JP2019024283A - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents
電力変換装置および電力変換装置の制御方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2019024283A JP2019024283A JP2017142619A JP2017142619A JP2019024283A JP 2019024283 A JP2019024283 A JP 2019024283A JP 2017142619 A JP2017142619 A JP 2017142619A JP 2017142619 A JP2017142619 A JP 2017142619A JP 2019024283 A JP2019024283 A JP 2019024283A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- semiconductor switching
- power conversion
- conversion device
- semiconductor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】結合リアクトルを用いたコンバータ回路からなる電力変換装置において、部品点数削減とともに、軽負荷時の高効率化、故障時のフェールセーフへの対応を可能にした電力変換装置を提供する。【解決手段】磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータを備えた電力変換装置において、要求負荷の大きさに応じて複数のスイッチング素子の駆動数を切り替えることで、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制し、軽負荷時の効率の低下を防ぎ、また、制御部は内部に故障判定部を備え、１相の故障が発生した際に、故障していない相のみで駆動させることで動作を継続する。【選択図】図１
Description
この発明は、結合リアクトルと半導体スイッチング素子を有した電力変換装置および電力変換装置の制御方法、特に電力変換装置の小型化、高効率化、故障時のフェールセーフ化等に関するものである。
地球温暖化に代表される地球環境の急変やエネルギー資源利用に関わる問題が議論されている昨今、環境に優しい自動車として、電気自動車(ＥＶ：Electric Vehicle)やＨＥＶ(Hybrid Electric Vehicle)／ＰＨＥＶ(Plug-in Hybrid Electric Vehicle)等のハイブリッド自動車が開発されている。
このような自動車は、従来の自動車にも搭載されていた、制御回路を動作させる補機用電池に加えて、充電された電力により走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池を搭載している。
このような自動車では、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、燃費改善のため、電動パワートレインコンポーネントの小型化、高効率化が望まれている。従来技術として、例えば下記特許文献１に開示されているように、マルチフェーズコンバータ回路において、各相に接続されるリアクトルを磁気的に結合するインダクタを使用することで、小型化を図った装置がある。
上記のように、特許文献１に開示された電力変換回路は、二次電池からの直流電圧を昇圧して駆動回路に供給するマルチフェーズコンバータ回路であって、マルチフェーズコンバータ回路の昇圧コンバータ回路の昇圧リアクトルに磁気的に結合されたインダクタを使用することで、部品点数を減らすことができ、小型化、低コスト化が図れるというものである。
ところで、蓄電装置とインバータとを直列に接続可能で、且つコンバータを備える電動車両の電力変換装置では、さらなるシステム効率の向上が望まれており、改良の余地がある。
この発明はこのような課題を考慮してなされたものであって、小型化、高効率化、故障時のフェールセーフ化等を図った電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。
に関するものである。
に関するものである。
この発明は、出力端子の負極側に接続される第１の半導体スイッチング素子および第２の半導体スイッチング素子と、前記第１の半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に接続される第３の半導体スイッチング素子および前記第２の半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に接続される第４の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング素子駆動制御部を含む制御部と、前記第１の半導体スイッチング素子と第３の半導体スイッチング素子の接続点と入力端子の間に接続された第１の巻線、前記第２の半導体スイッチング素子と第４の半導体スイッチング素子の接続点と入力端子の間に接続された第２の巻線を有し、鉄心が共通で巻数比が１：１であり逆方向に磁気結合する磁気結合リアクトルと、を備え、前記スイッチング素子駆動制御部が、前記半導体スイッチング素子の駆動数を決定する駆動数決定部を含み、前記スイッチング素子駆動制御部が、前記駆動数決定部の決定結果に基づいて、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第３の半導体スイッチング素子で構成される第１のスイッチング素子対と、前記第２の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子で構成される第２のスイッチング素子対のうち一方のスイッチング素子対を停止させ他方の前記スイッチ素子対は動作させる、電力変換装置等にある。
この発明では、小型化、高効率化、故障時のフェールセーフ化等を図った電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供できる。
この発明では、磁気結合型リアクトルを使用したコンバータ回路を備えた電力変換装置において、設定された負荷以下においては、片側の相のスイッチング素子を停止させることで、余分な損失の発生を抑制させ、さらに合理的にシステムの効率を向上させた電力変換装置等を提供する。
かかる構成によれば、要求負荷の大きさに応じて複数のスイッチング素子の駆動数を切り替える。これにより、例えば負荷の要求電力が小さい場合などの軽負荷時にまで全てのスイッチング素子を駆動させることとなり、各スイッチング素子で発生するスイッチング損失が無視できず、昇圧コンバータの電力変換効率が低下してしまう、という従来構成に比して、各相コンバータの電力変換効率の向上を図ることが可能となる。
かかる構成によれば、要求負荷の大きさに応じて複数のスイッチング素子の駆動数を切り替える。これにより、例えば負荷の要求電力が小さい場合などの軽負荷時にまで全てのスイッチング素子を駆動させることとなり、各スイッチング素子で発生するスイッチング損失が無視できず、昇圧コンバータの電力変換効率が低下してしまう、という従来構成に比して、各相コンバータの電力変換効率の向上を図ることが可能となる。
以下、この発明による電力変換装置および電力変換装置の制御方法を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の概略構成図である。実施の形態１による電力変換装置は、昇圧コンバータとインバータにより構成される。昇圧コンバータの入力側には蓄電部１が接続され、負荷８として示されたインバータの出力側には図示を省略した電動回転機が接続されている。図１を参照して、蓄電部１は、直流電圧を出力する。ここで、この電力変換装置が電気自動車やハイブリッド自動車に適用された場合には、蓄電部１は代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。蓄電部１の電圧は少なくとも１００Ｖ以上ある。
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の概略構成図である。実施の形態１による電力変換装置は、昇圧コンバータとインバータにより構成される。昇圧コンバータの入力側には蓄電部１が接続され、負荷８として示されたインバータの出力側には図示を省略した電動回転機が接続されている。図１を参照して、蓄電部１は、直流電圧を出力する。ここで、この電力変換装置が電気自動車やハイブリッド自動車に適用された場合には、蓄電部１は代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。蓄電部１の電圧は少なくとも１００Ｖ以上ある。
この電力変換装置は、蓄電部１から平滑用コンデンサ７までの要素で構成されている。この電力変換装置は、蓄電部１と並列にリプル電流を除去するために入力用コンデンサ２が接続され、入力用コンデンサ２の後段側には、リアクトルＬ１、リアクトルＬ２が互いに磁気的に結合するように配置された磁気結合リアクトル１０が接続される。磁気結合リアクトル１０の後段には、第１のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子４と、第２のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子５と半導体スイッチング素子６を備え、各スイッチング素子対の後段には、平滑用コンデンサ７が接続される。
半導体スイッチング素子３のドレイン端子と半導体スイッチング素子５のドレイン端子はそれぞれ、出力端子となる平滑用コンデンサ７の正極側に接続され、半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子６のソース端子は出力端子となる平滑用コンデンサ７の負極側に接続されている。また、半導体スイッチング素子３のソース端子と半導体スイッチング素子４のドレイン端子は互いに接続され、半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子６のドレイン端子も互いに接続されており、それぞれの接続点は磁気結合リアクトル１０に接続され、さらに正極側の入力端子に至る。
