WO2022254508A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2022254508A1
WO2022254508A1 PCT/JP2021/020656 JP2021020656W WO2022254508A1 WO 2022254508 A1 WO2022254508 A1 WO 2022254508A1 JP 2021020656 W JP2021020656 W JP 2021020656W WO 2022254508 A1 WO2022254508 A1 WO 2022254508A1
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current
phase
failure
value
power converter
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PCT/JP2021/020656
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English (en)
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裕司 宮田
優太 中村
勝敏 後藤
和成 黒川
吉則 鷺谷
拓馬 加藤
一哉 長澤
Original Assignee
日立Astemo株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation

Definitions

  • the present invention relates to a power converter.
  • Patent Literature 1 discloses a power conversion device including a multiphase converter in which a plurality of chopper circuits each having a switching element and a reactor connected to the switching element are connected in parallel. , a single current sensor that detects the phase current flowing in each reactor in both the ON state and the OFF state of each switching element, and a phase current drift in each chopper circuit based on the phase current detected by the current sensor.
  • a power conversion device is described that includes a drift detector for detecting.
  • the above-mentioned conventional power converter detects phase current drift by comparing the phase current peaks of each chopper circuit, so when the phase current becomes small, the drift detection accuracy decreases. As a result, there is an increased risk of erroneous detection of a failure in a chopper circuit (multiphase transformer circuit) having a polyphase configuration.
  • the present invention has been made in view of the circumstances described above, and an object thereof is to provide a power converter capable of reducing erroneous detection of failures in a polyphase transformer circuit more than before.
  • a power conversion device includes a multiphase transformer circuit in which a plurality of chopper circuits are connected in parallel according to the number of phases, a current sensor that detects a phase current of the chopper circuit, and a current sensor that detects the phase current.
  • a deviation detection unit for detecting a deviation value, and a failure detection threshold value variably set according to the state quantity of the polyphase transformer circuit, and the deviation value is compared with the failure detection threshold value to detect the chopper circuit. and a failure determination unit that determines a failure.
  • the current sensor detects the total amount of the phase currents
  • the failure determination unit detects the failure based on the state quantity obtained from the total amount.
  • a threshold value may be set.
  • a second current sensor that detects an input current or an output current of the multiphase transformer circuit is further provided, and the failure determination unit includes the The failure detection threshold may be set based on the value detected by the second current sensor.
  • the failure determination unit divides into a plurality of current ranges according to the magnitude of the state quantity, and sets the failure detection threshold for each division. good too.
  • the power conversion device may further include a failure identification unit that identifies the failed chopper circuit.
  • the failure identifying unit includes a plurality of temperature sensors that detect temperatures of semiconductor switching elements that constitute the chopper circuit, and a failure based on the detected values of the temperature sensors. and a judgment unit for judging the semiconductor switching element.
  • the failure determination unit may set the failure detection threshold to be smaller as the state quantity is smaller.
  • the state quantity may be an average value or an effective value of the phase current.
  • the state quantity may be the transformation ratio of the multiphase transformer circuit.
  • the polyphase transformer circuit may be a step-up/step-down conversion circuit with a polyphase configuration.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a power converter A according to a first embodiment of the present disclosure
  • FIG. FIG. 4 is a characteristic diagram showing a method of setting a failure detection threshold value R according to the first embodiment of the present disclosure
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing reliability of failure diagnosis according to reactor current I, drift value H, and step-up ratio in the first embodiment of the present disclosure
  • It is a block diagram which shows the whole structure of power converter device A1 which concerns on 2nd Embodiment of this indication.
  • FIG. A power conversion device A according to the first embodiment is provided between an assembled battery P and a traction motor M as shown in FIG. 1, and converts DC power and three-phase AC power mutually.
  • the power converter A includes a step-up/step-down converter D1, an inverter D2, and a control drive circuit D3 as shown.
  • Such a power conversion device A is mounted, for example, in an electric vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle.
  • the assembled battery P has a positive electrode connected to the primary side input terminal of the buck-boost converter D1, and a negative electrode connected to the primary side GND terminal of the buck-boost converter D1.
  • This assembled battery P is a secondary battery such as a lithium ion battery, and charges and discharges DC power.
  • the traveling motor M is a three-phase synchronous motor that generates the traveling power of the electric vehicle, and is the load of the inverter D2.
  • the traveling motor M is rotationally driven by three-phase drive power (U-phase drive power, V-phase drive power, and W-phase drive power) input from the inverter D2, and rotates the drive wheels of the electric vehicle.
  • the power converter A according to the first embodiment is provided between such an assembled battery P and the motor M, and converts the DC power supplied from the assembled battery P into three-phase AC power to drive the motor M. and a charging function of converting the regenerated power (three-phase AC power) of the motor M into DC power and supplying it to the assembled battery P.
  • the buck-boost converter D1 corresponds to the multiphase transformer circuit of the present disclosure
  • the control drive circuit D3 is: It is a component corresponding to the drift detection section and the failure determination section of the present disclosure.
  • the buck-boost converter D1 is a multi-phase buck-boost conversion circuit called a magnetically coupled interleaved chopper circuit. 3d, a second capacitor 4, a primary voltage sensor 5, a secondary voltage sensor 6 and a current sensor 7;
  • the step-up/down converter D1 is a power conversion circuit that steps up or steps down DC power based on the transformation gate signal input from the control drive circuit D3 and inputs/outputs the DC power. That is, the step-up/step-down converter D1 steps up the DC power input from the assembled battery P to the primary side and outputs it to the inverter D2. It alternatively performs a step-down operation to output.
  • the inverter D2 has three switching legs corresponding to three phases (a total of six running IGBTs), and each running IGBT is turned ON/OFF based on a running gate signal input from the control drive circuit D3. By doing so, power conversion between DC power and three-phase AC power is performed. That is, the inverter D2 converts the DC power input from the buck-boost converter D1 into three-phase AC power and supplies it to the traction motor M, and converts the three-phase AC power input from the traction motor M into DC power. , and output to the step-up/step-down converter D1.
  • the first capacitor 1 has one end connected to the positive electrode of the assembled battery P and the transformer 2, and the other end connected to the positive electrode of the assembled battery P. Both ends of the first capacitor 1 are primary input/output terminals of the step-up/step-down converter D1.
  • the first capacitor 1 is connected in parallel to the assembled battery P, and suppresses high-frequency noise that may be contained in the DC power (battery power) input from the assembled battery P to the buck-boost converter D1 during boosting operation. Also, the ripple contained in the DC power input from the transformer 2 during the step-down operation is smoothed.
  • the transformer 2 has a primary winding 2a and a secondary winding 2b, and one end of the primary winding 2a and one end of the secondary winding 2b are connected to one end of the first capacitor 1.
  • the other end of the primary winding 2a is connected to the emitter terminal of the first transformation IGBT 3a and the collector terminal of the second transformation IGBT 3b, and the other end of the secondary winding 2b is connected to the third transformation IGBT 3c. and the collector terminal of the fourth transformer IGBT 3d.
  • the primary winding 2a and the secondary winding 2b are electromagnetically coupled with a predetermined coupling coefficient k. That is, the primary winding 2a has a predetermined first self-inductance La corresponding to its own number of turns, etc., and the secondary winding 2b has a predetermined second self-inductance Lb corresponding to its own number of turns, etc. is doing. Also, the primary winding 2a and the secondary winding 2b have mutual inductance based on the above-described first self-inductance La, second self-inductance Lb, and coupling coefficient k.
  • the first transforming IGBT 3a and the second transforming IGBT 3b constitute an A-phase switching leg in the step-up/step-down converter D1.
  • the third transformation IGBT 3c and the fourth transformation IGBT 3d constitute a B-phase switching leg in the buck-boost converter D1.
  • Such an A-phase switching leg and a B-phase switching leg are switching arms that perform ON/OFF operations in phases opposite to each other.
  • the first transformation IGBT 3a is an upper arm switch in the A-phase switching leg
  • the second transformation IGBT 3b is a lower arm switch in the A-phase switching leg
  • the third transformation IGBT 3c is an upper arm switch in the B-phase switching leg
  • the fourth transformation IGBT 3d is a lower arm switch in the B-phase switching leg.
  • the first transformer IGBT 3a has a collector terminal commonly connected to the collector terminal of the third transformer IGBT 3c and one end of the second capacitor 4, and has an emitter terminal connected to the other end of the primary winding 2a and the second transformer IGBT 3c.
  • the collector terminal of the IGBT 3b is connected in common, and the gate terminal is connected to the first transformer output terminal of the control drive circuit D3.
  • Such a first transformation IGBT 3a is a semiconductor switching element whose ON/OFF duty ratio is controlled based on the first transformation gate signal input from the first transformation output terminal.
