JP2013009490A - 車両 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータおよびインバータを含むモータ駆動回路を備えた車両において、駆動回路の共振に起因する直流電源の過熱を適切に抑制する。
【解決手段】コンバータおよびインバータを含むモータ駆動回路を制御する制御装置は、コンバータの上アームオン制御中（非昇圧中）である場合（Ｓ１０にてＹＥＳ）で、かつモータ回転速度Ｎが共振回転速度領域に含まれる場合（Ｓ１１にてＹＥＳ）、車載の電流センサによる電流Ｉｂの計測値の２乗値を予めオフラインで検出した電流Ｉｂの真値の２乗値に換算し（Ｓ１２）、電流Ｉｂの真値の２乗値が許容値以上である場合（Ｓ１３にてＹＥＳ）、矩形制御の実行を禁止する（Ｓ１４）。
【選択図】図７

Description

本発明は、車両に関し、特に、直流電源からの電力を用いてモータを駆動するための駆動回路を備えた車両に関する。

従来から、リアクトルとスイッチング素子とを有して直流電源からの直流電圧を昇圧するコンバータと、コンバータの出力電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータとを備えるモータ駆動回路が知られている。

インバータの制御方式の主なものとして、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、以下「ＰＷＭ」ともいう）制御方式と、矩形波電圧制御（以下、単に「矩形制御」ともいう）方式とがある。矩形制御方式は、ＰＷＭ制御方式に比べて、制御精度（制御応答性）が劣る一方、電圧変換の変調率（入力電圧に対する出力電圧の割合に相当する値）が大きくモータ出力を高めることが可能である。そのため、一般的に、回転速度が所定値よりも低いモータ動作領域（低回転領域）ではＰＷＭ制御方式が用いられ、回転速度が所定値よりも高いモータ動作領域（高回転領域）では矩形制御方式が用いられる。

しかし、コンバータには、コンバータの直流電源側とインバータ側とのそれぞれに平滑コンデンサが配置されることが多く、これら平滑コンデンサとコンバータのリアクトルとにより共振回路が構成され、モータ動作領域が所定の共振発生領域に含まれるときにモータ駆動回路内で電圧や電流の共振が発生する場合がある。

このような点を考慮し、特開２００９−２２５６３３号公報（特許文献１）には、上述のモータ駆動回路を備えた車両において、モータ動作領域が共振発生領域に含まれるときには、コンバータを昇圧状態に制御するとともにインバータをＰＷＭ制御方式で制御することで、共振を回避しつつ、ＰＷＭ制御でのモータ出力低下をコンバータの昇圧によって補う点が開示されている。

特開２００９−２２５６３３号公報 特開２００８−７２８６８号公報

しかしながら、コンバータの直流電源側あるいはインバータ側の電圧を検出する電圧センサの故障等によってコンバータを昇圧状態に制御できない場合も想定される。このような場合においては、コンバータを昇圧状態に制御することを前提とする特許文献１の技術では対応できない。また、コンバータを昇圧状態に制御できないことに応じてインバータの制御方式を矩形制御方式に切り替えてモータ出力を確保しようとすると、共振が発生し、その影響で直流電源の温度が上昇してしまう可能性がある。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、直流電源からの電力を用いてモータを駆動するための駆動回路を備えた車両において、駆動回路の共振に起因する直流電源の過熱を適切に抑制することである。

この発明に係る車両は、直流電源と、モータと、所定の共振周波数帯域で共振する共振回路を有し直流電源の電圧を変換するコンバータと、コンバータとモータとの間で電力変換を行なうインバータとを含む駆動回路と、直流電源を流れる電流を検出するセンサと、駆動回路を制御する制御装置とを備える。制御装置は、コンバータの非電圧変換時にモータの回転速度が駆動回路で共振が生じる帯域に含まれる場合、センサよりも検出精度の良い検出装置で電流を予め検出した結果を用いてセンサの検出結果を換算し、換算結果を用いて求めた直流電源の発熱量がしきい値以上であるときは、モータの回転速度に依存する制御周期でインバータを動作させる第１制御の実行を制限する。

好ましくは、車両は、センサの検出結果と検出装置の検出結果との対応関係を定めた換算用データを予め記憶する記憶部を備える。制御装置は、センサの検出結果を換算用データを用いて検出装置の検出結果に換算する。