磁気結合リアクトル１０は、半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子４との接続点と、入力用コンデンサ２の正極側との間に接続されたリアクトルＬ１で示される第１の巻線と、半導体スイッチング素子５と半導体スイッチング素子６との接続点と入力用コンデンサ２の正極側との間に接続されたリアクトルＬ２で示される第２の巻線が、共通の鉄心に巻数比が１：１で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれている。
そして４つの半導体スイッチング素子３から６および磁気結合リアクトル１０で、入力電源からの入力される電圧を所望の直流電圧に変換する昇圧コンバータを構成する。
そして４つの半導体スイッチング素子３から６および磁気結合リアクトル１０で、入力電源からの入力される電圧を所望の直流電圧に変換する昇圧コンバータを構成する。
次に、制御部９は、制御線３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄを介して、第１のスイッチング素子対３、４と第２のスイッチング素子対５、６をそれぞれ設定されたデッドタイムを挟んで後で図示するゲート信号Ｓ３からＳ６によりオンオフ制御する。また同時に、信号線３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄにより、それぞれ入力電圧検出回路２０、出力電圧検出回路２１、入力電流検出回路２２ａ，２２ｂからの電圧検出値、電流検出値を示す信号をそれぞれ取得する。Ｖｉは入力電源である蓄電部１からの入力電圧、Ｖｏは入力電圧Ｖｉを変換する設定された出力電圧をそれぞれあらわす。
入力電圧検出回路２０は入力電圧Ｖｉを検出し、出力電圧検出回路２１はで出力電圧Ｖｏを検出し、入力電流検出回路２２ａはリアクトルＬ１に流れる電流ｉＬ１を検出し、入力電流検出回路２２ｂはリアクトルＬ２に流れる電流ｉＬ２を検出する。
入力電圧検出回路２０は入力電圧Ｖｉを検出し、出力電圧検出回路２１はで出力電圧Ｖｏを検出し、入力電流検出回路２２ａはリアクトルＬ１に流れる電流ｉＬ１を検出し、入力電流検出回路２２ｂはリアクトルＬ２に流れる電流ｉＬ２を検出する。
実際には、電力変換装置と蓄電部１の間は、ハーネス等で接続されるため寄生のインダクタンス成分を持つ。このため、高周波のインピーダンスが大きく電力変換装置のリプル電流は入力用コンデンサ２に流れる。
以下、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の通常動作時の各半導体スイッチング素子の動作について説明する。各半導体スイッチング素子の状態に応じて、図２から図５に示す４つの動作モード(Ｍｏｄｅ)１から４が存在する。ここでは、例として力行動作時の動作事例で説明する。力行動作時には、蓄電部１から負荷８へ電流が流れる。
図２のモード１は、半導体スイッチング素子４がオン、半導体スイッチング素子６がオフの状態である。第１のスイッチング素子対で半導体スイッチング素子４と対になる半導体スイッチング素子３はオフ、第２のスイッチング素子対で半導体スイッチング素子６と対になる半導体スイッチング素子５はオンである。
図３のモード２は、モード１とは反対に、半導体スイッチング素子４がオフ、半導体スイッチング素子６がオン、また半導体スイッチング素子３がオン、半導体スイッチング素子５がオフの状態である。
図３のモード２は、モード１とは反対に、半導体スイッチング素子４がオフ、半導体スイッチング素子６がオン、また半導体スイッチング素子３がオン、半導体スイッチング素子５がオフの状態である。
図４のモード３は、半導体スイッチング素子４、半導体スイッチング素子６がともにオフ、半導体スイッチング素子３、半導体スイッチング素子５がともにオンの状態である。
図５のモード４は、モード３とは反対に、半導体スイッチング素子４、半導体スイッチング素子６がともにオン、半導体スイッチング素子３、半導体スイッチング素子５がともにオフの状態である。
図５のモード４は、モード３とは反対に、半導体スイッチング素子４、半導体スイッチング素子６がともにオン、半導体スイッチング素子３、半導体スイッチング素子５がともにオフの状態である。
制御部９は半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子６の位相を半周期ずらして、すなわち１８０°位相をシフトして制御させるため、回路動作の出現パターンはスイッチングのデューティ比(Ｄ)０．５を境に変化する。
デューティ比が０．５未満の場合(Ｄ＜０．５)は、各周期に対して
モード１→モード３→モード２→モード３
のパターンを繰り返す。
デューティ比が０．５より大きい場合(Ｄ＞０．５)は、各周期に対して
モード１→モード４→モード２→モード４
のパターンを繰り返す。
デューティ比が０．５のとき(Ｄ＝０．５)は、モード４はなく、モード１とモード２を交互に繰り返す。
デューティ比が０．５未満の場合(Ｄ＜０．５)は、各周期に対して
モード１→モード３→モード２→モード３
のパターンを繰り返す。
デューティ比が０．５より大きい場合(Ｄ＞０．５)は、各周期に対して
モード１→モード４→モード２→モード４
のパターンを繰り返す。
デューティ比が０．５のとき(Ｄ＝０．５)は、モード４はなく、モード１とモード２を交互に繰り返す。
図６に、実施の形態１の電力変換装置の一例の主回路部分の概略構成図を示す。図６に示すように、磁気結合リアクトル１０の
Ｌ１，Ｌ２：自己インダクタンス
Ｍ：相互インダクタンス、
ｖＬ１，ｖＬ２、：リアクトルＬ１，Ｌ２に印加される電圧
ｉＬ１，ｉＬ２：リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流
ｉｉｎ：入力電流
Ｖｉ：入力電圧
Ｖｏ：出力電圧
とすると、以下の式(１)の関係式が成り立つ。
Ｌ１，Ｌ２：自己インダクタンス
Ｍ：相互インダクタンス、
ｖＬ１，ｖＬ２、：リアクトルＬ１，Ｌ２に印加される電圧
ｉＬ１，ｉＬ２：リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流
ｉｉｎ：入力電流
Ｖｉ：入力電圧
Ｖｏ：出力電圧
とすると、以下の式(１)の関係式が成り立つ。
モード１からモード４においてそれぞれ印加される電圧ｖＬ１、ｖＬ２は変化するため、電流の挙動は各モードごとに変化する。
図２より、モード１において、半導体スイッチング素子４はオン、半導体スイッチング素子６はオフであるため、ｖＬ１＝Ｖｉ、ｖＬ２＝Ｖｉ−Ｖｏとなる。
これを式(１)に代入して整理すると、
これを式(１)に代入して整理すると、
となる。ここで、通常各相のパラメータは対象になるように設計を行うため、各相のパラメータが完全に対象でＬ１＝Ｌ２＝Ｌという仮定を行うと、式(２)はより簡素な次式(３)として表現される。
同様に図３のモード２について考える。モード２はスイッチング状態がモード１の逆転に対応する状態となっているので、各相の電流の挙動も逆転するため、次式(４)であらわされる。
図４のモード３において、モード３は両方の半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子６がオフとなるモードなので、ｖＬ１＝ｖＬ２＝Ｖｉ−Ｖｏとなる。これを式(１)に代入して整理すると、次式(５)のようになる。
図５のモード４において、モード４は両方の半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子６がオンとなるモードなので、ｖＬ１＝ｖＬ２＝Ｖｉとなる。これを式(１)に代入して整理すると、次式(６)のようになる。
以上より、図７に動作例として、デューティ比が０．５以上の場合(Ｄ≧０．５)における、通常動作時の電力変換装置の各信号、電流のタイムチャートを示す。
図７の(ａ)から(ｄ)はそれぞれ半導体スイッチング素子４、６，３，５へのゲート信号を示す。また(ｅ)(ｆ)はそれぞれリアクトルＬ１，Ｌ２の電流ｉＬ１，ｉＬ２、(ｇ)は入力用コンデンサ２の電流ｉＣを示す。
ここで、入力用コンデンサ２に流れる電流ｉＣは、合成電流ｉｉｎの交流成分である。また、Ｔｓｗは半導体スイッチング素子のオンオフの１周期、ＤＴｓｗ等はデューティ比のオン期間を示す。
図７の(ａ)から(ｄ)はそれぞれ半導体スイッチング素子４、６，３，５へのゲート信号を示す。また(ｅ)(ｆ)はそれぞれリアクトルＬ１，Ｌ２の電流ｉＬ１，ｉＬ２、(ｇ)は入力用コンデンサ２の電流ｉＣを示す。
ここで、入力用コンデンサ２に流れる電流ｉＣは、合成電流ｉｉｎの交流成分である。また、Ｔｓｗは半導体スイッチング素子のオンオフの１周期、ＤＴｓｗ等はデューティ比のオン期間を示す。
また、図７の(ｅ)の電流ｉＬ１の変化は図の左から順に下記のように示される。
また、図７の(ｆ)の電流ｉＬ２の変化は図の左から順に下記のように示される。
また、図７の(ｇ)の電流ｉＣの変化は図の左から順に下記のように示される。
ここで、図７の(ｇ)の電流ｉＣの変化は入力電流ｉｉｎの変化として示されている。入力用コンデンサ２に流れる電流ｉＣは入力電流ｉｉｎの交流成分である。入力電流ｉｉｎを直流電流Ｉｄｃと交流電流Ｉａｃに分けると、
Ｉｉｎ＝Ｉｄｅ＋Ｉａｃ
ｉｃ≒Ｉａｃ
となり、ｄｉｉｎ／ｄｔは直流分が無視されるためｄｉｉｎ／ｄｔ＝ｄｉｃ／ｄｔとなる。
Ｉｉｎ＝Ｉｄｅ＋Ｉａｃ
ｉｃ≒Ｉａｃ
となり、ｄｉｉｎ／ｄｔは直流分が無視されるためｄｉｉｎ／ｄｔ＝ｄｉｃ／ｄｔとなる。
図７の動作を動作例として、実施の形態１に係る電力変換装置の主な損失は、半導体スイッチング素子４、５のスイッチング損失、半導体スイッチング素子４から６の導通損失、磁気結合リアクトル１０の銅損および鉄損を含む損失である。ここで、例えば、軽負荷で昇圧率(Ｖｏ／Ｖｉ)が大きい場合においては、半導体素子のスイッチング損失が電力変換装置の損失全体の中で大きなウエイトを占める。