  • the second transformer IGBT 3b has a collector terminal commonly connected to the other end of the primary winding 2a and the emitter terminal of the first transformer IGBT 3a, and has an emitter terminal connected to the emitter terminal of the fourth transformer IGBT 3d and the first capacitor 1. and the other end of the second capacitor 4, and the gate terminal is connected to the second transformer output terminal of the control drive circuit D3.
  • Such a second transformation IGBT 3b is a semiconductor switching element whose ON/OFF duty ratio is controlled based on the second transformation gate signal input from the second transformation output terminal.
  • the third transformer IGBT 3c has a collector terminal commonly connected to the collector terminal of the first transformer IGBT 3a and one end of the second capacitor 4, and an emitter terminal connected to the other end of the secondary winding 2b and the fourth transformer IGBT 3d. , and the gate terminal is connected to the third transformer output terminal of the control drive circuit D3.
  • Such a third transformation IGBT 3c is a semiconductor switching element whose ON/OFF duty ratio is controlled based on the third transformation gate signal input from the third transformation output terminal.
  • the fourth transformer IGBT 3d has a collector terminal commonly connected to the other end of the secondary winding 2b and the emitter terminal of the third transformer IGBT 3c, and an emitter terminal connected to the emitter terminal of the first transformer IGBT 3a and the first capacitor. 1 and the other end of the second capacitor 4, and the gate terminal is connected to the fourth transformer output terminal of the control drive circuit D3.
  • Such a fourth transformation IGBT 3d is a semiconductor switching element whose ON/OFF duty ratio is controlled based on the fourth transformation gate signal input from the fourth transformation output terminal.
  • Each of the first to fourth transformer IGBTs 3a to 3d is provided with a free wheel diode as shown. That is, the freewheeling diode has the cathode terminal connected to the collector terminal and the anode terminal connected to the emitter terminal for each IGBT. Such a freewheeling diode allows a freewheeling current to flow from the anode terminal to the cathode terminal when the IGBT is in the OFF state.
  • the second capacitor 4 has one end connected to the collector terminal of the first IGBT 3a for transformation and the collector terminal of the third IGBT 3c for transformation, and the other end connected to the emitter terminal of the second IGBT 3b for transformation and the fourth IGBT 3d for transformation. and the other end of the first capacitor 1 are connected in common. Both ends of the second capacitor 4 are secondary input/output terminals of the step-up/step-down converter D1.
  • Such a second capacitor 4 smoothes ripples that may be included in the DC power (boosted power) input from the A-phase switching leg and the B-phase switching leg in the boost operation. Further, the second capacitor 4 smoothes ripples that may be included in the DC power (regenerative power) input from the inverter D2 during step-down operation.
  • the first capacitor 1 the primary winding 2a and the secondary winding 2b of the transformer 2
  • the four transforming IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors 3a to 3d and the second capacitor 4
  • the first capacitor 1 , primary winding 2a, first and second transforming IGBTs 3a and 3b (A-phase switching leg), and second capacitor 4 constitute a first chopper circuit.
  • first capacitor 1, the secondary winding 2b, the third and fourth transformer IGBTs 3c, 3d (B-phase switching leg), and the second capacitor 4 constitute a second chopper circuit.
  • Such a first chopper circuit and a second chopper circuit constitute a two-phase transformer circuit (multiphase transformer circuit) corresponding to the number of phases of two, and a plurality of (2) are connected in parallel.
  • the primary voltage sensor 5 is a voltage sensor that detects the primary voltage V1 on the primary side of the buck-boost converter D1, that is, the primary voltage V1 on the battery pack P side, and outputs the primary voltage V1, which is the state quantity of the buck-boost converter D1, to the control drive circuit D3. .
  • This primary voltage V1 is the input voltage in the step-up operation of the buck-boost converter D1, and is the output voltage in the step-down operation of the buck-boost converter D1.
  • the secondary voltage sensor 6 is a voltage sensor that detects a secondary voltage V2 on the secondary side of the buck-boost converter D1, that is, on the inverter D2 side. output to This secondary voltage V2 is the output voltage in the step-up operation of buck-boost converter D1, and is the input voltage in the step-down operation of buck-boost converter D1.
  • the current sensor 7 is a current sensor that detects the total amount (total current) of the primary current flowing through the primary winding 2a and the secondary current flowing through the secondary winding 2b of the transformer 2 as a reactor current I.
  • the current sensor 7 outputs the reactor current I to the control drive circuit D3.
  • the primary current is the A-phase current Ia that flows through the primary winding 2a by the ON/OFF operation of the A-phase switching leg connected to the primary winding 2a. It is a current or a regenerated current that flows from the secondary side to the primary side of the buck-boost converter D1.
  • the secondary current is the B-phase current Ib that flows through the secondary winding 2b due to the ON/OFF operation of the B-phase switching leg connected to the secondary winding 2b. It is a powering current flowing to the secondary side or a regenerative current flowing from the secondary side to the primary side of the buck-boost converter D1.
  • each of the three-phase power lines connecting the inverter D2 and the traveling motor M is provided with a current sensor. That is, a U-phase power line is provided with a U-phase current sensor 8 , a V-phase power line is provided with a V-phase current sensor 9 , and a W-phase power line is provided with a W-phase current sensor 10 .
  • the U-phase current sensor 8 detects a U-phase drive current or a U-phase regenerative current flowing in the U-phase power line, and outputs a U-phase current detection signal indicating the detected value to the control drive circuit D3.
  • the V-phase current sensor 9 detects a V-phase driving current or a V-phase regenerative current flowing through the V-phase power line, and outputs a V-phase current detection signal indicating the detected value to the control drive circuit D3.
  • the W-phase current sensor 10 detects a W-phase driving current or W-phase regenerative current flowing in the W-phase power line, and outputs a W-phase current detection signal indicating the detected value to the control drive circuit D3.
  • the control drive circuit D3 includes a drift detector 11, an average current detector 12, a controller 13, and two gate signal generators 14 and 15, as shown.
  • the drift detection unit 11 detects the drift value H based on the ripple component contained in the reactor current I input from the current sensor 7 . That is, the drift detector 11 extracts a ripple component from the reactor current I and outputs the difference between the two peak values included in the ripple component as the drift value H to the controller 13 .
  • the reactor current I is the total current of the A-phase current Ia flowing through the primary winding 2a of the transformer 2 and the B-phase current Ib flowing through the secondary winding 2b.
  • the A-phase current Ia is a DC current containing a phase ripple synchronized with the ON/OFF operation of the A-phase switching leg
  • the B-phase current Ib is a phase ripple synchronized with the ON/OFF operation of the B-phase switching leg.
  • the ripple component of the A-phase current Ia is in opposite phase to the ripple component of the B-phase current Ib.
  • the ripple component of the reactor current I is the A-phase current
  • a relatively small value is obtained by summing (adding) the ripple component of Ia and the ripple component of the B-phase current Ib.
  • the drift value H of the reactor current I is a state quantity that varies according to the ratio between the magnitude of the A-phase current Ia and the magnitude of the B-phase current Ib, that is, whether the A-phase switching leg or the B-phase switching leg is selected. It can be said that it is a state quantity indicating that one of them is in a failure state.
  • the average current detection unit 12 Based on the reactor current I input from the current sensor 7, the average current detection unit 12 detects the average value of the reactor current I (current average value G). That is, the average current detection unit 12 performs moving average processing, which is a kind of filtering processing, on the reactor current I, and outputs the current value obtained by averaging the ripple component (deviation) to the control unit 13 as the current average value G. do.
  • the control unit 13 receives a primary voltage V1 input from the primary voltage sensor 5, a secondary voltage V2 input from the secondary voltage sensor 6, a reactor current I input from the current sensor 7, and a control input from the host controller. Based on the command or the like, the duty command values for the first to fourth transformations required for generating the gate signals for the first to fourth transformations are generated.
  • These first to fourth transformation duty command values are signals that specify the duty ratios of the first to fourth transformation gate signals, which are PWM signals.
  • the control unit 13 outputs such first to fourth transformation duty command values to the first gate signal generation unit 14 .
  • the control unit 13 also controls the secondary voltage V2 input from the secondary voltage sensor 6, the U-phase current detection signal input from the U-phase current sensor 8, and the V-phase current detection signal input from the V-phase current sensor 9. , based on the W-phase current detection signal input from the W-phase current sensor 10 and the control command input from the host controller, etc., the first to fourth driving gate signals necessary for generating the first to fourth driving gate signals are detected. Generate a Duty command value for
  • These first to fourth driving duty command values are signals that designate the duty ratios of the first to fourth driving gate signals, which are PWM signals.
  • the control unit 13 outputs such first to fourth driving duty command values to the second gate signal generation unit 15 .