好ましくは、換算用データは、センサによる検出電流の２乗値と、検出装置による検出電流の２乗値との対応関係を予め定めたデータである。制御装置は、センサの検出電流の２乗値を換算用データを用いて検出装置の検出電流の２乗値に換算する。

好ましくは、第１制御は、モータの回転速度に応じた周期で矩形波電圧を発生させる矩形波制御である。

好ましくは、制御装置は、直流電源の発熱量がしきい値未満であるときは、矩形波制御の実行を許容する。

好ましくは、制御装置は、直流電源の発熱量がしきい値以上であるときは、矩形波制御の実行を許容せずに、モータの回転速度には依存しない制御周期でインバータを動作させる第２制御の実行を許容する。

好ましくは、第２制御は、モータの回転速度には依存しないパルス幅変調電圧を発生させるパルス幅変調制御である。

好ましくは、共振回路は、リアクトルとコンデンサとで構成される。

本発明によれば、直流電源からの電力を用いてモータを駆動するための駆動回路を備えた車両において、駆動回路の共振に起因する直流電源の過熱を適切に抑制することができる。

車両の構造を示す図である。 インバータの制御モード（制御方式）を説明する図である。 共振現象が発生するモータ動作点を実験等で求めてプロットした図である。 上アームオン制御中かつ矩形制御中におけるバッテリ電流Ｉｂの時間変化の一例を示す図である。 制御装置の機能ブロック図である。 換算マップの一例を示す図である。 制御装置の処理手順を示すフローチャートである。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を付してある。それらの名称および機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明は繰り返さない。

図１は、本発明の実施の形態に係る車両１の構造を示す図である。この車両１は、直流電源Ｂと、コンバータ１２と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、モータＭ１と、制御装置１００とを備える。

モータＭ１は、車両１の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、このモータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電源Ｂは、たとえばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池を含んで構成される。

コンバータ１２は、正極線６および負極線５を介して直流電源Ｂに接続される。コンバータ１２は、平滑コンデンサＣ１と、リアクトルＬ１と、電力用半導体で構成されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

平滑コンデンサＣ１は、正極線６および負極線５の間に接続され、正極線６および負極線５の間の電圧変動を平滑化する。

スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、正極線７および負極線５の間に直列に接続される。なお、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと正極線６の間に接続される。

コンバータ１２は、制御装置１００からの制御信号Ｓ１，Ｓ２に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の開閉が制御されることによって、直流電源Ｂとインバータ１４との間で電圧変換を行なう。コンバータ１２の昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂがコンバータ１２で昇圧されてインバータ１４へ供給される。コンバータ１２の降圧動作時には、インバータ１４から供給される電圧がコンバータ１２で降圧されて直流電源Ｂに供給される。このようなコンバータ１２の電圧変換時（昇圧動作時あるいは降圧動作時）においては、スイッチング素子Ｑ１の開閉とスイッチング素子Ｑ２の開閉とが相補的に繰り返される。

一方、コンバータ１２の非電圧変換時においては、スイッチング素子Ｑ１（上アーム）が閉状態に維持されるとともに，スイッチング素子Ｑ２（下アーム）が開状態に維持される。このようなコンバータ１２の非電圧変換時においては、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂが変換されずにそのままインバータ１４へ供給される。以下、このような非電圧変換時の状態にコンバータ１２を制御することを「上アームオン制御」という。

平滑コンデンサＣ０は、正極線７および負極線５の間に接続され、正極線７および負極線５の間の電圧変動を平滑化する。

インバータ１４は、正極線７および負極線５を介してコンバータ１２に接続される。インバータ１４は、正極線７および負極線５の間に互いに並列に設けられるＵ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、Ｗ相アーム１７を含む。各相アームは、正極線７および負極線５の間に直列接続されたスイッチング素子を含む。すなわち、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

インバータ１４は、制御装置１００からの制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応じてスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の開閉が制御されることによって、コンバータ１２とモータＭ１との間で電力変換を行なう。インバータ１４は、モータＭ１を電動機として機能させる場合、コンバータ１２からの直流電力を交流電力に変換し、モータＭ１に供給する。車両１の回生制動時（モータＭ１を発電機として機能させる場合）、インバータ１４は、モータＭ１が発電した回生電力を直流電力に変換し、コンバータ１２へ供給する。