そこで、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置は制御部９に駆動数決定部９１を備えている。図２３にこの発明による電力変換装置の制御部９の内部構成の一例を示す。スイッチング素子駆動制御部９０は、信号線３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄからの電圧検出値、電流検出値を示す信号に従って、各半導体スイッチング素子３から６にゲート信号を出力してスイッチング制御を行う。スイッチング素子駆動制御部９０の駆動数決定部９１は、入力電流検出回路２２ａ、２２ｂによって取得する電力変換装置の負荷を示す電流値が予め定められた第１の設定電流値(ＲＥＦ１ＬＩ)以下の時に、半導体スイッチング素子対３、４および半導体スイッチング素子対５、６の何れか一方の半導体スイッチング素子対の動作を停止させることを決定する。スイッチング素子駆動制御部９０はこの決定に従って各半導体スイッチング素子を駆動制御する。なお、入力電流検出回路２２ａ、２２ｂによって取得する電流値は電力変換装置の負荷を示すものであり、広義には、電力変換装置の負荷を示す値が予め定められた第１の設定値(ＲＥＦ１Ｌ)以下の時に、何れか一方の半導体スイッチング素子対の動作を停止させる、としてもよい。従って駆動数決定部９１は、入力電流検出回路２２ａ、２２ｂを使用せずに、入力電圧検出回路２０、出力電圧検出回路２１によって取得する電力変換装置の負荷を示す電圧値が予め定められた第１の設定電流値(ＲＥＦ１ＬＶ)以下の時に、何れか一方の半導体スイッチング素子対の動作を停止させることを決定するようにしてもよい。
駆動数決定部９１は、駆動数を決定する際に、磁気結合リアクトル１０の第１の巻線Ｌ１側に流れる電流を検出する第１の入力電流検出回路２２ａと、第２の巻線Ｌ２側に流れる電流を検出する第２の入力電流検出回路２２ｂと、入力端子に入力される電圧を検出する入力電圧検出回路２０と、出力端子から出力される出力電圧を検出する出力電圧検出回路２１等の各検出回路２２ａ，２２ｂ，２０，２１の少なくとも１つの値から演算して求まる電力変換装置の負荷を示す値を用いる。そして電力変換装置が軽負荷状態であること判断した場合に、何れか一方の半導体スイッチング素子対の動作を停止させることを決定する。
駆動数決定部９１は、駆動数を決定する際に、磁気結合リアクトル１０の第１の巻線Ｌ１側に流れる電流を検出する第１の入力電流検出回路２２ａと、第２の巻線Ｌ２側に流れる電流を検出する第２の入力電流検出回路２２ｂと、入力端子に入力される電圧を検出する入力電圧検出回路２０と、出力端子から出力される出力電圧を検出する出力電圧検出回路２１等の各検出回路２２ａ，２２ｂ，２０，２１の少なくとも１つの値から演算して求まる電力変換装置の負荷を示す値を用いる。そして電力変換装置が軽負荷状態であること判断した場合に、何れか一方の半導体スイッチング素子対の動作を停止させることを決定する。
以下、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の駆動数決定部９１が半導体スイッチング素子対５、６を停止させたときの半導体スイッチング素子対３、４の動作について説明する。各半導体スイッチング素子の状態に応じて、図８から図１０に示す３つの動作モードが存在する。ここでは、例として電流が流れる向きが蓄電部１から負荷８へとなる力行動作でスイッチング素子のデューティ比がＤ＜０．５(昇圧率＜２)のときの動作事例を説明する。
図８のモード１は、半導体スイッチング素子４がオン、半導体スイッチング素子３がオフの状態である。半導体スイッチング素子５、６は常時オフされている。
図９のモード２は、モード１とは反対に、半導体スイッチング素子４がオフ、半導体スイッチング素子３がオンの状態である。
図９のモード２は、モード１とは反対に、半導体スイッチング素子４がオフ、半導体スイッチング素子３がオンの状態である。
ここで、モード１において、半導体スイッチング素子４のデューティ比が０．５未満のときは、出力電圧Ｖｏ＜入力電圧Ｖｉ×２となり、磁気結合リアクトル１０のリアクトルＬ２側の相互インダクタンス部にはＬ１側と逆方向の電圧が発生され、入力電圧Ｖｉとこの逆方向に発生した電圧の和が出力電圧Ｖｏより上回るため、半導体スイッチング素子５のボディダイオードＢＤがオンする。
一方、モード２においては、直前まで電流が流れているため、０Ａに達するまでリアクトルＬ１側と同じ電流減少率でリアクトルＬ２側の電流が減少する。
一方、モード２においては、直前まで電流が流れているため、０Ａに達するまでリアクトルＬ１側と同じ電流減少率でリアクトルＬ２側の電流が減少する。
図１０のモード３は、モード２と同じ動作であるが、リアクトルＬ２側の電流が０Ａのため、半導体スイッチング素子５のボディダイオードＢＤがオフされる。このため、リアクトルＬ２側には電流が流れず、リアクトルＬ１側の電流は磁気結合リアクトル１０のリーケージインダクタンス成分に発生した電圧に比例して電流が減少する(ｄｉ／ｄｔ≒Ｖ／Ｌｒ)。
以上より、図８から図１０の動作時のときの電力変換装置のデューティ比０．５未満かつ軽負荷時の各信号および電流のタイムチャートを図１１に示す。
以上より、図８から図１０の動作時のときの電力変換装置のデューティ比０．５未満かつ軽負荷時の各信号および電流のタイムチャートを図１１に示す。
同様に、デューティ比が０．５以上(Ｄ≧０．５)かつ軽負荷時の電力変換装置の各信号および電流のタイムチャートを図１２に示す。図１２より、半導体スイッチング素子４のデューティ比が０．５以上のときは、出力電圧Ｖｏ＞(入力電圧Ｖｉ×２)となるため、動作モード２において、半導体スイッチング素子４がオフ、半導体スイッチング素子３がオンのとき、半導体スイッチング素子６のボディダイオードＢＤがオンされる。一方、モード１においては、直前まで電流が流れているため、０Ａに達するまでリアクトルＬ１側と同じ電流減少率でＬ２側の電流が減少する。
動作モード３は、モード１と同じ動作であるが、Ｌ２側の電流が０Ａのため、半導体スイッチング素子５のボディダイオードＢＤがオフされる。
動作モード３は、モード１と同じ動作であるが、Ｌ２側の電流が０Ａのため、半導体スイッチング素子５のボディダイオードＢＤがオフされる。
以上のことから、実施の形態１における電力変換装置は、上述したように軽負荷において、片相の半導体スイッチング素子対のスイッチング動作を停止することで、駆動している半導体スイッチング素子対の相で昇圧動作をしつつ、もう片相側の半導体スイッチング素子のスイッチング損失を抑制することで、昇圧動作をしつつ、効率の改善を図る。
上記、実施の形態１では半導体スイッチング素子３から６はＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)としたが、これに限るものではなく、例えば、図１３に示すようにＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)とダイオードで構成されてもよい。また、燃料電池車の昇圧リアクトルのように、回生動作がなく、力行動作のみの場合、図１４に示すように半導体スイッチング素子３、５はダイオードで構成されてもよい。
実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。実施の形態２の電力変換装置の回路構成は、実施の形態１のものと基本的に同じであり、制御部９での制御が異なる。
また以下の説明において、１相の上下アームのスイッチング素子とは、上述の第１のスイッチング素子対を構成する半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子４、または第２のスイッチング素子対を構成する半導体スイッチング素子５と半導体スイッチング素子６のことを示す。
この発明の実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。実施の形態２の電力変換装置の回路構成は、実施の形態１のものと基本的に同じであり、制御部９での制御が異なる。
また以下の説明において、１相の上下アームのスイッチング素子とは、上述の第１のスイッチング素子対を構成する半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子４、または第２のスイッチング素子対を構成する半導体スイッチング素子５と半導体スイッチング素子６のことを示す。
実施の形態２に係る電力変換装置の制御部９のスイッチング素子駆動制御部９０は、図２３に示す軽負荷時動作モード切替部９２を有する。軽負荷時動作モード切替部９２は、実施の形態１の動作モードに加え、入力電流検出回路２２ａ，２２ｂにより検出される入力電流が０Ａ付近をまたぐ場合の軽負荷において、片相の上下アームのスイッチングを停止させる動作モードを備える。そしてさらに、例えば力行動作時は、半導体スイッチング素子３または５を停止させる。また同様に、回生時は半導体スイッチング素子４または６を停止させる。これにより、半導体スイッチング素子３または５はダイオードとなるため、リアクトルに流れる電流は０Ａでクリップされる。図１５に実施の形態２における力行動作時(デューティ比０．５以上)の各信号および電流のタイムチャートを示す。
図１５より、電流が０Ａでクリップされるため、電流実効値が減少するだけでなく、電流不連続モードとなるため、半導体スイッチング素子３のオフ損失が抑制され効率がさらに改善する。これは、スイッチング損失が比較的小さいＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴより、ターンオフ時のテール電流によるスイッチング損失が大きい図１３に示すようなＳｉ半導体のＩＧＢＴとダイオードの構成の場合のほうが、テール電流によるターンオフ時のスイッチング損失を低減できるため、効果を発揮する。
また、上記実施の形態２では、電流不連続モードで説明したが、これに限るものではなく例えば、電流臨界モードで動作してもよい。
すなわち、スイッチング素子駆動制御部９０の軽負荷時動作モード切替部９２は、例えば入力電流検出回路２２ａ、２２ｂによって取得する電流値等の電力変換装置の負荷を示す値が上述の第１の設定値(ＲＥＦ１Ｌ)より小さい第２の設定値(ＲＥＦ２Ｌ)以下になったとき、磁気結合リアクトル１０の電流が電流不連続モードまたは電流臨界モードとなるように、駆動させている何れかの半導体スイッチング素子対の各半導体スイッチング素子を制御する。
実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係る電力変換装置について説明する。実施の形態３の電力変換装置の回路構成は、実施の形態１のものと基本的に同じであり、制御部９での制御が異なる。制御部９のスイッチング素子駆動制御部９０は、図２３に示すインダクタンス直流重畳特性切替部９３を有する。