  • control unit 13 has a failure diagnosis function for the step-up/step-down converter D1. That is, the control unit 13 controls the drift value H input from the drift detection unit 11, the average current value G input from the average current detection unit 12, and the transformation ratio, which is one of the operation states of the buck-boost converter D1. , it is diagnosed whether one of the A-phase switching leg and the B-phase switching leg is in a fault state.
  • the control unit 13 sequentially takes in the primary voltage V1, the secondary voltage V2, the reactor current I, the control command, etc. at predetermined time intervals, thereby generating the first to fourth transformation duty command values at each time, and stepping up and stepping up Output to converter D1. Further, the control unit 13 sequentially takes in the secondary voltage V2, the U-phase current detection signal, the V-phase current detection signal, the W-phase current detection signal, the control command, and the like at predetermined time intervals, so that the first to the first 6 A driving Duty command value is generated and output to the inverter D2.
  • the controller 13 controls the first to fourth transformations so that the buck-boost converter D1 has a predetermined step-up ratio.
  • the first to sixth driving duty command values are generated so that the inverter D2 converts the DC power input from the buck-boost converter D1 into three-phase AC power with a predetermined drive current value. do.
  • the traveling motor M rotates at the torque and the number of revolutions designated by the control command, causing the electric vehicle to travel.
  • the first gate signal generation unit 14 generates the first to fourth transformation gate signals based on the first to fourth transformation duty command values input from the control unit 13, and supplies them to the buck-boost converter D1. Output. Further, the second gate signal generation unit 15 generates first to sixth driving gate signals based on the first to sixth driving duty command values input from the control unit 13, and outputs the first to sixth driving gate signals to the inverter D2. .
  • the first and second transforming gate signals for driving the first and second transforming IGBTs 3a and 3b that constitute the A-phase switching leg are the third and fourth transforming IGBTs 3c that constitute the B-phase switching leg. , 3d are 180° out of phase with respect to the third and fourth transforming gate signals. Therefore, the first and second transforming IGBTs 3a, 3b and the third and fourth transforming IGBTs 3c, 3d are turned on/off while being out of phase with each other by 180 degrees.
  • the A-phase current Ia flowing through the primary winding 2a of the transformer 2 and the B-phase current Ib flowing through the secondary winding 2b of the transformer 2 have a relationship in which the phases of the ripple components differ by 180°.
  • the current sensor 7 always detects the reactor current I, which is the total current of the A-phase current Ia and the B-phase current Ib, and outputs it to the drift detector 11 and the average current detector 12 .
  • the drift detection unit 11 sequentially detects the drift value H based on the reactor current I and outputs it to the control unit 13, and the average current detection unit 12 sequentially detects the current average value G based on the reactor current I. and output to the control unit 13. Then, based on the drift value H and the current average value G, the control unit 13 diagnoses whether or not one of the A-phase switching leg and the B-phase switching leg is in a failure state as follows.
  • the control unit 13 variably sets the failure detection threshold value R of the A-phase switching leg and the B-phase switching leg according to the drift value H and the current average value G, as shown in FIG. Then, when the drift value H is equal to or greater than the failure detection threshold value R, the control unit 13 determines that one of the A-phase switching leg and the B-phase switching leg is in a failure state. If the failure detection threshold value R is not exceeded, it is determined that both the A-phase switching leg and the B-phase switching leg are normal.
  • the flow direction of the reactor current I differs depending on whether the buck-boost converter D1 is performing a step-up operation or a step-down operation.
  • the failure detection threshold value R is the same for the two flow directions of the reactor current, that is, the vertical axis (the axis of the drift value H) where the current average value G is "0". It is set so as to be symmetrical to the left and right.
  • the failure detection threshold value R is set to a smaller value as the magnitude (absolute value) of the current average value G decreases, and the magnitude (absolute value) of the current average value G increases. set to a moderately large value.
  • the failure detection threshold value R is divided into three current regions (large region, medium region, and small region) of large, medium, and small currents (large region, medium region, and small region) according to the magnitude of the average current value G. Individually set for the current range.
  • the method for setting the failure detection threshold value R is such that the smaller the reactor current I, that is, the smaller the absolute value of the current average value G, the smaller the reactor current. This is because the ripple component of I becomes smaller, so the reliability of failure determination of the A-phase switching leg or the B-phase switching leg is lowered.
  • the ripple component of the reactor current I becomes smaller as the step-up ratio S becomes smaller when the same reactor current I is compared. That is, the reliability of failure determination of the A-phase switching leg or the B-phase switching leg tends to decrease as the step-up ratio S decreases. Taking this into consideration, the failure detection threshold value R may be set to a smaller value as the step-up ratio S becomes smaller.
  • the average current value G and the step-up ratio S in the first embodiment correspond to the state quantities of the present disclosure. That is, the average current value G and the step-up ratio S are quantities that indicate the operating state of the step-up/step-down converter D1.
  • the reactor current I is small, that is, when the absolute value of the current average value G is small, the drift value H when either one of the A-phase switching leg and the B-phase switching leg is in a failure state, There is concern that there will be no significant difference from the drift value H when both the A-phase switching leg and the B-phase switching leg are normal.
  • the region Tm is set to be smaller and narrower than the region Ts in terms of the current average value G as shown in the figure, and the step-up ratio is set to be large, medium or small.
  • This is a non-diagnostic area that is set when the area is divided into three areas and is medium or higher.
  • the region Ts includes the region Tm in the current average value G and is set to a region wider than the region Tm, and is a diagnostic non-execution region set when the step-up ratio is small.
  • the boost ratio is small, the drift value H tends to be smaller than when the boost ratio is medium or higher. Stop diagnostics on a wider scale.
  • the failure detection threshold value R is variably set according to the state quantities of the first and second chopper circuits, and the drift value H is compared with the failure detection threshold value R. Since the failure of the A-phase switching leg or the B-phase switching leg that constitutes the first and second chopper circuits is determined by the above, it is possible to reduce erroneous detection of failures in the A-phase switching leg and the B-phase switching leg more than before. It is possible.
  • FIG. 4 shows the overall configuration of the power converter A1 according to the second embodiment, and the same components as in FIG. 1 showing the overall configuration of the power converter A according to the first embodiment are assigned the same reference numerals. attached.
  • the power conversion device A1 according to the second embodiment has four temperature sensors 16 to 19 added to the power conversion device A according to the first embodiment. 13 A of control parts are provided instead of the control part 13 of the power converter device A which concerns on a form.
  • the four temperature sensors 16 to 19 and the control section 13A constitute the failure identification section of the present disclosure. Further, among the four temperature sensors 16 to 19 and the control section 13A, the four temperature sensors 16 to 19 correspond to the temperature sensors of the present disclosure, and the control section 13A corresponds to the determination section of the present disclosure.
  • the four temperature sensors 16 to 19 and the control unit 13A specify which switching leg of the A-phase switching leg of the first chopper circuit or the B-phase switching leg of the second chopper circuit has failed. .
  • the four temperature sensors 16 to 19 and the controller 13A identify the failed switch (semiconductor switching element) of the upper arm switch and the lower arm switch for the switching leg of the failed chopper circuit.
  • the four temperature sensors 16 to 19 are used for the first to fourth transforming IGBTs 3a to 3d constituting the first and second chopper circuits. (Semiconductor switching element) temperature is detected.
  • the first temperature sensor 16 is a sensor that detects the operating temperature of the first transformation IGBT 3a, and outputs the detected value to the control section 13A as a first temperature detection signal.
  • the second temperature sensor 17 is a sensor that detects the operating temperature of the second transformation IGBT 3b, and outputs the detected value to the controller 13A as a second temperature detection signal.
  • the third temperature sensor 18 is a sensor that detects the operating temperature of the third transformation IGBT 3c, and outputs the detected value to the control section 13A as a third temperature detection signal.
  • the fourth temperature sensor 19 is a sensor that detects the operating temperature of the fourth transformation IGBT 3d, and outputs the detected value to the controller 13A as a fourth temperature detection signal.
  • control unit 13A has a function of identifying the faulty transformer IGBT.
  • the control unit 13A determines which of the semiconductor switching elements, that is, the first to fourth transformation IGBTs 3a to 3d has failed based on the values detected by the four (plurality) temperature sensors 16 to 19.
  • FIG. 1 the control unit 13A determines which of the semiconductor switching elements, that is, the first to fourth transformation IGBTs 3a to 3d has failed based on the values detected by the four (plurality) temperature sensors 16 to 19.
  • control unit 13A determines failure of the A-phase switching leg or the B-phase switching leg by comparing the drift value H with the failure detection threshold value R, the control unit 13A configures the switching leg determined as failure as post-processing. Which one of the two transformation IGBTs has failed is determined based on the first to fourth temperature detection signals.