さらに、車両１は、電圧センサ２０〜２２、電流センサ２３,２４、レゾルバ２５を備える。電圧センサ２０は、直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂを検出する。電圧センサ２１は、平滑コンデンサＣ１の両端電圧（以下、「電圧ＶＬ」ともいう）を検出する。電圧センサ２２は、平滑コンデンサＣ０の両端電圧（以下、「電圧ＶＨ」ともいう）を検出する。電流センサ２３は、直流電源Ｂを流れる電流Ｉｂを検出する。電流センサ２４は、モータＭ１を流れる電流を検出する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。レゾルバ２５は、モータＭ１のロータ回転角θおよび回転速度Ｎを検出する。これらのセンサは、検出結果を制御装置１００に出力する。

制御装置１００は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。

制御装置１００は、上述したように、ユーザ要求などに応じてコンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１（上アーム）とスイッチング素子Ｑ２（下アーム）とを相補的に開閉させることによって、電圧ＶＬと電圧ＶＨとの間の電圧変換（昇圧あるいは降圧）を行なう。一方、電圧ＶＬ，ＶＨをそれぞれ検出する電圧センサ２１，２２の故障などでコンバータ１２の電圧変換が正常にはできない状態（以下、「電圧変換異常」という）が生じた場合には、制御装置１００は、上述した「上アームオン制御」を行なって、コンバータ１２を非電圧変換状態に制御する。

また、制御装置１００は、インバータ１４における電圧変換について、３つの制御モードを切り替えて使用する。３つの制御モードは、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形制御の各制御モードである。

図２は、インバータ１４の制御モード（制御方式）を説明する図である。なお、図２で説明する変調率の数値はあくまで一例であって、これに限定されるものではない。

上述したように、インバータ１４の制御モードには、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、矩形制御の３つの制御モードがある。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御方式として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子の開閉を、正弦波状の電圧指令値と搬送波（キャリア信号）との電圧比較に従って制御する。この結果、一定期間内でインバータ出力電圧の基本波成分が擬似的な正弦波となる。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の０．６１倍までしか高めることができない（変調率を０．６１までしか高めることができない）。

過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。本実施の形態では、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の両者を合わせて「ＰＷＭ制御」に分類する。ＰＷＭ制御においては、インバータ１４の制御周期（スイッチング周期）は、通常、搬送波の周波数（キャリア周波数）に依存し、モータ回転速度Ｎには依存しない。

矩形制御では、モータ回転角θの１出力周期（電気１周期）に１回のスイッチング動作によって１パルス分の矩形波電圧がモータＭ１に印加される。すなわち、矩形制御では、モータ回転速度Ｎに依存する制御周期でインバータ１４が動作する。これにより、矩形制御は、ＰＷＭ制御に比べて、制御精度（制御応答性）が劣る一方、変調率を０．７８まで高めることができモータ出力を高めることが可能である。

これらの制御方式の特性の相違を考慮し、通常時においては、制御装置１００は、モータトルクＴおよびモータ回転速度Ｎ（いずれも目標値であっても実値であってもよい）で決まるモータ動作点が所定のインバータ制御境界ラインよりも低い側（低トルク低回転側）に属する場合はＰＷＭ制御方式を選択し、モータ動作点がインバータ制御境界ラインよりも高い側（高トルク高回転側）に属する場合は矩形制御方式を選択する。

さらに、制御装置１００は、コンバータ１２の制御態様に応じて、上述のインバータ制御境界ラインを変更する。コンバータ１２の昇圧動作時には、昇圧によってモータトルクＴを高めることができるため、制御装置１００は、インバータ制御境界ラインを上昇させてＰＷＭ制御領域（制御精度のよい領域）を拡大させる。一方、コンバータ１２の非昇圧時は、昇圧によってモータトルクＴを高めることができないため、インバータ制御境界ラインを降下させて矩形制御領域（変調率を高めることでモータ出力を高めることができる領域）を拡大させる。したがって、コンバータ１２の上アームオン制御時（非電圧変換時）は、矩形制御に入り易くなる傾向にある。

以上のような構成を備える車両１において、モータＭ１の駆動回路の一部を構成するコンバータ１２には、インダクタンス成分（Ｌ成分）を有するリアクトルＬ１と、キャパシタンス成分（Ｃ成分）を有する平滑コンデンサＣ１とが含まれる。そのため、コンバータ１２の上アームオン制御中においては、リアクトルＬ１および平滑コンデンサＣ１との間で共振回路ＬＣ（図１参照）が形成される状態となる。すなわち、モータＭ１の駆動回路には、Ｌ成分およびＣ成分などで決まる共振周波数帯域が存在することになる。