この発明の実施の形態３に係る電力変換装置について説明する。実施の形態３の電力変換装置の回路構成は、実施の形態１のものと基本的に同じであり、制御部９での制御が異なる。制御部９のスイッチング素子駆動制御部９０は、図２３に示すインダクタンス直流重畳特性切替部９３を有する。
図１６に、実施の形態３に係る電力変換装置の制御部９のスイッチング素子駆動制御部９０における制御の一部を示す制御ブロック図を示す。
図１６は、出力電圧Ｖｏを目標とする基準電圧Ｖｒｅｆに合わせるために出力電圧Ｖｏの調整分ΔＶｏを求める制御ブロックである。伝達関数ＦｍおよびＧｄｖ(ｓ)を含む電力変換装置のプラントモデルＰＬＭの出力である調整分ΔＶｏが、フィードバック伝達関数Ｈ(ｓ)を有する変換器ＦＥＴが入力される。そして変換器ＦＥＴの出力と基準電圧Ｖｒｅｆの差を減算器ＤＥＦで求め、減算器ＤＥＦの出力が伝達関数Ｇｃ(ｓ)を含む補償器ＣＯＰを介してプラントモデルＰＬＭへ入力される。
図１６は、出力電圧Ｖｏを目標とする基準電圧Ｖｒｅｆに合わせるために出力電圧Ｖｏの調整分ΔＶｏを求める制御ブロックである。伝達関数ＦｍおよびＧｄｖ(ｓ)を含む電力変換装置のプラントモデルＰＬＭの出力である調整分ΔＶｏが、フィードバック伝達関数Ｈ(ｓ)を有する変換器ＦＥＴが入力される。そして変換器ＦＥＴの出力と基準電圧Ｖｒｅｆの差を減算器ＤＥＦで求め、減算器ＤＥＦの出力が伝達関数Ｇｃ(ｓ)を含む補償器ＣＯＰを介してプラントモデルＰＬＭへ入力される。
図１６のプラントモデルＰＬＭの伝達関数に使用する、自己インダクタンス値であるＬ値と相互インダクタンス値であるＭ値を含むリアクトルのインダクタンス値は通常、実際のリアクトルの直流重畳特性を考慮したインダクタンス値が使用される。通常、実施の形態３に係る電力変換装置のスイッチング素子駆動制御部９０は、入力電流検出回路２２ａ，２２ｂから得られた電流値をもとに、磁気結合リアクトル１０のインダクタンス値(Ｌ値、Ｍ値)を導出し、プラントモデルＰＬＭの伝達関数に代入する。
しかし、軽負荷時に片相の上下アームの半導体スイッチング素子の駆動を停止することで、磁気結合リアクトル１０に流れる電流値が偏るため、プラントモデルＰＬＭの動作と実機動作のふるまいに違いがでる。そこで、実施の形態３に係る電力変換装置のスイッチング素子駆動制御部９０のインダクタンス直流重畳特性切替部９３は内部に、磁気結合リアクトル１０の直流重畳特性パターンを２つ保有し、軽負荷動作時に片相の上下アームの半導体スイッチング素子の駆動を停止したとき、あわせて磁気結合リアクトル１０のインダクタンス値の直流重畳特性を切り替えることで、この問題を防止する。図１７に通常動作時(ＩＬ１＝ＩＬ２)と片相の上下アームの半導体スイッチング素子の駆動の停止時(Ｉ２＝０Ａ)のインダクタンス値(Ｌ値、Ｍ値)直流重畳特性を示す。
図１７の、
実線のＡＬが、両相の上下アームの半導体スイッチング素子を駆動しているときの通常動作時のＬ値(ＩＬ１＝ＩＬ２)、
実線のＡＭが、両相の上下アームの半導体スイッチング素子を駆動しているときの通常動作時のＭ値(Ｉ１＝Ｉ２)、
破線のＢＬが、片相の上下アームの半導体スイッチング素子の駆動を停止したときのＬ値(Ｉ２＝０Ａ)、
破線のＢＭが、片相の上下アームの半導体スイッチング素子の駆動を停止したときのＭ値(Ｉ２＝０Ａ)、
をそれぞれ示している。
通常動作時は、入力電流検出回路２２ａ、２２ｂの各電流値が等しくなるよう制御されるため、磁気結合リアクトル１０のコア内部の磁束はそれぞれ打ち消しあうため、直流重畳特性は良いが、片側の上下アームの半導体スイッチング素子を停止すると、片側に電流が偏るため直流重畳特性が低下する。実施の形態３では、片相の上下アームの半導体スイッチング素子の停止時に、スイッチング素子駆動制御部９０のインダクタンス直流重畳特性切替部９３は図１７のインダクタンスの直流重畳特性を実線から破線に切り替える。
実線のＡＬが、両相の上下アームの半導体スイッチング素子を駆動しているときの通常動作時のＬ値(ＩＬ１＝ＩＬ２)、
実線のＡＭが、両相の上下アームの半導体スイッチング素子を駆動しているときの通常動作時のＭ値(Ｉ１＝Ｉ２)、
破線のＢＬが、片相の上下アームの半導体スイッチング素子の駆動を停止したときのＬ値(Ｉ２＝０Ａ)、
破線のＢＭが、片相の上下アームの半導体スイッチング素子の駆動を停止したときのＭ値(Ｉ２＝０Ａ)、
をそれぞれ示している。
通常動作時は、入力電流検出回路２２ａ、２２ｂの各電流値が等しくなるよう制御されるため、磁気結合リアクトル１０のコア内部の磁束はそれぞれ打ち消しあうため、直流重畳特性は良いが、片側の上下アームの半導体スイッチング素子を停止すると、片側に電流が偏るため直流重畳特性が低下する。実施の形態３では、片相の上下アームの半導体スイッチング素子の停止時に、スイッチング素子駆動制御部９０のインダクタンス直流重畳特性切替部９３は図１７のインダクタンスの直流重畳特性を実線から破線に切り替える。
すなわち、スイッチング素子駆動制御部９０のインダクタンス直流重畳特性切替部９３は、内部に２種類のインダクタンスの直流重畳特性値を保有する。
第１のインダクタンスの直流重畳特性(ＬＤＳＣ１)は、第１のスイッチング素子対３，４、第２のスイッチング素子対５，６にそれぞれ接続される、磁気結合リアクトル１０の第１の巻線Ｌ１と第２の巻線Ｌ２に流れる各電流値が近い場合のインダクタンスの直流重畳特性である。
第２のインダクタンスの直流重畳特性(ＬＤＳＣ２)は、第１の巻線Ｌ１または第２の巻線Ｌ２のどちらかの１つの巻線の電流がほとんど流れない場合のインダクタンスの直流重畳特性である。
インダクタンス直流重畳特性切替部９３は、駆動数決定部９１が第１のスイッチグ素子対３，４および第２のスイッチング素子対５，６のうち何れか一方のスイッチング素子対を停止するよう判定した際、制御に使用する直流重畳特性を第１のインダクタンスの直流重畳特性(ＬＤＳＣ１)から第２のインダクタンス直流重畳特性(ＬＤＳＣ２)に切り替える。
第１のインダクタンスの直流重畳特性(ＬＤＳＣ１)は、第１のスイッチング素子対３，４、第２のスイッチング素子対５，６にそれぞれ接続される、磁気結合リアクトル１０の第１の巻線Ｌ１と第２の巻線Ｌ２に流れる各電流値が近い場合のインダクタンスの直流重畳特性である。
第２のインダクタンスの直流重畳特性(ＬＤＳＣ２)は、第１の巻線Ｌ１または第２の巻線Ｌ２のどちらかの１つの巻線の電流がほとんど流れない場合のインダクタンスの直流重畳特性である。
インダクタンス直流重畳特性切替部９３は、駆動数決定部９１が第１のスイッチグ素子対３，４および第２のスイッチング素子対５，６のうち何れか一方のスイッチング素子対を停止するよう判定した際、制御に使用する直流重畳特性を第１のインダクタンスの直流重畳特性(ＬＤＳＣ１)から第２のインダクタンス直流重畳特性(ＬＤＳＣ２)に切り替える。
実施の形態４．
この発明の実施の形態４に係る電力変換装置について説明する。実施の形態４の電力変換装置の回路構成は、実施の形態１のものと基本的に同じであり、制御部９での制御が異なる。制御部９のスイッチング素子駆動制御部９０は、図２３に示す片相駆動領域調整部９４を有する。
この発明の実施の形態４に係る電力変換装置について説明する。実施の形態４の電力変換装置の回路構成は、実施の形態１のものと基本的に同じであり、制御部９での制御が異なる。制御部９のスイッチング素子駆動制御部９０は、図２３に示す片相駆動領域調整部９４を有する。
実施の形態４に係る電力変換装置の制御部９のスイッチング素子駆動制御部９０の片相駆動領域調整部９４は、軽負荷時の効率が高い領域で動作できるよう動作モードを切り替える。例えば、昇圧率(Ｖｏ／Ｖｉ)が高い電圧条件では、半導体スイッチング素子３または半導体スイッチング素子５のスイッチング損失が導通損失に比べて大きい。このため、片相の上下アームの半導体スイッチング素子を停止する電流領域を増加させる。
例えば、どちらも入力電圧が等しい条件で、出力電圧が異なる場合、昇圧率(Ｖｏ／Ｖｉ)が”２”の場合と”３”の場合では、後者の方が片相側だけでスイッチングしている入力の電流領域が広い。
すなわち片相駆動領域調整部９４では例えば、入力電圧検出回路２０および出力電圧検出回路２１からの検出電圧に従って得られる昇圧率(Ｖｏ／Ｖｉ)が設定値以上で高い電圧条件である場合では、一方のスイッチング素子対を停止させる負荷の設定値(ＲＥＦ１Ｌ)を上げる。これによりスイッチング損失が大きい電圧条件では、なるべく長い間、一方のスイッチング素子対だけの駆動動作状態とする。
例えば、どちらも入力電圧が等しい条件で、出力電圧が異なる場合、昇圧率(Ｖｏ／Ｖｉ)が”２”の場合と”３”の場合では、後者の方が片相側だけでスイッチングしている入力の電流領域が広い。
すなわち片相駆動領域調整部９４では例えば、入力電圧検出回路２０および出力電圧検出回路２１からの検出電圧に従って得られる昇圧率(Ｖｏ／Ｖｉ)が設定値以上で高い電圧条件である場合では、一方のスイッチング素子対を停止させる負荷の設定値(ＲＥＦ１Ｌ)を上げる。これによりスイッチング損失が大きい電圧条件では、なるべく長い間、一方のスイッチング素子対だけの駆動動作状態とする。
この発明においては、昇圧比(Ｖｏ／Ｖｉ)が大きい領域の方が半導体スイッチング素子のスイッチング損失が大きい。このため図２５の(ａ)に示すように、昇圧比(Ｖｏ／Ｖｉ)が大きい領域では片側駆動の領域を増やす。すなわち、スイッチングを停止させてスイッチング損失軽減領域を増やす。
また、出力電圧Ｖｏが高い領域では、半導体スイッチング素子のスイッチング損失が大きい。このため図２５の(ｂ)に示すように、出力電圧Ｖｏが高い領域では片側駆動の領域を増やす。すなわち出力電圧Ｖｏが高い領域では片側駆動と両側駆動(磁気結合動作)を切り替える電流閾値を高くする。
さらに、同じ出力電圧Ｖｏにおいて、入力電圧Ｖｉが低い方が昇圧比(Ｖｏ／Ｖｉ)が大きくなり、半導体スイッチング素子のオンデューティが増加する。これにより、半導体スイッチング損失の導通損失が増加する。半導体スイッチング損失の導通損失は電流値の２乗(Ｗ＝Ｉ２Ｒ)で増加する。そこで実線で示す入力電圧Ｖｉが大きい領域に比べて、破線で示す入力電圧Ｖｉが小さい領域では、片側駆動から両側駆動へ切り替える際の電流閾値ＩｂｔｈをＩｂｔｈ’に下げて片側駆動の領域を減らす。
また、出力電圧Ｖｏが高い領域では、半導体スイッチング素子のスイッチング損失が大きい。このため図２５の(ｂ)に示すように、出力電圧Ｖｏが高い領域では片側駆動の領域を増やす。すなわち出力電圧Ｖｏが高い領域では片側駆動と両側駆動(磁気結合動作)を切り替える電流閾値を高くする。