  • the first transformation IGBT 3a constituting the A-phase switching leg has a failure (open failure) in which it is fixed in the OFF state (open state)
  • the first transformation IGBT 3a is energized with the A-phase current Ia. Therefore, the operating temperature is much lower than normal.
  • the operating temperatures of the second to fourth transformer IGBTs 3b to 3d that are not out of order do not change significantly.
  • the control unit 13A identifies the failed IGBT for transformation by evaluating the operating temperatures of the first to fourth IGBTs for transformation 3a to 3d based on the first to fourth temperature detection signals. Then, the controller 13A notifies the host controller of the failed IGBT for transformation.
  • the buck-boost converter D1 can be easily repaired.
  • the present disclosure is not limited to the above-described embodiments, and for example, the following modifications are conceivable.
  • the current average value G is used as the state quantity indicating the operation state of the first and second chopper circuits, but the present disclosure is not limited to this.
  • the average current value G that is, the average value of the reactor current I
  • the effective value of the reactor current I and the transformation ratio are determined according to the states of the first and second chopper circuits.
  • the failure detection threshold value R may be variably set according to such a state quantity.
  • the current average value G generated by the average current detection unit 12 is used as the state quantity, but the present disclosure is not limited to this.
  • a current sensor (second current sensor) is provided separately for detecting the input current of the buck-boost converter D1 during the boost operation, that is, the output current (battery current) of the assembled battery P, and the detected value of the second current sensor is It may be used as a state quantity. Since the ripple component of the battery current is sufficiently smaller than that of the reactor current I, it can be used as a state quantity for variably setting the failure detection threshold R.
  • a current sensor for detecting the output current of the buck-boost converter D1 during the boost operation, that is, the input current of the inverter D2 may be provided separately, and the detected value of the second current sensor may be used as the state quantity. . Since the ripple component of the output current is sufficiently smaller than that of the reactor current I, it can be used as a state quantity for variably setting the failure detection threshold R.
  • a current sensor 7 is employed to detect the total amount with the phase current Ib. That is, the current sensor 7 detects, as the reactor current I, a combined current of two phase currents, the A-phase current Ia and the B-phase current Ib.
  • the current sensor in the present disclosure is not limited to current sensor 7 .
  • two current sensors that individually detect the A-phase current Ia and the B-phase current Ib may be employed.
  • the present disclosure is not limited to this. That is, the present disclosure can be applied to multi-phase transformer circuits other than two-phase transformer circuits, such as three-phase transformer circuits, four-phase transformer circuits, and transformer circuits having five or more phases.
  • the present disclosure is applied to the buck-boost converter D1, which is a type of multiphase transformer circuit, has been described, but the present disclosure is not limited to this.
  • the present disclosure can also be applied to a multiphase booster circuit that only performs a boost operation and a multiphase step-down circuit that only performs a step-down operation.
  • the present disclosure can be used for power converters.
  • A A1 Power converter D1 Buck-boost converter D2 Inverter D3 Control drive circuit 1 First capacitor 2 Transformer 2a Primary winding 2b Secondary winding 3a to 3d IGBT for transformation 4 second capacitor 5 primary voltage sensor 6 secondary voltage sensor 7 current sensor 8 U-phase current sensor 9 V-phase current sensor 10 W-phase current sensor 11 drift detector 12 average current detector 13 controller 14, 15 gate signal generator

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Abstract

本発明は、各相を構成するチョッパ回路における故障の誤検知を従来よりも低下させることが可能な電力変換装置の提供を目的とする。　そして、本発明では、この目的を達成するために、チョッパ回路が相数に応じて複数並列に接続された多相変圧回路と、各々のチョッパ回路の相電流における偏流を検出する偏流検出部と、チョッパ回路の状態量に応じて故障しきい値を可変設定し、偏流を故障しきい値と比較することによりチョッパ回路の故障を判定する故障判定部とを備える、という解決手段を採用する。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　下記特許文献１には、スイッチング素子とスイッチング素子に接続されたリアクトルとを備えたチョッパ回路が並列に複数接続された多相コンバータを備える電力変換装置であって、チョッパ回路の一次側に設けられ、各スイッチング素子のオン状態及びオフ状態の双方において各リアクトルに流れる相電流を検出する単一の電流センサと、当該電流センサにより検出された相電流に基づいて各チョッパ回路における相電流の偏流を検出する偏流検出部とを備える電力変換装置が記載されている。