一方、インバータ１４の制御方式の１つである「矩形制御」では、上述したように、モータ回転速度Ｎに依存する制御周期でインバータ１４が動作する。この影響で、コンバータ１２の上アームオン制御中にインバータ１４の矩形制御が実行されると、モータ回転速度Ｎの値によってはモータＭ１の駆動回路で共振現象が発生する場合がある。

図３は、コンバータ１２の上アームオン制御中かつインバータ１４の矩形制御中において共振現象が発生するモータ動作点を実験等で求めてプロットした図である。

上アームオン制御中かつ矩形制御中においては、モータトルクＴが所定トルクＴ１〜所定トルクＴ２に含まれかつモータ回転速度Ｎが所定速度Ｎ１〜所定速度Ｎ２に含まれる動作領域（以下、「共振動作領域」という）にモータ動作点が含まれる場合に、インバータ１４の制御周波数と駆動回路の共振周波数とが整数倍の関係となり、図３に示すように共振現象が発生し易くなる。以下、所定速度Ｎ１〜所定速度Ｎ２の領域を「共振回転速度領域」という。

図４は、上アームオン制御中かつ矩形制御中における電流Ｉｂの時間変化の一例を示す図である。なお、図４において、時刻ｔ１〜ｔ２の期間は、モータ回転速度Ｎが共振回転速度領域（Ｎ１〜Ｎ２の領域）に含まれる状態が継続している。

図４からわかるように、モータ回転速度Ｎが共振回転速度領域（Ｎ１〜Ｎ２の領域）に含まれる状態が継続する時刻ｔ１〜ｔ２の期間においては、共振現象が生じている影響で、電流Ｉｂの振れ幅は非常に大きい値（たとえば−１００アンペアから３００アンペアまでの幅）となる。このように共振に起因する振れ幅の大きい電流Ｉｂ（以下、「共振電流」ともいう）の影響で直流電源Ｂの内部で発熱し、その発熱量が許容値を超える過熱状態になると直流電源Ｂの劣化を招くおそれがある。

そのため、本実施の形態による制御装置１００は、上アームオン制御中にモータ回転速度Ｎが共振回転速度領域に含まれる場合、電流Ｉｂ（より詳細には電流Ｉｂの２乗値）を用いて直流電源Ｂの発熱量を監視し、その発熱量が許容量以上である場合には矩形制御の実行を制限（禁止）することで直流電源Ｂの過熱を防止する。

この際、共振電流のピーク値が電流センサ２３の計測レンジを超えてしまう場合がある。図４に示す例では、電流センサ２３の計測レンジが−α〜＋αの範囲であるのに対し、共振電流のピーク値が計測レンジ上限値αを超えてしまっている。そのため、電流センサ２３では共振電流のピーク値を正確には計測できず、直流電源Ｂの発熱量を過小に見積もってしまうなどの監視精度の悪化が懸念される。

そこで、本実施の形態による制御装置１００は、車載の電流センサ２３を用いて検出した電流Ｉｂ（以下、「電流Ｉｂの計測値」という）を、電流センサ２３よりも計測レンジが大きく共振電流のピーク値レベルをより高い精度で検出可能な非車載の検出装置（図示せず）を用いて予めオフラインで検出した電流Ｉｂ（以下、「電流Ｉｂの真値」という）に換算し、電流Ｉｂの真値を用いて直流電源Ｂの発熱量を監視する。この点が本実施の形態の最も特徴的な点である。

図５は、制御装置１００の機能ブロック図である。図５に示した各機能ブロックは、ハードウェアによって実現してもよいし、ソフトウェアによって実現してもよい。

制御装置１００は、第１判定部１１０、第２判定部１２０、第３判定部１３０、記憶部１３１、インバータ制御部１４０を含む。

第１判定部１１０は、コンバータ１２の制御信号Ｓ１,Ｓ２の状態から、コンバータ１２の上アームオン制御中であるか否かを判定する。なお、電圧ＶＬ，ＶＨをそれぞれ検出する電圧センサ２１，２２の故障が生じた場合（電圧変換異常である場合）に、上アームオン制御中であると判定するようにしてもよい。