さらに、同じ出力電圧Ｖｏにおいて、入力電圧Ｖｉが低い方が昇圧比(Ｖｏ／Ｖｉ)が大きくなり、半導体スイッチング素子のオンデューティが増加する。これにより、半導体スイッチング損失の導通損失が増加する。半導体スイッチング損失の導通損失は電流値の２乗(Ｗ＝Ｉ２Ｒ)で増加する。そこで実線で示す入力電圧Ｖｉが大きい領域に比べて、破線で示す入力電圧Ｖｉが小さい領域では、片側駆動から両側駆動へ切り替える際の電流閾値ＩｂｔｈをＩｂｔｈ’に下げて片側駆動の領域を減らす。
上記実施の形態４では、電力変換装置が損失が少なく効率が高い領域で動作できるようスイッチング素子駆動制御部９０は最適な動作モードを選択するようにしたが、これに限るものではなく例えば、図２３に示すようにスイッチング素子駆動制御部９０に片相駆動時スイッチング周波数調整部９５を設け、片相側の上下アームの半導体スイッチング素子の停止時に効率が最適となるよう、負荷に合わせてスイッチング周波数を変化させてもよい。すなわち、スイッチング周波数を、重負荷時には高く、軽負荷時には低くする。
なお、上記実施の形態４では、片側駆動と両側駆動との切り替えを入力電流値(各電流センサの合計値)で判断しているが、負荷８が増加すると入力電流も増加するため、実施の形態４では、制御部９は入力電流量と入力電圧から負荷を推定している。
なお、上記実施の形態４では、片側駆動と両側駆動との切り替えを入力電流値(各電流センサの合計値)で判断しているが、負荷８が増加すると入力電流も増加するため、実施の形態４では、制御部９は入力電流量と入力電圧から負荷を推定している。
実施の形態５．
この発明の実施の形態５に係る電力変換装置について説明する。実施の形態５の電力変換装置の回路構成は、図１８に示すように、磁気結合リアクトル１０、半導体スイッチング素子３から６の温度を検出するリアクトル温度検出回路ＳｎｓＴＬ、半導体スイッチング素子温度検出回路ＳｎｓＴＳＷをさらに備え、制御部９は信号線３１ｅ、３１ｆによってその温度情報を取得する。なお図１８はこの実施の形態５で新たに追加された部分を主に示す。半導体スイッチング素子３から６および磁気結合リアクトル１０は温度特性をもち、一般的に半導体スイッチング素子は、温度が増加するとオン抵抗、リカバリ電流が増加し、ＩＧＢＴなどの半導体素子に関しては、スイッチング損失も増加する。また、磁気結合リアクトル１０も温度が増加すると巻線抵抗が増加する。
このため、温度上昇とともに損失が増加し、電力変換装置の効率は低下する。
この発明の実施の形態５に係る電力変換装置について説明する。実施の形態５の電力変換装置の回路構成は、図１８に示すように、磁気結合リアクトル１０、半導体スイッチング素子３から６の温度を検出するリアクトル温度検出回路ＳｎｓＴＬ、半導体スイッチング素子温度検出回路ＳｎｓＴＳＷをさらに備え、制御部９は信号線３１ｅ、３１ｆによってその温度情報を取得する。なお図１８はこの実施の形態５で新たに追加された部分を主に示す。半導体スイッチング素子３から６および磁気結合リアクトル１０は温度特性をもち、一般的に半導体スイッチング素子は、温度が増加するとオン抵抗、リカバリ電流が増加し、ＩＧＢＴなどの半導体素子に関しては、スイッチング損失も増加する。また、磁気結合リアクトル１０も温度が増加すると巻線抵抗が増加する。
このため、温度上昇とともに損失が増加し、電力変換装置の効率は低下する。
そこで、実施の形態５に係る電力変換装置の制御部９は、図２３に示すようにスイッチング素子駆動制御部９０に温度対応駆動切替部９６を有する。片相の上下アームの半導体スイッチング素子を停止させ、残りの片相の上下アームの半導体スイッチング素子をスイッチング動作させているときに、半導体スイッチング素子３から６、および磁気結合リアクトル１０の温度をモニタし、いずれかの温度値が設定された第１の閾値(ＲＥＦ１Ｔ)を超えたところで、温度対応駆動切替部９６は停止している相の上下アームの半導体スイッチング素子とスイッチング駆動している相の上下アームの半導体スイッチング素子とを切り替える。
これにより、実施の形態５に係る電力変換装置は、各半導体スイッチング素子３から６の温度上昇を抑えることができ、効率が悪化することを抑制する。動作例として、図１９に、力行動作時に半導体スイッチング素子３、４が駆動、半導体スイッチング素子５、６が停止している状態から、半導体スイッチング素子３、４を停止、半導体スイッチング素子５、６を駆動させるよう切り替えた場合の動作をタイムチャートで示す。通常、図１９の力行モードでは、半導体スイッチング素子４の方が半導体スイッチング素子３より損失が大きいため、温度対応駆動切替部９６は半導体スイッチング素子４の温度をモニタし、半導体スイッチング素子４の温度が閾値を超えたため、駆動している相と停止している相を切り替えることで、半導体スイッチング素子４の温度上昇を抑制する。
上記実施の形態５では、駆動する相の切り替え判定として、半導体スイッチング素子の温度に閾値をもたせたが、これに限るものではなく磁気結合リアクトル１０の温度値に閾値をもたせて駆動する相の切り替えを行ってもよい。
また、上記実施の形態５に係る電力変換装置の制御部９の温度対応駆動切替部９６は温度情報によってスイッチング動作する相を切り替えていたが、これは温度検出回路を設ける必要がありコストがかかる。このため、例えば、制御部９の駆動数決定部９１は温度情報ではなく、予め定められた設定周期で動作モードを切り替えてもよい。これにより、コストを抑えつつ、設定周期ごとに駆動する相を切り替えることで、同様の効果を奏する。
すなわち、各半導体スイッチング素子３から６の温度を検出する半導体スイッチング素子温度検出回路ＳｎｓＴＳＷからなる第１の温度検出部を備え、温度対応駆動切替部９６は、駆動数決定部９１において負荷が第１の設定値(ＲＥＦ１Ｌ)以下であり、かつ第１の温度検出部により取得された温度値が第１の閾値(ＲＥＦ１Ｔ)を超えたときに、駆動している半導体スイッチング素子対と停止している半導体スイッチング素子対とを切り替えるようする。
また、磁気結合リアクトル１０の温度を検出するリアクトル温度検出回路ＳｎｓＴＬからなる第２の温度検出部を備え、温度対応駆動切替部９６は、駆動数決定部９１において負荷が第１の設定値(ＲＥＦ１Ｌ)以下であり、かつ第２の温度検出部により取得された温度値が第２の閾値(ＲＥＦ２Ｔ)を超えたときに、駆動している半導体スイッチング素子対と停止している半導体スイッチング素子対とを切り替えるようにする。
さらに、駆動数決定部９１は、負荷が第１の設定値(ＲＥＦ１Ｌ)以下の時に、設定された時間間隔で駆動している半導体スイッチング素子対と停止している半導体スイッチング素子対とを交互に切り替える。
実施の形態６．
この発明の実施の形態６に係る電力変換装置について説明する。実施の形態３の電力変換装置の回路構成は、実施の形態１のものと基本的に同じであり、制御部９での制御が異なる。
この発明の実施の形態６に係る電力変換装置について説明する。実施の形態３の電力変換装置の回路構成は、実施の形態１のものと基本的に同じであり、制御部９での制御が異なる。
実施の形態６に係る電力変換装置の制御部９は図２３に示す例えば駆動数決定部９１が故障判定部９７を含む。故障判定部９７は、磁気結合リアクトル１０のリアクトルＬ１側に流れる電流を入力電流検出回路２２ａでモニタし、また磁気結合リアクトル１０のリアクトルＬ２側に流れる電流を入力電流検出回路２２ｂでモニタし、各電流モニタ値のどちらかが制御目標値(ＴＡＲＬ１Ｉ、ＴＡＲＬ２Ｉ)と大きく乖離している場合、例えば制御目標値と設定値(ＤＥＦＬ１Ｉ、ＤＥＦＬ２Ｉ)以上差がある場合に、故障判定部９７は電流値が大きくなった方の相が故障していると判定する。この場合、例えば駆動数決定部９１は、故障していると判定された相の半導体スイッチング素子の動作を停止させることを決定する。
一方で、駆動数決定部９１は故障判定部９７が故障と判定した際にリンプホームのため、スイッチング素子駆動制御部９０に故障していない相のスイッチング動作は継続して行わせる。これにより、例えば、電気自動車やＨＥＶ等の電動車両において、故障発生時においても急に停止することなく、低速走行で自宅にたどり着けるようになる。図２０に実施の形態６における故障発生時の動作について説明するための図を示す。
一方で、駆動数決定部９１は故障判定部９７が故障と判定した際にリンプホームのため、スイッチング素子駆動制御部９０に故障していない相のスイッチング動作は継続して行わせる。これにより、例えば、電気自動車やＨＥＶ等の電動車両において、故障発生時においても急に停止することなく、低速走行で自宅にたどり着けるようになる。図２０に実施の形態６における故障発生時の動作について説明するための図を示す。
図２０より、実施の形態６に係る電力変換装置の故障判定部９７は、入力電流検出回路２２ｂによって得られた電流値が制御目標値と大きく乖離していたため、磁気結合リアクトル１０のリアクトルＬ２側の相が故障していると判定する。これにより例えば駆動数決定部９１は、半導体スイッチング素子５、６のスイッチング動作を停止させることを決める。
また、このとき実施の形態３で説明したように、インダクタンス直流重畳特性切替部９３は故障した相の上下アームの半導体スイッチング素子５，６の停止時に、インダクタンスの直流重畳特性を切り替えることで、より安定に動作することができる。
また、実施の形態６に係る電力変換装置では、リンプホームを目的としているため、大電力で力行，回生動作をする必要が無いため、スイッチング素子駆動制御部９０は片相側が故障時にもう片相側の上下アームの半導体スイッチング素子やリアクトルを故障させないように、電力を制限する。例えば、実施の形態６に係る電力変換装置のスイッチング素子駆動制御部９０は、片側の相が故障と判定した時に、入力電流検出回路２２ａまたは２２ｂにより取得されたもう片側の相の入力電流が設定値を超えると、出力電圧Ｖｏを低下させ、負荷を上げないように入力電力または入力電流を制限する。
実施の形態７．
図２１は、この発明の実施の形態７に係る電力変換装置の主回路部分の概略構成図である。実施の形態７は実施の形態６と同様に、片側故障時に制御部９が故障と判定された相のスイッチングを停止させ、もう片側の相でスイッチング動作をさせるものである。
