、各磁束は以下の式であらわされる。

磁束密度が低いと、透磁率が高いため、直流重畳特性が高く、損失も小さい。各コイル巻線で発生した磁束が均等であるほど、打ち消し合った結果の磁束密度が０に近づくため、制御部９は各相の電流が等しくなるように制御する。これにより、実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１で説明した結合率を低くすることでコンデンサの小型化を図るだけでなく、大電流においても制御部９が各相の電流が等しくなるように制御することで、高い直流重畳特性を維持する効果も奏する。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係る電力変換装置は、上記実施の形態１で説明した電力変換装置と同じ回路構成を有しているが、半導体スイッチング素子３−６は、ＳｉＣ(炭化ケイ素)半導体素子を使用することを特徴とする。

一般的に、ＨＥＶ，ＥＶ等の電気自動車は蓄電部１に相当する駆動用バッテリの電圧が高く、少なくとも１００Ｖ以上である。電気自動車の電気回路には大電流が流れるため、搭載される昇圧コンバータ等の電力変換装置に使用される素子は大電流、高耐圧の素子としてＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)が使用される。しかし、近年、さらなる小型化のためスイッチング周波数の高周波化が望まれており、ＩＧＢＴに変わるデバイスとしてＳｉＣ半導体デバイスが用いられる。ＳｉＣ半導体素子を使用することでスイッチング周波数が上がり、磁性部品の小型化が図られる。

しかし、入力用コンデンサ２は、コンデンサに流れるリプル電流自体を低減させることで小型化が可能であるため、スイッチング周波数を増加させて、磁性部品を小型化させてもリプル電流が変わらなければ小型化が図れない。また、入力用コンデンサ２を小型化させるためにはリプル電流を低減させる必要があり、リプル電流を低減させるには、一般的には、磁気結合リアクトルの磁性部品のインダクタンスを増加させることが考えられるが、磁性部品が大型化してしまう。

このため、高周波化により磁性部品が小型化しても、相対的にコンデンサのサイズが大きくなり、アプリケーション自体すなわち電力変換装置の小型化に影響がでる。

この発明の電力変換装置は、電気自動車の昇圧コンバータなどの高電圧、大容量の回路に適用されるものでありかつ、高周波駆動させることで最も効果を発揮する。この発明の実施の形態３に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子３−６にＳｉＣ半導体素子を使用し、高周波駆動を行うことで、磁気結合リアクトル１０を小型化し、かつ磁気結合リアクトル１０の結合率を下げることで、入力用コンデンサ２のリプル電流を低減させ、入力用コンデンサ２の小型化も図ることができる。

上記各実施の形態では、半導体スイッチング素子３、５をスイッチ素子とすることで、力行動作だけでなく回生動作も可能としている。この発明のこれに限るものではなく、図１４に示すように例えば、半導体スイッチング素子３、５を整流素子である整流ダイオード３ａ、５ａとしてもよく、相当の効果を奏する。

また上記実施の形態３では、半導体スイッチング素子３−６としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、すなわちＳｉＣを材料とした半導体を使用したＭＯＳＦＥＴを使用することとした。しかしながら同じくワイドバンドギャップ半導体素子として、ＧａＮ(窒化ガリウム)系材料、またはダイヤモンドを材料とした半導体を使用した半導体素子で構成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体素子から成る電力用半導体スイッチング素子は，Ｓｉ半導体ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用可能であり，スイッチング時に発生するスイッチング損失を大きく低減でき，電力損失の大きな低減が可能になる。また，電力損失が小さく，耐熱性も高いため，冷却部を備えてパワーモジュールを構成した場合、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や，水冷部の空冷化が可能であり、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。また，ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチング素子は，高周波スイッチング動作に適している。

この発明は、上記その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形することができる。

産業上の利用の可能性

この発明は、種々の分野で使用される高電圧用の電力変換装置に適用可能である。

Claims (4)

1. １００Ｖ以上の高電圧バッテリからなる電源から入力される電圧を所望の直流電圧に変換する車載用の電力変換装置であって、
   正極と負極の出力端子間で直列接続される正極側の第１の半導体スイッチング素子と負側の第２の半導体スイッチング素子と、
   前記第１および第２の半導体スイッチング素子より前記出力端子側で、前記正極と負極の出力端子間で直列接続される正極側の第３の半導体スイッチング素子と負極側の第４の半導体スイッチング素子と、
   前記各半導体スイッチング素子のオンオフ制御を行う制御部と、
   前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子との接続点と正極側の入力端子の間に接続された第１の巻線と、前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子との接続点と前記正極側の入力端子の間に接続された第２の巻線が、共通の鉄心に巻数比が１：１で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれた磁気結合リアクトルと、
   正極側が前記正極側の入力端子と前記磁気結合リアクトルの入力側に接続され、負極側が負極側の入力端子と前記負極の出力端子に接続されたリプル電流抑制のための入力用コンデンサと、
   前記磁気結合リアクトルの前記各巻線の電流値を検出する電流検出部と、
   を備え、
   前記磁気結合リアクトルの結合率が、結合率の増加に伴う前記入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を避けるために０．８以下であり、
   前記制御部は、前記電流検出部で検出された電流値が等しくなるように制御を行ない、
   前記各半導体スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体素子である、
   車載用の電力変換装置。
2. 前記第１の半導体スイッチング素子および前記第３の半導体スイッチング素子のかわりに整流素子をそれぞれ設けた、請求項１に記載の車載用の電力変換装置。
3. 前記ワイドバンドギャップ半導体素子は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンドのうちのいずれか１つを材料とした半導体素子である、請求項１または２に記載の車載用の電力変換装置。
4. 前記磁気結合リアクトルは、前記鉄心が全体としてＯ型の鉄心からなり、前記第１の巻線および第２の巻線が、Ｏ型の前記鉄心の対向する位置に、それぞれの磁束が互いに打ち消し合う方向に発生する方向に巻かれている、請求項１から３までのいずれか１項に記載の車載用の電力変換装置。

Images