国際公開第２０１９／２４４６１４号
　ところで、上記従来の電力変換装置は、各チョッパ回路の相電流のピークを比較することにより相電流の偏流を検出するものなので、相電流が小さくなった場合に偏流の検出精度が低下する。そして、この結果として多相構成のチョッパ回路（多相変圧回路）の故障を誤検知する虞が上昇する。
　本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、多相変圧回路における故障の誤検知を従来よりも低下させることが可能な電力変換装置の提供を目的とする。
　本開示の第１の態様の電力変換装置は、チョッパ回路が相数に応じて複数並列に接続された多相変圧回路と、前記チョッパ回路の相電流を検出する電流センサと、前記相電流の偏流値を検出する偏流検出部と、前記多相変圧回路の状態量に応じて故障検知しきい値を可変設定し、前記偏流値を前記故障検知しきい値と比較することにより前記チョッパ回路の故障を判定する故障判定部とを備える。
　本開示の第２の態様の電力変換装置において、前記電流センサは、前記相電流の合計量を検出し、前記故障判定部は、前記合計量から得られる前記状態量に基づいて前記故障検知しきい値を設定する、としてもよい。
　本開示の第３の態様の電力変換装置において、前記電流センサに代えて、前記多相変圧回路の入力電流あるいは出力電流を検出する第２の電流センサをさらに備え、前記故障判定部は、前記第２の電流センサの検出値に基づいて前記故障検知しきい値を設定する、としてもよい。
　本開示の第４の態様の電力変換装置において、前記故障判定部は、前記状態量の大小に応じて複数の電流範囲に区分し、当該区分毎に前記故障検知しきい値を設定する、としてもよい。
　本開示の第５の態様の電力変換装置において、故障した前記チョッパ回路を特定する故障特定部をさらに備える、としてもよい。
　本開示の第６の態様の電力変換装置において、前記故障特定部は、前記チョッパ回路を構成する半導体スイッチング素子の温度を各々検出する複数の温度センサと、該温度センサの検出値に基づいて故障した前記半導体スイッチング素子を判定する判定部とを備える、としてもよい。
　本開示の第７の態様の電力変換装置において、前記故障判定部は、前記状態量が小さい程、前記故障検知しきい値を小さく設定する、としてもよい。
　本開示の第８の態様の電力変換装置において、前記状態量は、前記相電流の平均値あるいは実効値である、としてもよい。
　本開示の第９の態様の電力変換装置において、前記状態量は、前記多相変圧回路の変圧比である、としてもよい。
　本開示の第１０の態様の電力変換装置において、前記多相変圧回路は、多相構成の昇降圧変換回路である、としてもよい。
　本開示によれば、多相変圧回路における故障の誤検知を従来よりも低下させることが可能な電力変換装置を提供することが可能である。
本開示の第１実施形態に係る電力変換装置Ａの全体構成を示すブロック図である。 本開示の第１実施形態における故障検知しきい値Ｒの設定方法を示す特性図である。 本開示の第１実施形態において、リアクトル電流Ｉ、偏流値Ｈ及び昇圧比に応じた故障診断の信頼性を示す模式図である。 本開示の第２実施形態に係る電力変換装置Ａ１の全体構成を示すブロック図である。
　以下、図面を参照して、本開示の実施形態について説明する。
〔第１実施形態〕
　最初に、本開示の第１実施形態について図１～図３を参照して説明する。第１実施形態に係る電力変換装置Ａは、図１に示すように組電池Ｐと走行モータＭとの間に設けられ、直流電力と三相交流電力とを相互に変換する装置である。この電力変換装置Ａは、図示するように昇降圧コンバータＤ１、インバータＤ２及び制御駆動回路Ｄ３を備えている。このような電力変換装置Ａは、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両に搭載される。
　ここで、組電池Ｐは、プラス電極が上記昇降圧コンバータＤ１の一次側入力端子に接続され、マイナス電極が昇降圧コンバータＤ１の一次側ＧＮＤ端子に接続されている。この組電池Ｐは、リチウムイオン電池等の二次電池であり、直流電力の充放電とを行う。
　走行モータＭは、電動車両の走行動力を発生する三相同期電動機であり、インバータＤ２の負荷である。この走行モータＭは、インバータＤ２から入力される三相駆動電力（Ｕ相駆動電力、Ｖ相駆動電力及びＷ相駆動電力）によって回転駆動され、電動車両の駆動輪を回転させる。
　第１実施形態に係る電力変換装置Ａは、このような組電池ＰとモータＭとの間に設けられ、組電池Ｐから供給される直流電力を三相交流電力に変換してモータＭを駆動する力行機能と、モータＭの回生電力（三相交流電力）を直流電力に変換して組電池Ｐに供給する充電機能とを有する。
　なお、このような電力変換装置Ａを構成する昇降圧コンバータＤ１、インバータＤ２及び制御駆動回路Ｄ３のうち、昇降圧コンバータＤ１は、本開示の多相変圧回路に相当し、制御駆動回路Ｄ３は、本開示の偏流検出部及び故障判定部に相当する構成要素である。
　昇降圧コンバータＤ１は、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と言われる多相構成の昇降圧変換回路であり、図示するように第１コンデンサ１、トランス２、４つの変圧用ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）３ａ～３ｄ、第２コンデンサ４、一次電圧センサ５，二次電圧センサ６及び電流センサ７を備えている。
　この昇降圧コンバータＤ１は、制御駆動回路Ｄ３から入力される変圧用ゲート信号に基づいて直流電力を昇圧あるいは降圧して入出力する電力変換回路である。すなわち、この昇降圧コンバータＤ１は、組電池Ｐから一次側に入力された直流電力を昇圧してインバータＤ２に出力する昇圧動作と、インバータＤ２から入力された直流電力を降圧して組電池Ｐに出力する降圧動作とを択一的に行う。
　インバータＤ２は、３相に対応した３つのスイッチングレグ（合計６つの走行用ＩＧＢＴ）を備えており、制御駆動回路Ｄ３から入力される走行用ゲート信号に基づいて各走行用ＩＧＢＴがＯＮ／ＯＦＦ動作することによって、直流電力と三相交流電力との電力変換を行う。すなわち、このインバータＤ２は、昇降圧コンバータＤ１から入力される直流電力を三相交流電力に変換して走行モータＭに供給する力行動作と、走行モータＭから入力された三相交流電力を直流電力に変換して昇降圧コンバータＤ１に出力する回生動作とを択一的に行う。
　ここで、昇降圧コンバータＤ１についてさらに詳しく説明すると、第１コンデンサ１は、一端が組電池Ｐのプラス電極及びトランス２に接続され、他端が組電池Ｐのプラス電極に接続されている。このような第１コンデンサ１の両端は、昇降圧コンバータＤ１における一次側入出力端子である。
　すなわち、この第１コンデンサ１は、組電池Ｐに対して並列接続されており、昇圧動作時において組電池Ｐから昇降圧コンバータＤ１に入力される直流電力（電池電力）に含まれ得る高周波ノイズを除去し、また降圧動作時においてトランス２から入力される直流電力に含まれるリップルを平滑化する。
　トランス２は、一次巻線２ａと二次巻線２ｂとを備えており、一次巻線２ａの一端及び二次巻線２ｂの一端が第１コンデンサ１の一端に接続されている。また、一次巻線２ａの他端は、第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａのエミッタ端子及び第２の変圧用ＩＧＢＴ３ｂのコレクタ端子に接続され、二次巻線２ｂの他端は、第３の変圧用ＩＧＢＴ３ｃのエミッタ端子及び第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｄのコレクタ端子に接続されている。
　このようなトランス２は、一次巻線２ａと二次巻線２ｂとが所定の結合係数ｋで電磁気的に結合している。すなわち、一次巻線２ａは、自身の巻き数等に応じた所定の第１自己インダクタンスＬａを有し、二次巻線２ｂは自身の巻き数等に応じた所定の第２自己インダクタンスＬｂを有している。また、一次巻線２ａと二次巻線２ｂとは、上述した第１自己インダクタンスＬａ、第２自己インダクタンスＬｂ及び結合係数ｋに基づく相互インダクタンスを有している。
　４つの変圧用ＩＧＢＴ３ａ～３ｄのうち、第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａ及び第２の変圧用ＩＧＢＴ３ｂは、昇降圧コンバータＤ１におけるＡ相スイッチングレグを構成している。また、第３の変圧用ＩＧＢＴ３ｃ及び第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｄは、昇降圧コンバータＤ１におけるＢ相スイッチングレグを構成している。このようなＡ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとは、互いに逆位相でＯＮ／ＯＦＦ動作するスイッチングアームである。
　第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａは、Ａ相スイッチングレグにおける上アームスイッチであり、第２の変圧用ＩＧＢＴ３ｂは、Ａ相スイッチングレグにおける下アームスイッチである。また、第３の変圧用ＩＧＢＴ３ｃは、Ｂ相スイッチングレグにおける上アームスイッチであり、第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｄは、Ｂ相スイッチングレグにおける下アームスイッチである。
　第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａは、コレクタ端子が第３の変圧用ＩＧＢＴ３ｃのコレクタ端子及び第２コンデンサ４の一端に共通接続されており、エミッタ端子が一次巻線２ａの他端及び第２の変圧用ＩＧＢＴ３ｂのコレクタ端子に共通接続され、ゲート端子が制御駆動回路Ｄ３の第１変圧用出力端子に接続されている。このような第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａは、第１変圧用出力端子から入力される第１変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦデューティ比が制御される半導体スイッチング素子である。