第２判定部１２０は、モータ回転速度Ｎが共振回転速度領域に含まれるか否かを判定する。

第３判定部１３０は、電流Ｉｂの２乗値を直流電源Ｂの発熱量として監視し、直流電源Ｂの発熱量が許容量以上であるか否かを判定する。この際、第３判定部１３０は、電流Ｉｂの計測値の２乗値をそのまま直流電源Ｂの発熱量として監視するのではなく、電流Ｉｂの計測値の２乗値を記憶部１３１に記憶された換算マップ（換算用データ）を用いて電流Ｉｂの真値の２乗値に換算し、電流Ｉｂの真値の２乗値を直流電源Ｂの発熱量として監視する。

図６は、記憶部１３１に記憶される換算マップの一例を示す図である。図６に示すように、この換算マップには、電流Ｉｂの計測値の２乗値と電流Ｉｂの真値の２乗値との対応関係が定められている。なお、電流Ｉｂの真値の２乗値とは、上述したように、電流センサ２３よりも計測レンジが大きく共振電流のピーク値レベルをより高い精度で検出可能な検出装置を用いて予めオフラインで検出した電流Ｉｂである。図６において、「α^２」は、電流センサ２３の計測レンジ上限値αの２乗値であり、この値を超える範囲が特に換算が必要な範囲である。

なお、換算マップは、図６に示す態様に限定されない。たとえば、２乗値同士を対応させたものではなく、計測値と真値とを対応させたものでもよい。この場合は、第３判定部１３０が、電流Ｉｂの計測値を換算マップを用いて電流Ｉｂの真値に換算し、電流Ｉｂの真値を２乗した値を直流電源Ｂの発熱量とすればよい。

図５に戻って、インバータ制御部１４０は、上アームオン制御中にモータ回転速度Ｎが共振回転速度領域に含まれる場合、直流電源Ｂの発熱量が許容量以上であるか否かに応じて、インバータ１４の矩形制御の実行を許容するか否かを決定する。

直流電源Ｂの発熱量が許容量未満であるときは、インバータ制御部１４０は、たとえ上アームオン制御中にモータ回転速度Ｎが共振回転速度領域に含まれる場合であっても、矩形制御の実行を許容する。このように直流電源Ｂの発熱量が許容量未満であるとき（直流電源Ｂが過熱状態ではないと予測されるとき）には、ＰＷＭ制御よりも変調率が高い矩形制御の実行を許容することで、ユーザが要求するトルクの出力を実現することができる。

一方、直流電源Ｂの発熱量が許容量以上であるときは、インバータ制御部１４０は、矩形制御の実行を禁止する。これにより、インバータ１４の制御方式が矩形制御よりも制御精度のよいＰＷＭ制御に切り替えられるため、共振現象が回避されて電流Ｉｂの振れ（すなわち直流電源Ｂの過熱）も防止される。

図７は、上述の機能を実現するための制御装置１００の処理手順を示すフローチャートである。このフローチャートは、所定周期で繰り返し実行される。

Ｓ１０にて、制御装置１００は、上アームオン制御中であるか否かを判定する。上アームオン制御中である場合（Ｓ１０にてＹＥＳ）、制御装置１００は、Ｓ１１にてモータ回転速度Ｎが共振回転速度領域に含まれるか否かを判定する。

モータ回転速度Ｎが共振回転速度領域に含まれる場合（Ｓ１１にてＹＥＳ）、制御装置１００は、Ｓ１２にて、電流Ｉｂの計測値の２乗値を上述の換算マップ（図６参照）を用いて電流Ｉｂの真値の２乗値に換算し、Ｓ１３にて、電流Ｉｂの真値の２乗値が許容値以上であるか否かを判定する。

電流Ｉｂの真値の２乗値が許容値以上である場合（Ｓ１３にてＹＥＳ）、制御装置１００は、Ｓ１４にて矩形制御の実行を禁止する（ＰＷＭ制御の実行を許容する）。

一方、上アームオン制御中でない場合（Ｓ１０にてＮＯ）、モータ回転速度Ｎが共振回転速度領域に含まれない場合（Ｓ１１にてＮＯ）、電流Ｉｂの真値の２乗値が許容値未満である場合（Ｓ１３にてＮＯ）の少なくともいずれかの場合、制御装置１００は、Ｓ１５にて矩形制御の実行を許容する。