図２１は、この発明の実施の形態７に係る電力変換装置の主回路部分の概略構成図である。実施の形態７は実施の形態６と同様に、片側故障時に制御部９が故障と判定された相のスイッチングを停止させ、もう片側の相でスイッチング動作をさせるものである。
本来、故障発生時にリンプホームのため、もう片側の相で駆動をさせるためには、故障モードはオープン故障でないといけない。ショート故障の場合、例えば、半導体スイッチング素子４がショート故障した際、蓄電部１から過大な電流が流れる。これにより、磁気結合リアクトル１０や半導体スイッチング素子４またはそれらに至る経路に過大な電流が流れ発火、発煙の恐れがある。このため、実施の形態７に係る電力変換装置は、図２１に示すように、各相の各アームにヒューズ機構５１から５４を備える。これにより、半導体スイッチング素子３から６がショート故障した際に発生する過大な電流が流れ続けないよう最弱部であるヒューズ機構５１から５４が機能し、電流経路をオープンさせる。
なお、実施の形態７の電力変換装置はヒューズ機構として図２１に示すように半導体スイッチング素子３から６と別にそれぞれ回路に直列に設けているように説明したが、これに限るものではなく、例えば、半導体スイッチング素子３から６の各半導体チップにおいて、電流経路上に設けているボンディングワイヤの構造を細くするまたは本数を減らすことで最弱部とし、過大な電流が流れたときに切断されるように半導体スイッチング素子そのものにヒューズ機構を設けてもよい。
また、図２２に示すように、実施の形態７の電力変換装置は、磁気結合リアクトル１０の各相にヒューズ機構５０ａ，５０ｂを設けてもよく、磁気結合リアクトル１０のどちらかに過大な電流が発生した際にオープン故障となるようにしても同様の効果を奏する。
なお上記各実施の形態において、図２３に示された各機能からなる制御部分は、別々の制御回路で構成してもよく、また１つの制御回路でまとめて構成してもよい。
この点に関し、これらの機能を実現する処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ(Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰともいう)であっても構成可能である。
この点に関し、これらの機能を実現する処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ(Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰともいう)であっても構成可能である。
図２４の(ａ)はこれらの機能をハードウェアで構成した場合、(ｂ)はソフトウェアで構成した場合の、ハードウェア構成を概略的に示す。
上記各部の機能を図２４の(ａ)に示すハードウェアで構成した場合、処理回路１０００は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、またはこれらを組み合わせたものが該当する。上記各部の機能それぞれを処理回路で実現してもよいし、各部の機能をまとめて処理回路で実現してもよい。
上記各部の機能を図２４の(ａ)に示すハードウェアで構成した場合、処理回路１０００は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、またはこれらを組み合わせたものが該当する。上記各部の機能それぞれを処理回路で実現してもよいし、各部の機能をまとめて処理回路で実現してもよい。
上記各部の機能を図２４の(ｂ)に示すＣＰＵで構成した場合、上記各部の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアやファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ２１００に格納される。処理回路であるプロセッサ２０００は、メモリ２１００に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。これらのプログラムは、上記各部の手順や方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。ここで、メモリ２１００とは、例えば、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリや、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ等が該当する。
なお、上記各部の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。
このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述の各機能を実現することができる。
また処理に必要な各種情報は、ハードウェア構成の場合は回路に予め設定され、またソフトウェア構成の場合にはメモリに予め記憶させておく。
また処理に必要な各種情報は、ハードウェア構成の場合は回路に予め設定され、またソフトウェア構成の場合にはメモリに予め記憶させておく。
この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することを含む。
また、図２３の制御部９において、駆動数決定部９１、故障判定部９７では、これらは判断のみを行い、これらの判断に従ってスイッチング素子駆動制御部９０が実際の制御を行うように説明されている。一方で、その他の軽負荷時動作モード切替部９２、インダクタンス直流重畳特性切替部９３、片相駆動領域調整部９４、片相駆動時スイッチング周波数調整部９５、温度対応駆動切替部９６では、自らが判断して直接、駆動制御も行うように説明されている。各機能ブロック９１−９７が判断のみを行い、実際の制御はスイッチング素子駆動制御部９０が行うか、または各機能ブロック９１−９７が判断と制御の両方を行うかは設計上の選択事項であり、どのように構成してもよい。
また、図２３の制御部９において、駆動数決定部９１、故障判定部９７では、これらは判断のみを行い、これらの判断に従ってスイッチング素子駆動制御部９０が実際の制御を行うように説明されている。一方で、その他の軽負荷時動作モード切替部９２、インダクタンス直流重畳特性切替部９３、片相駆動領域調整部９４、片相駆動時スイッチング周波数調整部９５、温度対応駆動切替部９６では、自らが判断して直接、駆動制御も行うように説明されている。各機能ブロック９１−９７が判断のみを行い、実際の制御はスイッチング素子駆動制御部９０が行うか、または各機能ブロック９１−９７が判断と制御の両方を行うかは設計上の選択事項であり、どのように構成してもよい。
１ 蓄電部、２ 入力用コンデンサ、３−６ 半導体スイッチング素子、
７ 平滑用コンデンサ、８ 負荷(インバータ)、９ 制御部、
１０ 磁気結合リアクトル、２０ 入力電圧検出回路、２１ 出力電圧検出回路、
２２ａ，２２ｂ 入力電流検出回路、３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄ 制御線、
３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ，３１ｅ 信号線、
５０ａ，５０ｂ，５１−５４ ヒューズ機構、９０ スイッチング素子駆動制御部、
９１ 駆動数決定部、９２ 軽負荷時動作モード切替部、
９３ インダクタンス直流重畳特性切替部、９４ 片相駆動領域調整部、
９５ 片相駆動時スイッチング周波数調整部、９６ 温度対応駆動切替部、
９７ 故障判定部、１０００ 処理回路、２０００ プロセッサ、２１００ メモリ、
ＢＤ ボディダイオード、ＣＯＰ 補償器、ＤＥＦ 減算器、ＦＥＴ 変換器、
Ｌ１，Ｌ２ リアクトル(巻線)、ＰＬＭ プラントモデル、
ＳｎｓＴＬ リアクトル温度検出回路、
ＳｎｓＴＳＷ 半導体スイッチング素子温度検出回路。
７ 平滑用コンデンサ、８ 負荷(インバータ)、９ 制御部、
１０ 磁気結合リアクトル、２０ 入力電圧検出回路、２１ 出力電圧検出回路、
２２ａ，２２ｂ 入力電流検出回路、３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄ 制御線、
３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ，３１ｅ 信号線、
５０ａ，５０ｂ，５１−５４ ヒューズ機構、９０ スイッチング素子駆動制御部、
９１ 駆動数決定部、９２ 軽負荷時動作モード切替部、
９３ インダクタンス直流重畳特性切替部、９４ 片相駆動領域調整部、
９５ 片相駆動時スイッチング周波数調整部、９６ 温度対応駆動切替部、
９７ 故障判定部、１０００ 処理回路、２０００ プロセッサ、２１００ メモリ、
ＢＤ ボディダイオード、ＣＯＰ 補償器、ＤＥＦ 減算器、ＦＥＴ 変換器、
Ｌ１，Ｌ２ リアクトル(巻線)、ＰＬＭ プラントモデル、
ＳｎｓＴＬ リアクトル温度検出回路、
ＳｎｓＴＳＷ 半導体スイッチング素子温度検出回路。
この発明は、出力端子の負極側に接続される第１の半導体スイッチング素子および第２の半導体スイッチング素子と、前記第１の半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に接続される第３の半導体スイッチング素子および前記第２の半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に接続される第４の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング素子駆動制御部を含む制御部と、前記第１の半導体スイッチング素子と第３の半導体スイッチング素子の接続点と入力端子の間に接続された第１の巻線、前記第２の半導体スイッチング素子と第４の半導体スイッチング素子の接続点と入力端子の間に接続された第２の巻線を有し、鉄心が共通で巻数比が１：１であり逆方向に磁気結合する磁気結合リアクトルと、を備え、前記スイッチング素子駆動制御部が、前記半導体スイッチング素子の駆動数を決定する駆動数決定部を含み、前記スイッチング素子駆動制御部が、前記駆動数決定部の決定結果に基づいて、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第３の半導体スイッチング素子で構成される第１のスイッチング素子対と、前記第２の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子で構成される第２のスイッチング素子対のうち一方のスイッチング素子対を停止させ他方のスイッチング素子対は動作させ、前記駆動数決定部は、電力変換装置の負荷の値が第１の設定値以下となった時、前記第１のスイッチング素子対と前記第２のスイッチング素子対のうちの一方を停止することを決定し、前記スイッチング素子駆動制御部が、第１のスイッチング素子対、第２のスイッチング素子対にそれぞれ接続される、前記磁気結合リアクトルの第１の巻線Ｌ１と第２の巻線Ｌ２に流れる各電流値が近い場合のインダクタンスの直流重畳特性である第１のインダクタンス直流重畳特性と、前記第１の巻線Ｌ１または第２の巻線Ｌ２のどちらかの１つの巻線の電流がほとんど流れない場合のインダクタンスの直流重畳特性である第２のインダクタンス直流重畳特性とを備え、前記駆動数決定部が第１のスイッチグ素子対および第２のスイッチング素子対のうちの一方のスイッチング素子対を停止するよう判定した際、制御に使用する直流重畳特性を前記第１のインダクタンス直流重畳特性から前記第２のインダクタンス直流重畳特性に切り替えるインダクタンス直流重畳特性切替部を含む、電力変換装置等にある。