　第２の変圧用ＩＧＢＴ３ｂは、コレクタ端子が一次巻線２ａの他端及び第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａのエミッタ端子に共通接続され、エミッタ端子が第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｄのエミッタ端子、第１コンデンサ１の他端及び第２コンデンサ４の他端に共通接続され、ゲート端子が制御駆動回路Ｄ３の第２変圧用出力端子に接続されている。このような第２の変圧用ＩＧＢＴ３ｂは、第２変圧用出力端子から入力される第２変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦデューティ比が制御される半導体スイッチング素子である。
　第３の変圧用ＩＧＢＴ３ｃは、コレクタ端子が第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａのコレクタ端子及び第２コンデンサ４の一端に共通接続され、エミッタ端子が二次巻線２ｂの他端及び第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｄのコレクタ端子に共通接続され、ゲート端子が制御駆動回路Ｄ３の第３変圧用出力端子に接続されている。このような第３の変圧用ＩＧＢＴ３ｃは、第３変圧用出力端子から入力される第３変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦデューティ比が制御される半導体スイッチング素子である。
　第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｄは、コレクタ端子が二次巻線２ｂの他端及び第３の変圧用ＩＧＢＴ３ｃのエミッタ端子に共通接続され、エミッタ端子が第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａのエミッタ端子、第１コンデンサ１の他端及び第２コンデンサ４の他端に共通接続され、ゲート端子が制御駆動回路Ｄ３の第４変圧用出力端子に接続されている。このような第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｄは、第４変圧用出力端子から入力される第４変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦデューティ比が制御される半導体スイッチング素子である。
　このような第１～第４の変圧用ＩＧＢＴ３ａ～３ｄは、図示するように各々に還流ダイオードを備えている。すなわち、この還流ダイオードは、各々のＩＧＢＴについて、カソード端子がコレクタ端子に接続され、またアノード端子がエミッタ端子に接続されている。このような還流ダイオードは、ＩＧＢＴがＯＦＦ状態の時にアノード端子からカソード端子に還流電流を流す。
　第２コンデンサ４は、一端が第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａのコレクタ端子及び第３の変圧用ＩＧＢＴ３ｃのコレクタ端子に接続され、他端が第２の変圧用ＩＧＢＴ３ｂのエミッタ端子、第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｄのエミッタ端子及び第１コンデンサ１の他端に共通接続されている。このような第２コンデンサ４の両端は、昇降圧コンバータＤ１における二次側入出力端子である。
　このような第２コンデンサ４は、昇圧動作においてＡ相スイッチングレグ及びＢ相スイッチングレグから入力される直流電力（昇圧電力）に含まれ得るリップルを平滑化する。また、この第２コンデンサ４は、降圧動作時においてインバータＤ２から入力される直流電力（回生電力）に含まれ得るリップルを平滑化する。
　ここで、上述した第１コンデンサ１、トランス２の一次巻線２ａ及び二次巻線２ｂ、４つの変圧用ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）３ａ～３ｄ及び第２コンデンサ４のうち、第１コンデンサ１、一次巻線２ａ、第１、第２の変圧用ＩＧＢＴ３ａ、３ｂ（Ａ相スイッチングレグ）及び第２コンデンサ４は、第１のチョッパ回路を構成している。
　また、第１コンデンサ１、二次巻線２ｂ、第３、第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｃ、３ｄ（Ｂ相スイッチングレグ）及び第２コンデンサ４は、第２のチョッパ回路を構成している。このような第１のチョッパ回路及び第２のチョッパ回路は、相数が２に対応する２相変圧回路（多相変圧回路）を構成しており、当該相数（つまり２）に応じて複数（２つ）並列に接続されている。
　一次電圧センサ５は、昇降圧コンバータＤ１の一次側つまり組電池Ｐ側の一次電圧Ｖ１を検出する電圧センサであり、昇降圧コンバータＤ１の状態量である一次電圧Ｖ１を制御駆動回路Ｄ３に出力する。この一次電圧Ｖ１は、昇降圧コンバータＤ１の昇圧動作における入力電圧であり、また昇降圧コンバータＤ１の降圧動作における出力電圧である。
　二次電圧センサ６は、昇降圧コンバータＤ１の二次側つまりインバータＤ２側の二次電圧Ｖ２を検出する電圧センサであり、昇降圧コンバータＤ１の状態量である二次電圧Ｖ２を制御駆動回路Ｄ３に出力する。この二次電圧Ｖ２は、昇降圧コンバータＤ１の昇圧動作における出力電圧であり、また昇降圧コンバータＤ１の降圧動作における入力電圧である。
　電流センサ７は、トランス２の一次巻線２ａに流れる一次電流と二次巻線２ｂに流れる二次電流との合計量（合計電流）をリアクトル電流Ｉとして検出する電流センサである。この電流センサ７は、上記リアクトル電流Ｉを制御駆動回路Ｄ３に出力する。
　上記一次電流は、一次巻線２ａに接続されたＡ相スイッチングレグのＯＮ／ＯＦＦ動作によって一次巻線２ａに流れるＡ相電流Ｉａであり、昇降圧コンバータＤ１の一次側から二次側に流れる力行電流あるいは昇降圧コンバータＤ１の二次側から一次側に流れる回生電流である。
　また、上記二次電流は、二次巻線２ｂに接続されたＢ相スイッチングレグのＯＮ／ＯＦＦ動作によって二次巻線２ｂに流れるＢ相電流Ｉｂであり、昇降圧コンバータＤ１の一次側から二次側に流れる力行電流あるいは昇降圧コンバータＤ１の二次側から一次側に流れる回生電流である。
　ここで、図示するように、インバータＤ２と走行モータＭとを接続する三相電力線には各々に電流センサが設けられている。すなわち、Ｕ相電力線にはＵ相電流センサ８が設けられ、Ｖ相電力線にはＶ相電流センサ９が設けられ、またＷ相電力線にはＷ相電流センサ１０が設けられている。
　Ｕ相電流センサ８は、Ｕ相電力線に流れるＵ相駆動電流あるいはＵ相回生電流を検出し、その検出値を示すＵ相電流検出信号を制御駆動回路Ｄ３に出力する。Ｖ相電流センサ９は、Ｖ相電力線に流れるＶ相駆動電流あるいはＶ相回生電流を検出し、その検出値を示すＶ相電流検出信号を制御駆動回路Ｄ３に出力する。またＷ相電流センサ１０は、Ｗ相電力線に流れるＷ相駆動電流あるいはＷ相回生電流を検出し、その検出値を示すＷ相電流検出信号を制御駆動回路Ｄ３に出力する。
　続いて、制御駆動回路Ｄ３の詳細について説明する。この制御駆動回路Ｄ３は、図示するように偏流検出部１１、平均電流検出部１２、制御部１３、また２つのゲート信号生成部１４、１５を備えている。
　偏流検出部１１は、電流センサ７から入力されるリアクトル電流Ｉに基づいて、当該リアクトル電流Ｉに含まれるリップル成分に基づいて偏流値Ｈを検出する。すなわち、この偏流検出部１１は、リアクトル電流Ｉからリップル成分を抽出し、当該リップル成分に含まれる２つのピーク値の差分を偏流値Ｈとして制御部１３に出力する。
　上述したようにリアクトル電流Ｉは、トランス２の一次巻線２ａに流れるＡ相電流Ｉａと二次巻線２ｂに流れるＢ相電流Ｉｂとの合計電流である。Ａ相電流Ｉａは、Ａ相スイッチングレグのＯＮ／ＯＦＦ動作に同期した位相のリップルを含む直流電流であり、またＢ相電流Ｉｂは、Ｂ相スイッチングレグのＯＮ／ＯＦＦ動作に同期した位相のリップルを含む直流電流である。
　また、Ａ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとは互いに逆位相でＯＮ／ＯＦＦ動作するので、Ａ相電流Ｉａのリップル成分は、Ｂ相電流Ｉｂのリップル成分に対して位相が逆位相となる。
　昇降圧コンバータＤ１におけるＡ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとが正常に動作している場合つまりＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとが略等しい場合、リアクトル電流Ｉのリップル成分は、Ａ相電流Ｉａのリップル成分とＢ相電流Ｉｂのリップル成分とが合計（加算）されることにより比較的小さな値となる。
　すなわち、昇降圧コンバータＤ１におけるＡ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとが正常に動作している場合、Ａ相電流Ｉａのリップル成分のピーク値とＢ相電流Ｉｂのリップル成分のピーク値との差分である偏流値Ｈは、比較的小さなものとなる。
　これに対して、Ａ相スイッチングレグあるいはＢ相スイッチングレグのいずれかが故障状態に至ると、Ａ相電流Ｉａの大きさとＢ相電流Ｉの大きさとが異なる大きなになるので、Ａ相電流Ｉａのリップル成分のピーク値とＢ相電流Ｉｂのリップル成分のピーク値との差分である偏流値Ｈは、正常動作時に比べて大きさとなる。なお、このことは上述した特許文献１にも記載されている。
　このように、リアクトル電流Ｉの偏流値Ｈは、Ａ相電流Ｉａの大きさとＢ相電流Ｉｂの大きさとの比率に応じて変動する状態量、つまりＡ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとのいずれか一方が故障状態に陥っていることを示す状態量と言えるものである。
　平均電流検出部１２は、電流センサ７から入力されるリアクトル電流Ｉに基づいて、当該リアクトル電流Ｉの平均値（電流平均値Ｇ）を検出する。すなわち、この平均電流検出部１２は、リアクトル電流Ｉにフィルタ処理の一種である移動平均処理を施すことにより、リップル成分（偏流）を平均化した電流値を電流平均値Ｇとして制御部１３に出力する。
　制御部１３は、一次電圧センサ５から入力される一次電圧Ｖ１、二次電圧センサ６から入力される二次電圧Ｖ２、電流センサ７から入力されるリアクトル電流Ｉ及び上位制御装置から入力される制御指令等に基づいて、第１～第４変圧用ゲート信号の生成に必要な第１～第４変圧用Ｄｕｔｙ指令値を生成する。