以上のように、本実施の形態によれば、コンバータ１２の上アームオン制御中にモータ回転速度Ｎが共振回転速度領域に含まれる場合、直流電源Ｂの発熱量（電流Ｉｂの２乗値）を監視し、その発熱量が許容量以上である場合には、矩形制御の実行を禁止する。この際、共振電流のピーク値が電流センサ２３の計測レンジを超えてしまう場合があることを考慮し、電流Ｉｂの計測値をオフラインで予め検出しておいた電流Ｉｂの真値に換算マップを用いて換算し、電流Ｉｂの真値を用いて直流電源Ｂの発熱量を監視する。これにより、共振電流のピーク値が電流センサ２３の計測レンジを超えてしまう場合であっても、直流電源Ｂの発熱量を的確に把握して矩形制御禁止領域を精度よく設定することができる。そのため、共振現象が生じた場合においても、矩形波制御での退避走行を極力許容しつつ、共振に起因する直流電源Ｂの過熱を適切に抑制することができる。

なお、本実施の形態は、たとえば以下のように変更することもできる。
本実施の形態では、図６のＳ１１の処理で「モータ回転速度Ｎが共振回転速度領域に含まれるか否か」を判定していたが、これに代えて「モータ動作点が共振動作領域に含まれるか否か」（図３参照）を判定するようにしてもよい。

また、本実施の形態では、図６のＳ１３の処理で実行を禁止する制御としてインバータ１４の「矩形制御」を挙げたが、「矩形制御」に代えてあるいは加えて、モータ回転速度Ｎに依存する制御周期でモータ駆動回路（インバータ１４）を動作させる制御が存在する場合には、その制御の実行を禁止するようにしてもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 車両、５ 負極線、６，７ 正極線、１２ コンバータ、１４ インバータ、２０〜２２ 電圧センサ、２３，２４ 電流センサ、２５ レゾルバ、１００ 制御装置、１１０ 第１判定部、１２０ 第２判定部、１３０ 第３判定部、１３１ 記憶部、１４０ インバータ制御部、Ｂ 直流電源、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ モータ。

Claims (8)

1. 直流電源と、
   モータと、
   所定の共振周波数帯域で共振する共振回路を有し前記直流電源の電圧を変換するコンバータと、前記コンバータと前記モータとの間で電力変換を行なうインバータとを含む駆動回路と、
   前記直流電源を流れる電流を検出するセンサと、
   前記駆動回路を制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記コンバータの非電圧変換時に前記モータの回転速度が前記駆動回路で共振が生じる帯域に含まれる場合、前記センサよりも検出精度の良い検出装置で前記電流を予め検出した結果を用いて前記センサの検出結果を換算し、換算結果を用いて監視される前記直流電源の発熱量がしきい値以上であるときは、前記モータの回転速度に依存する制御周期で前記インバータを動作させる第１制御の実行を制限する、車両。
2. 前記車両は、前記センサの検出結果と前記検出装置の検出結果との対応関係を定めた換算用データを予め記憶する記憶部を備え、
   前記制御装置は、前記センサの検出結果を前記換算用データを用いて前記検出装置の検出結果に換算する、請求項１に記載の車両。
3. 前記換算用データは、前記センサによる検出電流の２乗値と、前記検出装置による検出電流の２乗値との対応関係を予め定めたデータであり、
   前記制御装置は、前記センサの検出電流の２乗値を前記換算用データを用いて前記検出装置の検出電流の２乗値に換算する、請求項２に記載の車両。
4. 前記第１制御は、前記モータの回転速度に応じた周期で矩形波電圧を発生させる矩形波制御である、請求項１に記載の車両。
5. 前記制御装置は、前記直流電源の発熱量が前記しきい値未満であるときは、前記矩形波制御の実行を許容する、請求項４に記載の車両。
6. 前記制御装置は、前記直流電源の発熱量が前記しきい値以上であるときは、前記矩形波制御の実行を許容せずに、前記モータの回転速度には依存しない制御周期で前記インバータを動作させる第２制御の実行を許容する、請求項４に記載の車両。
7. 前記第２制御は、前記モータの回転速度には依存しないパルス幅変調電圧を発生させるパルス幅変調制御である、請求項６に記載の車両。
8. 前記共振回路は、リアクトルとコンデンサとで構成される、請求項１に記載の車両。

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