Claims (15)
- 出力端子の負極側に接続される第１の半導体スイッチング素子および第２の半導体スイッチング素子と、前記第１の半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に接続される第３の半導体スイッチング素子および前記第２の半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に接続される第４の半導体スイッチング素子と、
前記各半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング素子駆動制御部を含む制御部と、
前記第１の半導体スイッチング素子と第３の半導体スイッチング素子の接続点と入力端子の間に接続された第１の巻線、前記第２の半導体スイッチング素子と第４の半導体スイッチング素子の接続点と入力端子の間に接続された第２の巻線を有し、鉄心が共通で巻数比が１：１であり逆方向に磁気結合する磁気結合リアクトルと、
を備え、
前記スイッチング素子駆動制御部が、前記半導体スイッチング素子の駆動数を決定する駆動数決定部を含み、
前記スイッチング素子駆動制御部が、前記駆動数決定部の決定結果に基づいて、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第３の半導体スイッチング素子で構成される第１のスイッチング素子対と、前記第２の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子で構成される第２のスイッチング素子対のうち一方のスイッチング素子対を停止させ他方の前記スイッチ素子対は動作させる、電力変換装置。 - 前記駆動数決定部は、前記電力変換装置の負荷の値が第１の設定値以下となった時、前記第１のスイッチング素子対と前記第２のスイッチング素子対のうちの一方を停止することを決定する、請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記磁気結合リアクトルの第１の巻線側に流れる電流を検出する第１の入力電流検出回路と、第２の巻線側に流れる電流を検出する第２の入力電流検出回路と、を備え、
前記駆動数決定部は、前記第１および第２の入力電流検出回路をモニタして故障を判定する故障判定部を含み、前記駆動数決定部は、故障したと判定された巻線に接続された前記スイッチング素子対を停止させることを決定する、請求項１に記載の電力変換装置。 - 前記スイッチング素子駆動制御部は、前記電力変換装置の負荷の値が前記第１の設定値より小さい第２の設定値以下になったとき、前記磁気結合リアクトルの電流が電流臨界モード又は電流不連続モードとなるように、駆動させている何れかの前記スイッチング素子対の前記各半導体スイッチング素子を制御する軽負荷時動作モード切替部を含む、請求項２に記載の電力変換装置。
- 前記各半導体スイッチング素子は、Ｓｉ半導体のＩＧＢＴとダイオードで構成される、請求項４に記載の電力変換装置。
- 前記磁気結合リアクトルの第１の巻線側に流れる電流を検出する第１の入力電流検出回路と、第２の巻線側に流れる電流を検出する第２の入力電流検出回路と、前記入力端子に入力される電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記出力端子から出力される出力電圧を検出する出力電圧検出回路とを備え、
前記駆動数決定部は、駆動数を決定する際に、使用する前記負荷の値は、前記各検出回路の少なくとも１つの値から演算して求まる値を用いる、請求項２に記載の電力変換装置。 - 前記スイッチング素子駆動制御部が、
第１のスイッチング素子対、第２のスイッチング素子対にそれぞれ接続される、前記磁気結合リアクトルの第１の巻線Ｌ１と第２の巻線Ｌ２に流れる各電流値が近い場合のインダクタンスの直流重畳特性である第１のインダクタンス直流重畳特性と、前記第１の巻線Ｌ１または第２の巻線Ｌ２のどちらかの１つの巻線の電流がほとんど流れない場合のインダクタンスの直流重畳特性である第２のインダクタンス直流重畳特性とを備え、
前記駆動数決定部が第１のスイッチグ素子対および第２のスイッチング素子対のうちの一方のスイッチング素子対を停止するよう判定した際、制御に使用する直流重畳特性を前記第１のインダクタンス直流重畳特性から前記第２のインダクタンス直流重畳特性に切り替えるインダクタンス直流重畳特性切替部を含む、請求項２または３に記載の電力変換装置。 - 前記スイッチング素子駆動制御部が、
一方の前記スイッチング素子を駆動させて動作させている際に、前記電力変換装置の効率が高い領域で動作するよう、前記各半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を前記負荷に合わせて変える片相駆動時スイッチング周波数調整部を含む、請求項２に記載の電力変換装置。 - 前記磁気結合リアクトルの第１の巻線側に流れる電流を検出する第１の入力電流検出回路と、第２の巻線側に流れる電流を検出する第２の入力電流検出回路と、前記入力端子に入力される電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記出力端子から出力される出力電圧を検出する出力電圧検出回路とを備え、
前記駆動数決定部は、前記第１の設定値として、前記各検出回路の少なくとも１つの値から演算して求まる値を用い、
前記入力電圧検出回路および前記出力電圧検出回路からの検出電圧に従って得られる昇圧率が設定値以上で高い電圧条件である場合に、一方のスイッチング素子対を停止させる負荷の前記第１の設定値を上げる片相駆動領域調整部をさらに備えた、請求項２に記載の電力変換装置。 - 前記各半導体スイッチング素子の温度を検出する半導体スイッチング素子温度検出回路を備え、
前記スイッチング素子駆動制御部が、
前記駆動数決定部で、前記負荷が前記第１の設定値以下であり一方の前記スイッチング素子対で駆動している状態で、かつ前記半導体スイッチング素子温度検出回路により取得された温度値が設定された閾値を超えたときに、駆動している前記スイッチング素子対と停止している前記スイッチング素子対とを切り替える温度対応駆動切替部を含む、請求項２に記載の電力変換装置。 - 前記磁気結合リアクトルの温度を検出するリアクトル温度検出回路を備え、
前記スイッチング素子駆動制御部が、
前記駆動数決定部で、前記負荷が前記第１の設定値以下であり一方の前記スイッチング素子対で駆動している状態で、かつ前記リアクトル温度検出回路により取得された温度値が設定された閾値を超えたときに、駆動している前記スイッチング素子対と停止している前記スイッチング素子対とを切り替える温度対応駆動切替部を含む、請求項２に記載の電力変換装置。 - 前記駆動数決定部が、前記負荷が前記第１の設定値以下であり一方の前記スイッチング素子対で駆動している状態で、所定の時間間隔で駆動している前記スイッチング素子対と停止している前記スイッチング素子対とを交互に切り替えるよう決定し、
前記スイッチング素子駆動制御部が、前記駆動数決定部の決定に基づいて前記各半導体スイッチング素子の駆動制御を行う、請求項２に記載の電力変換装置。 - 前記各半導体スイッチング素子と直列にヒューズ機構を設けた、請求項１から１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 前記磁気結合リアクトルの前記第１の巻線および前記第２の巻線にそれぞれ直列にヒューズ機構を設けた、請求項１から１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 出力端子の負極側に接続される第１の半導体スイッチング素子および第２の半導体スイッチング素子と、前記第１の半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に接続される第３の半導体スイッチング素子および前記第２の半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に接続される第４の半導体スイッチング素子と、
前記第１の半導体スイッチング素子と第３の半導体スイッチング素子の接続点と入力端子の間に接続された第１の巻線、前記第２の半導体スイッチング素子と第４の半導体スイッチング素子の接続点と入力端子の間に接続された第２の巻線を有し、鉄心が共通で巻数比が１：１であり逆方向に磁気結合する磁気結合リアクトルと、
を備え、電力変換装置において、
前記電力変換装置の負荷の値が設定値以下となった時、前記半導体スイッチング素子の駆動数を決定し、前記決定に基づいて、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第３の半導体スイッチング素子で構成される第１のスイッチング素子対と、前記第２の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子で構成される第２のスイッチング素子対のうち一方のスイッチング素子対を停止させ他方の前記スイッチ素子対は動作させる、電力変換装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2017142619A JP6440783B1 (ja) | 2017-07-24 | 2017-07-24 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2017142619A JP6440783B1 (ja) | 2017-07-24 | 2017-07-24 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP6440783B1 JP6440783B1 (ja) | 2018-12-19 |