　これら第１～第４変圧用Ｄｕｔｙ指令値は、ＰＷＭ信号である第１～第４変圧用ゲート信号のデューティ比を指定する信号である。制御部１３は、このような第１～第４変圧用Ｄｕｔｙ指令値を第1のゲート信号生成部１４に出力する。
　また、制御部１３は、二次電圧センサ６から入力される二次電圧Ｖ２、Ｕ相電流センサ８から入力されるＵ相電流検出信号、Ｖ相電流センサ９から入力されるＶ相電流検出信号、Ｗ相電流センサ１０から入力されるＷ相電流検出信号及び上位制御装置から入力される制御指令等に基づいて、第１～第４走行用ゲート信号の生成に必要な第１～第４走行用Ｄｕｔｙ指令値を生成する。
　これら第１～第４走行用Ｄｕｔｙ指令値は、ＰＷＭ信号である第１～第４走行用ゲート信号のデューティ比を指定する信号である。制御部１３は、このような第１～第４走行用Ｄｕｔｙ指令値を第２のゲート信号生成部１５に出力する。
　さらに、制御部１３は、昇降圧コンバータＤ１の故障診断機能を有する。すなわち、この制御部１３は、偏流検出部１１から入力される偏流値Ｈ、平均電流検出部１２から入力される電流平均値Ｇ、また昇降圧コンバータＤ１の動作状態に１つである変圧比等に基づいて、Ａ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとのいずれか一方が故障状態に陥っているか否かを診断する。
　次に、本実施形態に係る電力変換装置Ａの動作について、図２及び図３をも参照して詳しく説明する。
　制御部１３は、一次電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２、リアクトル電流Ｉ及び制御指令等を所定のタイムインターバル順次取り込むことにより、各時刻における第１～第４変圧用Ｄｕｔｙ指令値を生成し、昇降圧コンバータＤ１に出力する。また、制御部１３は、二次電圧Ｖ２、Ｕ相電流検出信号、Ｖ相電流検出信号、Ｗ相電流検出信号及び制御指令等を所定のタイムインターバル順次取り込むことにより、各時刻における第１～第６走行用Ｄｕｔｙ指令値を生成し、インバータＤ２に出力する。
　例えば、昇降圧コンバータＤ１を昇圧動作かつインバータＤ２を力行動作させて走行モータＭを回転駆動する場合、制御部１３は、昇降圧コンバータＤ１が所定の昇圧比となるように第１～第４変圧用Ｄｕｔｙ指令値を生成し、またインバータＤ２が昇降圧コンバータＤ１から入力される直流電力を所定の駆動電流値の三相交流電力に変換するように第１～第６走行用Ｄｕｔｙ指令値を生成する。この結果、走行モータＭは、制御指令で指定されたトルク及び回転数で回転し、電動車両を走行させる。
　そして、第1のゲート信号生成部１４は、制御部１３から入力される第１～第４変圧用Ｄｕｔｙ指令値に基づいて第１～第４変圧用ゲート信号を生成して昇降圧コンバータＤ１に出力する。また、第２のゲート信号生成部１５は、制御部１３から入力される第１～第６走行用Ｄｕｔｙ指令値に基づいて第１～第６走行用ゲート信号を生成してインバータＤ２に出力する。
　ここで、Ａ相スイッチングレグを構成する第１、第２の変圧用ＩＧＢＴ３ａ、３ｂを駆動する第１、第２変圧用ゲート信号は、Ｂ相スイッチングレグを構成する第３、第４変圧用ＩＧＢＴ３ｃ、３ｄを駆動する第３、第４変圧用ゲート信号に対して位相が１８０°異なる。したがって、第１、第２の変圧用ＩＧＢＴ３ａ、３ｂと第３、第４変圧用ＩＧＢＴ３ｃ、３ｄとは、位相が１８０°異なる状態でＯＮ／ＯＦＦする。
　この結果、トランス２の一次巻線２ａに流れるＡ相電流Ｉａ及びトランス２の二次巻線２ｂに流れるＢ相電流Ｉｂは、リップル成分の位相が１８０°異なる関係となる。電流センサ７は、このようなＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとの合計電流であるリアクトル電流Ｉを常時検出し、偏流検出部１１及び平均電流検出部１２に出力する。
　そして、偏流検出部１１は、リアクトル電流Ｉに基づいて偏流値Ｈを順次検出して制御部１３に出力し、平均電流検出部１２は、リアクトル電流Ｉに基づいて電流平均値Ｇを順次検出して制御部１３に出力する。そして、制御部１３は、偏流値Ｈ及び電流平均値Ｇに基づいて以下のようＡ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとのいずれか一方が故障状態に陥っているか否かを診断する。
　すなわち、制御部１３は、図２に示すように、偏流値Ｈ及び電流平均値Ｇに応じてＡ相スイッチングレグ及びＢ相スイッチングレグの故障検知しきい値Ｒを可変設定する。そして、制御部１３は、偏流値Ｈが故障検知しきい値Ｒ以上の場合はＡ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとのいずれか一方が故障状態に陥っていると判定し、偏流値Ｈが故障検知しきい値Ｒを超えない場合には、Ａ相スイッチングレグ及びＢ相スイッチングレグがいずれも正常であると判定する。
　なお、図２の横軸は電流平均値Ｇを示しているが、リアクトル電流Ｉには流れ方向は、昇降圧コンバータＤ１が昇圧動作をしている場合と降圧動作をしている場合とで異なる。上記故障検知しきい値Ｒは、この図２に示すように、リアクトル電流の２つの流れ方向に対して同様に、つまり電流平均値Ｇが「０」となる縦軸（偏流値Ｈの軸）に対して左右対称となるように設定されている。
　また、この故障検知しきい値Ｒは、図示するように電流平均値Ｇの大きさ（絶対値）が小さい程小さな値に設定されており、電流平均値Ｇの大きさ（絶対値）が大きい程大きな値に設定されている。例えば、故障検知しきい値Ｒは、図２に示すように、電流平均値Ｇの大小に応じて大、中、小の３電流領域（大領域、中領域及び小領域）に区分され、各電流範囲について個別に設定されている。
　このような故障検知しきい値Ｒの設定方法は、図３に示すように、同一の昇圧比で比較した場合、リアクトル電流Ｉが小さい程つまり電流平均値Ｇの絶対値が小さい程にリアクトル電流Ｉのリップル成分が小さくなるので、Ａ相スイッチングレグあるいはＢ相スイッチングレグの故障判定の信頼性が低下するためである。
　なお、リアクトル電流Ｉのリップル成分は、図３に示すように、同一のリアクトル電流Ｉで比較した場合、昇圧比Ｓが小さい程に小さくなる。すなわち、Ａ相スイッチングレグあるいはＢ相スイッチングレグの故障判定の信頼性は、昇圧比Ｓが小さい程に低下する傾向がある。このことを考慮すると、故障検知しきい値Ｒを昇圧比Ｓが小さい程に小さな値に設定してもよい。
　ここで、本第１実施形態における電流平均値Ｇ及び昇圧比Ｓは、本開示の状態量に相当する。すなわち、電流平均値Ｇ及び昇圧比Ｓは、昇降圧コンバータＤ１の動作状態を示す量である。
　さらに、リアクトル電流Ｉが小さい場合つまり電流平均値Ｇの絶対値が小さい場合には、Ａ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとのいずれか一方が故障状態に陥っている場合の偏流値Ｈと、Ａ相スイッチングレグ及びＢ相スイッチングレグがいずれも正常である場合の偏流値Ｈとに有意な差異が発生しないことが懸念される。
　このような場合を考慮すると、図２に領域Ｔｍ、Ｔｓとして示すように、電流平均値Ｇに故障診断を行わない領域を設定してもよい。これら２つの領域Ｔｍ、Ｔｓのうち、領域Ｔｍは、図示するように電流平均値Ｇにおいて領域Ｔｓよりもより小さくかつより狭い領域に設定されるものであり、昇圧比を大、中、小の３領域に区分した場合に中以上の場合に設定される診断不実行領域である。
　一方、領域Ｔｓは、電流平均値Ｇにおいて領域Ｔｍを包含すると共に領域Ｔｍよりもより広い領域に設定されるものであり、昇圧比が小の場合に設定される診断不実行領域である。昇圧比が小の場合は昇圧比が中以上の場合よりも偏流値Ｈが小さくなる傾向があるので、昇圧比が小の場合には、昇圧比が中以上の場合よりも電流平均値Ｇのより広い範囲で診断を停止させる。
　このような第１実施形態によれば、第１、第２のチョッパ回路の状態量に応じて故障検知しきい値Ｒを可変設定し、偏流値Ｈを故障検知しきい値Ｒと比較することにより第１、第２のチョッパ回路を構成するＡ相スイッチングレグあるいはＢ相スイッチングレグの故障を判定するので、Ａ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグにおける故障の誤検知を従来よりも低下させることが可能である。
〔第２実施形態〕
　次に、本開示の第２実施形態について図４を参照して説明する。この図４は、第２実施形態に係る電力変換装置Ａ１の全体構成を示しており、第１実施形態に係る電力変換装置Ａの全体構成を示す図１と同一の構成要素については同一符号を付している。
　図４を図１と対比すると分かるように、第２実施形態に係る電力変換装置Ａ１は、第１実施形態に係る電力変換装置Ａに４つの温度センサ１６～１９を追加し、また第１実施形態に係る電力変換装置Ａの制御部１３に代えて制御部１３Ａを備える。
　このような４つの温度センサ１６～１９及び制御部１３Ａは、本開示の故障特定部を構成している。また、４つの温度センサ１６～１９及び制御部１３Ａのうち、４つの温度センサ１６～１９は、本開示の温度センサに相当し、また制御部１３Ａは、本開示の判定部に相当する。
　すなわち、４つの温度センサ１６～１９及び制御部１３Ａは、第１のチョッパ回路のＡ相スイッチングレグあるいは第２のチョッパ回路のＢ相スイッチングレグのうち、いずれのスイッチングレグが故障したかを特定する。また、４つの温度センサ１６～１９及び制御部１３Ａは、故障したチョッパ回路のスイッチングレグについて上アームスイッチと下アームスイッチのうち、故障したスイッチ（半導体スイッチング素子）を特定するものである。
　また、このような４つの温度センサ１６～１９及び制御部１３Ａのうち、４つの温度センサ１６～１９は、第１，第２のチョッパ回路を構成する第１～第４の変圧用ＩＧＢＴ３ａ～３ｄ（半導体スイッチング素子）の温度を各々検出するものである。
　第１の温度センサ１６は、第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａの動作温度を検出するセンサであり、検出値を第１温度検出信号として制御部１３Ａに出力する。また、第２の温度センサ１７は、第２の変圧用ＩＧＢＴ３ｂの動作温度を検出するセンサであり、検出値を第２温度検出信号として制御部１３Ａに出力する。
　第３の温度センサ１８は、第３の変圧用ＩＧＢＴ３ｃの動作温度を検出するセンサであり、検出値を第３温度検出信号として制御部１３Ａに出力する。また、第４の温度センサ１９は、第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｄの動作温度を検出するセンサであり、検出値を第４温度検出信号として制御部１３Ａに出力する。
　一方、制御部１３Ａは、第１実施形態の制御部１３Ａの機能に加えて、故障した変圧用ＩＧＢＴを特定する機能を備える。この制御部１３Ａは、４つ（複数）の温度センサ１６～１９の検出値に基づいて故障した半導体スイッチング素子つまり第１～第４の変圧用ＩＧＢＴ３ａ～３ｄのいずれかを判定する。
　すなわち、制御部１３Ａは、偏流値Ｈを故障検知しきい値Ｒと比較することによりＡ相スイッチングレグあるいはＢ相スイッチングレグの故障を判定すると、後処理として故障と判定したスイッチングレグを構成する２つの変圧用ＩＧＢＴのうち、いずれが故障したかを第１～第４温度検出信号に基づいて判定する。
　例えば、Ａ相スイッチングレグを構成する第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａがＯＦＦ状態（開状態）に固定される故障（開故障）をした場合、第１の変圧用ＩＧＢＴ３ａにはＡ相電流Ｉａが通電されなくなるので、動作温度が正常時よりも大幅に低下する。これに対して、故障していない他の第２～第４の変圧用ＩＧＢＴ３ｂ～３ｄの動作温度には大きな変化は発生しない。
　制御部１３Ａは、このような第１～第４の変圧用ＩＧＢＴ３ａ～３ｄの動作温度を第１～第４温度検出信号に基づいて評価することにより、故障した変圧用ＩＧＢＴを特定する。そして、制御部１３Ａは、故障した変圧用ＩＧＢＴを上位制御装置に通知する。
　このような第２実施形態によれば、第１実施形態と同様にＡ相スイッチングレグとＢ相スイッチングレグにおける故障の誤検知を従来よりも低下させることが可能であることに加え、故障した変圧用ＩＧＢＴを特定することが可能なので、昇降圧コンバータＤ１の修理を容易に行うことができる。
　なお、本開示は上記各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形が考えられる。
（１）上記各実施形態では、第１、第２のチョッパ回路の動作状態を示す状態量として電流平均値Ｇを採用したが、本開示はこれに限定されない。電流平均値Ｇつまりリアクトル電流Ｉの平均値に代えてあるいは電流平均値Ｇに加えて、リアクトル電流Ｉの実効値や変圧比（昇圧比あるいは降圧比）を第１、第２のチョッパ回路の状態量とし、このような状態量に応じて故障検知しきい値Ｒを可変設定してもよい。
（２）上記各実施形態では、平均電流検出部１２で生成した電流平均値Ｇを状態量としたが、本開示はこれに限定されない。例えば、昇降圧コンバータＤ１の昇圧動作時における入力電流つまり組電池Ｐの出力電流（バッテリ電流）を検出する電流センサ（第２の電流センサ）を別途設け、当該第２の電流センサの検出値を状態量としてもよい。上記バッテリ電流は、リップル成分がリアクトル電流Ｉに比べて十分に小さいので、故障検知しきい値Ｒを可変設定するための状態量として採用することが可能である。
　また、昇降圧コンバータＤ１の昇圧動作時における出力電流つまりインバータＤ２の入力電流を検出する電流センサ（第２の電流センサ）を別途設け、当該第２の電流センサの検出値を状態量としてもよい。上記出力電流は、リップル成分がリアクトル電流Ｉに比べて十分に小さいので、故障検知しきい値Ｒを可変設定するための状態量として採用することが可能である。
（３）上記各実施形態では、トランス２の一次巻線２ａに流れる一次電流つまりＡ相スイッチングレグに流れるＡ相電流Ｉａと二次巻線２ｂに流れる二次電流つまりＢ相スイッチングレグに流れるＢ相電流Ｉｂとの合計量を検出する電流センサ７を採用した。すなわち、この電流センサ７は、Ａ相電流Ｉａ及びＢ相電流Ｉｂという２つの相電流の合成電流をリアクトル電流Ｉとして検出するものである。しかしながら、本開示における電流センサは、電流センサ７に限定されない。例えば、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとを個別に検出する２つの電流センサを採用してもよい。
（４）上記各実施形態では、本開示を２相変圧回路に適用した場合について説明したが、本開示はこれに限定されない。すなわち、本開示は、２相変圧回路以外の多相変圧回路、例えば３相変圧回路や４相変圧回路、さらには５相構成以上の変圧回路にも適用することができる。
（５）上記各実施形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを採用する昇降圧コンバータＤ１（多相変圧回路）に本開示を適用した場合について説明したが、本開示はこれに限定されない。本開示は、ＩＧＢＴ以外の半導体スイッチング素子、例えばＭＯＳトランジスタを採用する多相変圧回路にも適用可能である。
（６）上記各実施形態では、多相変圧回路の一種である昇降圧コンバータＤ１に本開示を適用した場合について説明したが、本開示はこれに限定されない。本開示は、昇圧動作のみを行う多相昇圧回路や降圧動作のみを行う多相降圧回路にも適用することができる。
　本開示は、電力変換装置に利用することができる。
　Ａ、Ａ１　電力変換装置
　Ｄ１　昇降圧コンバータ
　Ｄ２　インバータ
　Ｄ３　制御駆動回路
　１　第１コンデンサ
　２　トランス
　２ａ　一次巻線
　２ｂ　二次巻線
　３ａ～３ｄ　変圧用ＩＧＢＴ
　４　第２コンデンサ
　５　一次電圧センサ
　６　二次電圧センサ
　７　電流センサ
　８　Ｕ相電流センサ
　９　Ｖ相電流センサ
　１０　Ｗ相電流センサ
　１１　偏流検出部
　１２　平均電流検出部
　１３　制御部
　１４、１５　ゲート信号生成部

Claims (10)

  1. 　チョッパ回路が相数に応じて複数並列に接続された多相変圧回路と、
    　前記チョッパ回路の相電流を検出する電流センサと、
    　前記相電流の偏流値を検出する偏流検出部と、
    　前記多相変圧回路の状態量に応じて故障検知しきい値を可変設定し、前記偏流値を前記故障検知しきい値と比較することにより前記チョッパ回路の故障を判定する故障判定部と
    　を備える電力変換装置。
  2. 　前記電流センサは、前記相電流の合計量を検出し、
    　前記故障判定部は、前記合計量から得られる前記状態量に基づいて前記故障検知しきい値を設定する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記電流センサに代えて、前記多相変圧回路の入力電流あるいは出力電流を検出する第２の電流センサをさらに備え、
    　前記故障判定部は、前記第２の電流センサの検出値に基づいて前記故障検知しきい値を設定する請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記故障判定部は、前記状態量の大小に応じて複数の電流範囲に区分し、当該区分毎に前記故障検知しきい値を設定する請求項１～３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 　故障した前記チョッパ回路を特定する故障特定部をさらに備える請求項１～４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記故障特定部は、
    　前記チョッパ回路を構成する半導体スイッチング素子の温度を各々検出する複数の温度センサと、
    　該温度センサの検出値に基づいて故障した前記半導体スイッチング素子を判定する判定部と
    　を備える請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記故障判定部は、前記状態量が小さい程、前記故障検知しきい値を小さく設定する請求項１～６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記状態量は、前記相電流の平均値あるいは実効値である請求項１～７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記状態量は、前記多相変圧回路の変圧比である請求項１～８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記多相変圧回路は、多相構成の昇降圧変換回路である請求項１～９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013046541A (ja) * 2011-08-26 2013-03-04 Mitsubishi Electric Corp 電源装置
JP2019024283A (ja) * 2017-07-24 2019-02-14 三菱電機株式会社 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP2019169997A (ja) * 2018-03-22 2019-10-03 株式会社オートネットワーク技術研究所 車載用の多相コンバータ
WO2019244614A1 (ja) * 2018-06-18 2019-12-26 株式会社ケーヒン 電力変換装置
JP2020005475A (ja) * 2018-07-02 2020-01-09 三菱電機株式会社 電力変換装置

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6963476B2 (ja) 2017-05-30 2021-11-10 ニチコン株式会社 電力変換装置および該電力変換装置が備えるリアクトルの異常検出方法
JP2019195242A (ja) 2018-05-02 2019-11-07 株式会社明電舎 昇圧コンバータ

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013046541A (ja) * 2011-08-26 2013-03-04 Mitsubishi Electric Corp 電源装置
JP2019024283A (ja) * 2017-07-24 2019-02-14 三菱電機株式会社 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP2019169997A (ja) * 2018-03-22 2019-10-03 株式会社オートネットワーク技術研究所 車載用の多相コンバータ
WO2019244614A1 (ja) * 2018-06-18 2019-12-26 株式会社ケーヒン 電力変換装置
JP2020005475A (ja) * 2018-07-02 2020-01-09 三菱電機株式会社 電力変換装置

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