| JP2019024283A true JP2019024283A (ja) | 2019-02-14 |
Family
ID=64668658
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2017142619A Active JP6440783B1 (ja) | 2017-07-24 | 2017-07-24 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6440783B1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020137391A (ja) * | 2019-02-26 | 2020-08-31 | トヨタ自動車株式会社 | 電源装置 |
| JP2022149910A (ja) * | 2021-03-25 | 2022-10-07 | 本田技研工業株式会社 | 電力変換装置の制御装置 |
| WO2022254508A1 (ja) * | 2021-05-31 | 2022-12-08 | 日立Astemo株式会社 | 電力変換装置 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020114094A (ja) * | 2019-01-11 | 2020-07-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| FR3092452B1 (fr) * | 2019-01-31 | 2021-10-15 | Renault Sas | Procédé de commande d’un convertisseur Boost à N cellules de commutation |
| CN115751664B (zh) * | 2022-11-21 | 2024-10-11 | 珠海格力电器股份有限公司 | 电器设备的驱动控制方法及装置、空调器 |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04172971A (ja) * | 1990-11-06 | 1992-06-19 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2009266425A (ja) * | 2008-04-22 | 2009-11-12 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導加熱調理器 |
| JP2010233439A (ja) * | 2009-03-03 | 2010-10-14 | Toshiba Corp | 電源制御装置、及びそれを用いた電源装置 |
| JP2014057515A (ja) * | 2008-09-01 | 2014-03-27 | Mitsubishi Electric Corp | コンバータ回路、並びにそれを備えたモータ駆動制御装置、空気調和機、及び冷蔵庫 |
| JP2015122835A (ja) * | 2013-12-20 | 2015-07-02 | 三菱電機株式会社 | 電源装置およびそれを備えた空気調和装置ならびにヒートポンプ給湯装置 |
| JP2016066744A (ja) * | 2014-09-25 | 2016-04-28 | 本田技研工業株式会社 | 複合型リアクトル |
-
2017
- 2017-07-24 JP JP2017142619A patent/JP6440783B1/ja active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04172971A (ja) * | 1990-11-06 | 1992-06-19 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2009266425A (ja) * | 2008-04-22 | 2009-11-12 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導加熱調理器 |
| JP2014057515A (ja) * | 2008-09-01 | 2014-03-27 | Mitsubishi Electric Corp | コンバータ回路、並びにそれを備えたモータ駆動制御装置、空気調和機、及び冷蔵庫 |
| JP2010233439A (ja) * | 2009-03-03 | 2010-10-14 | Toshiba Corp | 電源制御装置、及びそれを用いた電源装置 |
| JP2015122835A (ja) * | 2013-12-20 | 2015-07-02 | 三菱電機株式会社 | 電源装置およびそれを備えた空気調和装置ならびにヒートポンプ給湯装置 |
| JP2016066744A (ja) * | 2014-09-25 | 2016-04-28 | 本田技研工業株式会社 | 複合型リアクトル |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020137391A (ja) * | 2019-02-26 | 2020-08-31 | トヨタ自動車株式会社 | 電源装置 |
| JP7200747B2 (ja) | 2019-02-26 | 2023-01-10 | 株式会社デンソー | 電源装置 |
| JP2022149910A (ja) * | 2021-03-25 | 2022-10-07 | 本田技研工業株式会社 | 電力変換装置の制御装置 |
| JP7235795B2 (ja) | 2021-03-25 | 2023-03-08 | 本田技研工業株式会社 | 電力変換装置の制御装置 |
| US11948731B2 (en) | 2021-03-25 | 2024-04-02 | Honda Motor Co., Ltd. | Control device for power conversion device |
| WO2022254508A1 (ja) * | 2021-05-31 | 2022-12-08 | 日立Astemo株式会社 | 電力変換装置 |
| JP7561986B2 (ja) | 2021-05-31 | 2024-10-04 | 日立Astemo株式会社 | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP6440783B1 (ja) | 2018-12-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6440783B1 (ja) | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 | |
| JP4910369B2 (ja) | 電源制御装置 | |
| EP2538543B1 (en) | Power conversion apparatus | |
| JP5338868B2 (ja) | 駆動装置およびそれを搭載する車両、ならびに駆動装置の制御方法 | |
| JP5558631B2 (ja) | 電力変換装置およびそれを備えた車載電源装置 | |
| US9853591B2 (en) | Inverter control device | |
| JP6713774B2 (ja) | 車両システム用双方向ｄｃ／ｄｃ電力コンバータ | |
| Park et al. | Novel fault tolerant power conversion system for hybrid electric vehicles | |
| TWI625021B (zh) | 電力轉換系統 | |
| JP7140045B2 (ja) | 駆動回路 | |
| US20120069604A1 (en) | Compact power converter with high efficiency in operation | |
| JP6237671B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP6369417B2 (ja) | 電源システム | |
| JP5464451B2 (ja) | コンバータ制御装置 | |
| JP6187515B2 (ja) | 電源システム | |
| JP6307983B2 (ja) | インバータ制御装置 | |
| JP6690466B2 (ja) | 電源システム | |
| JP4809271B2 (ja) | 電気車両の蓄電装置及び蓄電装置システム | |
| US11728802B2 (en) | Drive circuit | |
| JP6004087B2 (ja) | 回転電機駆動装置 | |
| JP2009254209A (ja) | 電源制御システム | |
| JP2006304542A (ja) | 電圧変換装置 | |
| JP7099277B2 (ja) | 電動自動車 | |
| JP2022095037A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP6079455B2 (ja) | 充電装置及び制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20181023 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20181120 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6440783 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |