WO2023176484A1

WO2023176484A1 - モータ駆動システム、及びモータ駆動プログラム

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Publication number: WO2023176484A1
Application number: PCT/JP2023/007864
Authority: WO
Inventors: 義博中島; 敏洋山本
Original assignee: 株式会社デンソー
Priority date: 2022-03-16
Filing date: 2023-03-02
Publication date: 2023-09-21
Also published as: JP2023136207A

Abstract

モータ駆動システム（１０）は、直流電源（Ｂ）と、モータ（Ｍ１）と、所定の共振周波数帯域で共振する共振回路を有し直流電源の電圧を変換するコンバータ（１２）と、コンバータとモータとの間で電力変換を行うインバータ（２４）と、コンバータとインバータとの間に並列接続された平滑コンデンサ（Ｃ０）とを含む駆動回路と、駆動回路を制御する制御装置（３０）と、を備える。制御装置は、平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流を抑制するように、インバータへ流れる負荷電流の変動に応じて、コンバータから平滑コンデンサ及びインバータへ供給する供給電流を制御する。

Description

モータ駆動システム、及びモータ駆動プログラム

関連出願の相互参照

　本出願は、２０２２年３月１６日に出願された日本出願番号２０２２－０４１７０３号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。

　本開示は、モータを駆動する駆動システムに関する。

　従来、所定の共振周波数帯で共振する共振回路を有し直流電源の電圧を変換するコンバータと、コンバータとモータとの間で電力変換を行うインバータとを含む駆動回路を備えたモータ駆動システムがある（特許文献１参照）。特許文献１に記載のモータ駆動システムは、コンバータの非電圧変換時にモータの回転速度が駆動回路で共振が生じる帯域に含まれる場合に、直流電源の発熱量が閾値以上であるときは、モータの回転速度に応じた周期で矩形波電圧を発生させる矩形波制御を許容せずに、モータの回転速度には依存しない制御周期でインバータを動作させるＰＷＭ制御に切り替えている。特許文献１に記載の駆動システムによれば、直流電源の発熱量を監視し、その発熱量が閾値以上である場合には、矩形波制御を制限するため、駆動回路の共振に起因する直流電源の過熱を適切に抑制することができるとしている。

特許第５７０８２８３号公報

　ところで、特許文献１に記載のモータ駆動システムは、駆動回路の共振に起因する直流電源の過熱を抑制することができるものの、駆動回路に共振が発生すること自体を抑制することはできない。このため、特許文献１に記載のモータ駆動システムでは、モータの回転速度が駆動回路で共振が生じる帯域に含まれる場合に矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替える必要があり、モータの出力が低下することを避けることができない。

　本開示は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は、モータ駆動システムにおいて駆動回路に共振が発生すること自体を抑制することにある。

　上記課題を解決するための第１の手段は、モータ駆動システムであって、
　直流電源と、
　モータと、
　所定の共振周波数帯域で共振する共振回路を有し前記直流電源の電圧を変換するコンバータと、前記コンバータと前記モータとの間で電力変換を行うインバータと、前記コンバータと前記インバータとの間に並列接続された平滑コンデンサとを含む駆動回路と、
　前記駆動回路を制御する制御装置と、
を備え、
　前記制御装置は、前記平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流を抑制するように、前記インバータへ流れる負荷電流の変動に応じて、前記コンバータから前記平滑コンデンサ及び前記インバータへ供給する供給電流を制御する。

　上記構成によれば、駆動回路は、所定の共振周波数帯域で共振する共振回路を有し前記直流電源の電圧を変換するコンバータと、前記コンバータと前記モータとの間で電力変換を行うインバータと、前記コンバータと前記インバータとの間に並列接続された平滑コンデンサとを含んでいる。このため、前記コンバータから前記平滑コンデンサ及び前記インバータへ供給する供給電流ＩＬと、前記インバータへ流れる負荷電流Ｉｍとが干渉し、駆動回路内で電圧や電流の共振が発生するおそれがある。なお、モータの共振特性に起因する負荷電流Ｉｍの変動が共振発生のトリガとなり、供給電流ＩＬと負荷電流Ｉｍとが干渉して平滑コンデンサの電圧が変動する。

　ここで、本願開示者は、共振による平滑コンデンサの電圧変動は、平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流Ｉｃに起因することに着目した。そして、コンデンサ電流Ｉｃは、供給電流ＩＬから負荷電流Ｉｍを引いた電流である（Ｉｃ＝ＩＬ－Ｉｍ）。このため、コンデンサ電流Ｉｃを抑制する（０に近付ける）ことができれば、共振による平滑コンデンサの電圧変動を抑制することができる。この点、前記制御装置は、コンデンサ電流Ｉｃを抑制するように、負荷電流Ｉｍの変動に応じて供給電流ＩＬを制御する。したがって、共振による平滑コンデンサの電圧変動を抑制することができ、モータ駆動システムにおいて駆動回路に共振が発生すること自体を抑制することができる。

　第２の手段では、前記制御装置は、前記モータの駆動状態に基づいて前記負荷電流を推定する負荷電流推定部を備えている。こうした構成によれば、負荷電流推定部は、制御装置が把握しているモータの駆動状態から負荷電流Ｉｍを推定することができ、負荷電流Ｉｍを検出するために電流センサ等の新たな部品を追加する必要がない。

　具体的には、第３の手段のように、前記制御装置は、前記負荷電流推定部により推定された前記負荷電流から、前記負荷電流の変動を抽出する変動抽出部を備えている、といった構成を採用することができる。

　負荷電流Ｉｍに高調波成分が含まれている場合、負荷電流Ｉｍの変動に応じて制御される供給電流ＩＬも高調波成分の影響を受ける。その結果、供給電流ＩＬに含まれる脈動の成分（リプル）が増加するおそれがある。

　この点、第４の手段では、前記制御装置は、前記負荷電流推定部により推定された前記負荷電流から、高調波成分を除去する成分除去部を備えている。こうした構成によれば、負荷電流Ｉｍから高調波成分を除去することができ、供給電流ＩＬのリプルが増加することを抑制することができる。

　第５の手段では、前記制御装置は、前記平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流を抑制するように、前記供給電流の大きさを前記負荷電流の大きさに近付ける。こうした構成によれば、供給電流ＩＬの大きさを制御することにより、平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流Ｉｃを抑制することができる。

　第６の手段では、前記制御装置は、前記平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流を抑制するように、前記供給電流が変動する位相を前記負荷電流が変動する位相に同期させる。こうした構成によれば、供給電流ＩＬが変動する位相を制御することにより、平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流Ｉｃを抑制することができる。

　第７の手段は、モータ駆動プログラムであって、
　直流電源と、
　モータと、
　所定の共振周波数帯域で共振する共振回路を有し前記直流電源の電圧を変換するコンバータと、前記コンバータと前記モータとの間で電力変換を行うインバータと、前記コンバータと前記インバータとの間に並列接続された平滑コンデンサとを含む駆動回路と、
　前記駆動回路を制御する制御装置と、
を備えるモータ駆動システムに適用され、
　前記平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流を抑制するように、前記インバータへ流れる負荷電流の変動に応じて、前記コンバータから前記平滑コンデンサ及び前記インバータへ供給する供給電流を制御する処理を前記制御装置に実行させる。

　上記構成によれば、処理を制御装置に実行させるプログラムにおいて、第１の手段と同様の作用効果を奏することができる。

　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、モータ駆動システムの電気回路図であり、図２は、インバータの制御モードを示す図であり、図３は、比較例における共振発生時の電圧ＶＨ、供給電流ＩＬ、負荷電流Ｉｍ、コンデンサ電流Ｉｃを示すグラフであり、図４は、モータ駆動システムの各ブロックの電流の関係を示す模式図であり、図５は、コンデンサ電流Ｉｃを抑制する態様を示す模式図であり、図６は、制御装置３０による昇圧制御を示すブロック図であり、図７は、昇圧制御の手順を示すフローチャートであり、図８は、比較例におけるモータＭ１の回転速度とバッテリ電流Ｉｂと電圧ＶＨとの関係を示すグラフであり、図９は、モータＭ１の回転速度とバッテリ電流Ｉｂと電圧ＶＨとの関係を示すグラフであり、図１０は、負荷電流Ｉｍの変動ΔＩｍを抽出する構成の変更例を示す部分ブロック図であり、図１１は、昇圧制御の変更例を示す部分ブロック図であり、図１２は、６０°移動平均の概略を示すグラフである。

　以下、電動移動体のモータを駆動するモータ駆動システムに具現化した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を付してあり、それらの名称および機能は同一である。電動移動体は、電動車両、電動航空機、電動船舶等である。

　図１に示すように、モータ駆動システム１０は、直流電源Ｂと、コンバータ１２と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、モータＭ１と、制御装置３０とを備えている。

　モータＭ１は、例えば電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、このモータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、モータＭ１は、エンジンに対してスタータ及び電動機として動作し、ハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

　直流電源Ｂは、たとえばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池を含んで構成されている。

　コンバータ１２は、正極線４６および負極線４５を介して直流電源Ｂに接続されている。コンバータ１２は、平滑コンデンサＣ１と、リアクトルＬ１と、電力用半導体で構成されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含んでいる。

　平滑コンデンサＣ１は、正極線４６および負極線４５の間に接続され、正極線４６および負極線４５の間の電圧変動を平滑化する。

　スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、正極線４７および負極線４５の間に直列に接続されている。なお、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、あるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して、ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ並列に接続されている。

　リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと正極線４６との間に接続されている。

　コンバータ１２は、制御装置３０からの制御信号Ｓ１，Ｓ２に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の開閉が制御されることによって、直流電源Ｂとインバータ１４との間で電圧変換を行なう。コンバータ１２の昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された電源電圧Ｖｂ（直流電圧）がコンバータ１２で昇圧されてインバータ１４へ供給される。コンバータ１２の降圧動作時には、インバータ１４から供給される電圧がコンバータ１２で降圧されて直流電源Ｂに供給される。このようなコンバータ１２の電圧変換時（昇圧動作時あるいは降圧動作時）においては、スイッチング素子Ｑ１の開閉とスイッチング素子Ｑ２の開閉とが相補的に繰り返される。

　一方、コンバータ１２の非電圧変換時においては、スイッチング素子Ｑ１（上アーム）が閉状態に維持されるとともに，スイッチング素子Ｑ２（下アーム）が開状態に維持される。コンバータ１２の非電圧変換時においては、直流電源Ｂから供給された電源電圧Ｖｂが変換されずにそのままインバータ１４へ供給される。

　平滑コンデンサＣ０は、正極線４７および負極線４５の間に接続され、正極線４７および負極線４５の間の電圧変動を平滑化する。詳しくは、平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２とインバータ１４との間に並列接続されている。

　インバータ１４は、正極線４７および負極線４５を介してコンバータ１２に接続されている。インバータ１４は、正極線４７および負極線４５の間に互いに並列に設けられたＵ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、及びＷ相アーム１７を含んでいる。各相アームは、正極線４７および負極線４５の間に直列接続されたスイッチング素子を含んでいる。すなわち、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含んでいる。Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含んでいる。Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含んでいる。また、スイッチング素子Ｑ３～Ｑ８に対して、ダイオードＤ３～Ｄ８がそれぞれ並列に接続されている。

　各相アームの中間点は、モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成されている。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５～１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

　インバータ１４は、制御装置３０からの制御信号Ｓ３～Ｓ８に応じてスイッチング素子Ｑ３～Ｑ８の開閉が制御されることによって、コンバータ１２とモータＭ１との間で電力変換を行う。インバータ１４は、モータＭ１を電動機として機能させる場合、コンバータ１２からの直流電力を交流電力に変換し、モータＭ１に供給する。例えば電動車両の回生制動時（モータＭ１を発電機として機能させる場合）、インバータ１４は、モータＭ１が発電した回生電力を直流電力に変換し、コンバータ１２へ供給する。

　モータ駆動システム１０は、電圧センサ２０～２２、電流センサ２３，２４，２６、及びレゾルバ２５を備えている。電圧センサ２０は、直流電源Ｂが出力する電源電圧Ｖｂを検出する。電圧センサ２１は、平滑コンデンサＣ１の両端電圧（以下、「電圧ＶＬ」ともいう）を検出する。電圧センサ２２は、平滑コンデンサＣ０の両端電圧（以下、「電圧ＶＨ」ともいう）を検出する。電流センサ２３は、直流電源Ｂを流れる電流Ｉｂを検出する。電流センサ２４は、モータＭ１を流れる電流を検出する。電流センサ２６は、コンバータ１２から平滑コンデンサＣ０及びインバータ１４へ供給する供給電流ＩＬを検出する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。レゾルバ２５は、モータＭ１のロータ回転角θおよび回転速度Ｎを検出する。これらのセンサは、検出結果を制御装置３０に出力する。なお、電圧ＶＨはコンデンサ電圧に相当する。

　制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリ等を内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成され、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成されている。

　制御装置３０は、上述したように、ユーザ要求などに応じてコンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１（上アーム）とスイッチング素子Ｑ２（下アーム）とを相補的に開閉させることによって、電圧ＶＬと電圧ＶＨとの間の電圧変換（昇圧あるいは降圧）を行なう。

　また、制御装置３０は、インバータ１４における電圧変換について、３つの制御モードを切り替えて使用する。３つの制御モードは、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、および矩形波制御である。制御装置３０は、モータＭ１の駆動回路を制御する。

　図２は、インバータ１４の制御モード（制御方式）を示す図である。なお、図２で説明する変調率の数値はあくまで一例であって、これに限定されるものではない。

　上述したように、インバータ１４の制御モードには、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、及び矩形波制御の３つの制御モードがある。

　正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御方式として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子の開閉を、正弦波状の電圧指令値と搬送波（キャリア信号）との電圧比較に従って制御する。この結果、一定期間内でインバータ出力電圧の基本波成分が擬似的な正弦波となる。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の０．６１倍までしか高めることができない（変調率を０．６１までしか高めることができない）。

　過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅を縮小するように歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、変調率を０．６１～０．７８の範囲まで高めることができる。本実施の形態では、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の両者を合わせて「ＰＷＭ制御方式」に分類する。ＰＷＭ制御方式においては、インバータ１４の制御周期（スイッチング周期）は、通常、搬送波の周波数（キャリア周波数）に依存し、モータ回転速度Ｎには依存しない。

　矩形波制御では、ロータ回転角θの１出力周期（電気角１周期）に１回のスイッチング動作によって１パルス分の矩形波電圧がモータＭ１に印加される。すなわち、矩形波制御では、モータ回転速度Ｎに依存する制御周期でインバータ１４が動作する。これにより、矩形波制御は、ＰＷＭ制御に比べて、制御精度（制御応答性）が劣る一方、変調率を０．７８まで高めることができモータ出力を高めることが可能である。

　これらの制御方式の特性の相違を考慮し、通常時においては、制御装置３０は、モータトルクＴおよびモータ回転速度Ｎ（いずれも目標値であっても実値であってもよい）で決まるモータ動作点が所定のインバータ制御境界ラインよりも低い側（低トルク低回転側）に属する場合はＰＷＭ制御方式を選択し、モータ動作点がインバータ制御境界ラインよりも高い側（高トルク高回転側）に属する場合は矩形波制御方式を選択する。

　以上のような構成を備えるモータ駆動システム１０において、モータＭ１の駆動回路の一部を構成するコンバータ１２には、インダクタンス成分（Ｌ成分）を有するリアクトルＬ１と、キャパシタンス成分（Ｃ成分）を有する平滑コンデンサＣ１とが含まれる。

　一方、インバータ１４の制御方式の１つである「矩形波制御方式」では、上述したように、モータ回転速度Ｎに依存する制御周期でインバータ１４が動作する。モータＭ１の共振特性に起因する負荷電流Ｉｍの変動が共振発生のトリガとなり、供給電流ＩＬと負荷電流Ｉｍとが干渉して平滑コンデンサＣ０の電圧ＶＨが変動する。また、電流センサ２４の誤差（外乱）によっても、モータＭ１の駆動回路で共振が発生する場合がある。

　図３は、比較例における共振発生時の電圧ＶＨ、供給電流ＩＬ、負荷電流Ｉｍ、コンデンサ電流Ｉｃを示すグラフである。図１に示すように、電圧ＶＨは平滑コンデンサＣ０の両端電圧であり、供給電流ＩＬはコンバータ１２から平滑コンデンサＣ０及びインバータ１４へ供給する電流であり、負荷電流Ｉｍはインバータ１４へ流れる電流であり、コンデンサ電流Ｉｃは平滑コンデンサＣ０へ流れる電流である。

　ＶＨ指令値が一定であっても、インバータ１４の矩形波制御時の共振特性により駆動回路内で共振が発生し、負荷電流Ｉｍが変動する。負荷電流Ｉｍの変動による電圧ＶＨの変動を抑制すべくＩＬ指令値が変更されるが、共振発生時には電圧ＶＨの変動を抑制することができない。

　ここで、コンデンサ電流Ｉｃは、供給電流ＩＬから負荷電流Ｉｍを引いた電流である（Ｉｃ＝ＩＬ－Ｉｍ）。そして、電圧ＶＨは、平滑コンデンサＣ０の容量Ｃ及びコンデンサ電流Ｉｃに基づいて、下式により算出することができる。

　ＶＨ＝１／Ｃ∫Ｉｃｄｔ
　したがって、コンデンサ電流Ｉｃの０からの変動を抑制する、すなわちコンデンサ電流Ｉｃを抑制することにより、電圧ＶＨの変動を抑制することができる。これに対して、図３では、例えば矢印Ａにおいて負荷電流Ｉｍの増加に対して、供給電流ＩＬが減少しており、コンデンサ電流Ｉｃが減少している。また、矢印Ｂにおいて負荷電流Ｉｍの減少に対して、供給電流ＩＬが増加しており、コンデンサ電流Ｉｃが増加している。その結果、コンデンサ電流Ｉｃが０から変動しており、ひいては電圧ＶＨが変動している。

　図４は、モータ駆動システム１０の各ブロックの電流の関係を示す模式図である。ＭＧシステムはモータＭ１及びインバータ１４を含むブロックであり、昇圧回路は直流電源Ｂ及びコンバータ１２を含むブロックであり、コンデンサは平滑コンデンサＣ０である。各ブロックの電流の関係を、ＭＧシステム及び昇圧回路からコンデンサへ電流が入力されると考えることができる。この場合、ＭＧシステムと昇圧回路とがコンデンサに並列に接続されており、負荷電流Ｉｍの逆向きの電流（－Ｉｍ）と、供給電流ＩＬとが干渉して、コンデンサ電流Ｉｃが変動する。その結果、電圧ＶＨが変動し、電圧ＶＨの変動が継続することとなる（共振発生）。

　図５は、コンデンサ電流Ｉｃを抑制する態様を示す模式図である。負荷電流Ｉｍの変動に応じて、負荷電流Ｉｍの逆向きの電流（－Ｉｍ）と、供給電流ＩＬとが打ち消し合うように供給電流ＩＬを制御（ＩｍＦＢ）すれば、コンデンサ電流Ｉｃを０に近付けることができる。すなわち、負荷電流Ｉｍの変動に応じて、ＩＬ－Ｉｍ≒０（ＩＬ≒Ｉｍ）となるように供給電流ＩＬを制御すれば、コンデンサ電流Ｉｃ≒０にすることができ、電圧ＶＨの変動を抑制することができる。

　そこで、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０へ流れるコンデンサ電流Ｉｃを抑制するように、インバータ１４へ流れる負荷電流Ｉｍの変動に応じて、コンバータ１２から平滑コンデンサＣ０及びインバータ１４へ供給する供給電流ＩＬを制御する。詳しくは、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０へ流れるコンデンサ電流Ｉｃを抑制するように、供給電流ＩＬの大きさを負荷電流Ｉｍの大きさに近付ける。さらに、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０へ流れるコンデンサ電流Ｉｃを抑制するように、供給電流ＩＬが変動する位相を負荷電流Ｉｍが変動する位相に同期させる。

　図６は、制御装置３０による昇圧制御を示すブロック図である。制御装置３０は、入力部３１、ＶＨＦＢ部３２、ＭＧ制御部３３、Ｉｍ演算部３４、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３５、加算器３６、ＩＬＦＢ部３７、ｄｕｔｙＦＦ演算部３８、及び加算器３９を備えている。

　入力部３１は、電圧センサ２２により検出された電圧ＶＨ、電流センサ２６により検出された供給電流ＩＬ、電圧センサ２０により検出された電源電圧Ｖｂ、及び電流センサ２４により検出されたＶ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗを入力して、Ａ／Ｄ変換する。

　ＶＨＦＢ部３２は、電圧ＶＨ及びＶＨ指令値を入力し、例えばＰＩ制御（フィードバック制御）により電圧ＶＨをＶＨ指令値に近付けるように供給電流指令値ＩＬｒｅｆを算出する。ＶＨ指令値は、例えばモータＭ１の駆動状態に基づいて、制御装置３０における電圧ＶＨ設定部により設定される。

　ＭＧ制御部３３は、周知のｄｑ軸モデルのベクトル制御により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。また、ＭＧ制御部３３は、Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗを入力し、三相二相変換によりｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑを算出する。

　Ｉｍ演算部３４（負荷電流推定部）は、電圧ＶＨ、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ（モータＭ１の駆動状態）を入力し、これら基づいて負荷電流Ｉｍを演算（推定）する。具体的には、Ｉｍ演算部３４は、下式により負荷電流Ｉｍを演算する。

　Ｉｍ＝（Ｉｄ×Ｖｄ＋Ｉｑ×Ｖｑ）／ＶＨ
　ＨＰＦ３５（変動抽出部）は、負荷電流Ｉｍを入力し、負荷電流Ｉｍの高周波成分を通過させることにより、負荷電流Ｉｍの変動ΔＩｍを抽出する。

　加算器３６は、供給電流指令値ＩＬｒｅｆに変動ΔＩｍを加算して、供給電流指令値ＩＬｒｅｆを補正する。

　ＩＬＦＢ部３７は、供給電流ＩＬ、及び補正した供給電流指令値ＩＬｒｅｆを入力し、例えばＰＩ制御（フィードバック制御）により、補正した供給電流指令値ＩＬｒｅｆに供給電流ＩＬを近付けるようにｄｕｔｙＦＢを算出する。ｄｕｔｙＦＢは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の開閉を制御するデューティ値のフィードバック制御分である。

　ｄｕｔｙＦＦ演算部３８は、電源電圧Ｖｂ及びＶＨ指令値を入力し、フィードフォワード制御により電圧ＶＨを予測してＶＨ指令値に近付けるようにｄｕｔｙＦＦを演算する。ｄｕｔｙＦＦは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の開閉を制御するデューティ値のフィードフォワード制御分である。

　加算器３９は、ｄｕｔｙＦＢとｄｕｔｙＦＦとを加算して、制御信号Ｓ１，Ｓ２としてのｄｕｔｙｆｉｘを算出する。

　図７は、昇圧制御の手順を示すフローチャートである。この一連の処理は、制御装置３０により所定の周期で繰り返し実行される。

　まず、電圧センサ２２により検出された電圧ＶＨを取得する（Ｓ１０）。ＭＧ制御部３３により算出されたｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを取得する（Ｓ１１）。電圧ＶＨ、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて負荷電流Ｉｍを演算する（Ｓ１２）。負荷電流Ｉｍから変動ΔＩｍを抽出する（Ｓ１３）。供給電流指令値ＩＬｒｅｆに変動ΔＩｍを加算して、供給電流指令値ＩＬｒｅｆを補正する（Ｓ１４）。補正した供給電流指令値ＩＬｒｅｆに基づいて演算したｄｕｔｙＦＢと、電源電圧Ｖｂ及びＶＨ指令値に基づいて演算したｄｕｔｙＦＦとを加算してｄｕｔｙｆｉｘを算出し、ｄｕｔｙｆｉｘに基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御する（Ｓ１５）。その後、この一連の処理を一旦終了する（ＥＮＤ）。

　なお、Ｓ１０～Ｓ１２の処理がＩｍ演算部３４としての処理に相当し、Ｓ１３の処理がＨＰＦ３５としての処理に相当し、Ｓ１４の処理が加算器３６としての処理に相当し、Ｓ１５の処理がＩＬＦＢ部３７、ｄｕｔｙＦＦ演算部３８、及び加算器３９としての処理に相当する。

　図８は、比較例におけるモータＭ１の回転速度とバッテリ電流Ｉｂと電圧ＶＨとの関係を示すグラフである。モータＭ１の回転速度が所定のインバータ制御境界ラインよりも低い側に属する場合は、ＰＷＭ制御が実行されている。この場合は、バッテリ電流Ｉｂ及び電圧ＶＨが安定しており、モータＭ１の駆動回路で共振が発生していない。一方、モータＭ１の回転速度が所定のインバータ制御境界ラインよりも高い側に属する場合は、矩形波制御が実行されている。この場合は、バッテリ電流Ｉｂ及び電圧ＶＨが大きく変動しており、モータＭ１の駆動回路で共振が発生している。

　図９は、本実施形態におけるモータＭ１の回転速度とバッテリ電流Ｉｂと電圧ＶＨとの関係を示すグラフである。モータＭ１の回転速度が所定のインバータ制御境界ラインよりも低い側に属する場合は、ＰＷＭ制御が実行されている。この場合は、バッテリ電流Ｉｂ及び電圧ＶＨが安定しており、モータＭ１の駆動回路で共振が発生していない。一方、モータＭ１の回転速度が所定のインバータ制御境界ラインよりも高い側に属する場合は、矩形波制御が実行されている。この場合も、バッテリ電流Ｉｂ及び電圧ＶＨが安定しており、モータＭ１の駆動回路で共振が発生していない。

　以上詳述した本実施形態は、以下の利点を有する。

　・本願開示者は、共振による平滑コンデンサＣ０の電圧変動は、平滑コンデンサＣ０へ流れるコンデンサ電流Ｉｃに起因することに着目した。そして、コンデンサ電流Ｉｃは、供給電流ＩＬから負荷電流Ｉｍを引いた電流である（Ｉｃ＝ＩＬ－Ｉｍ）。このため、コンデンサ電流Ｉｃを抑制する（０に近付ける）ことができれば、共振による平滑コンデンサＣ０の電圧変動を抑制することができる。この点、制御装置３０は、コンデンサ電流Ｉｃを抑制するように、負荷電流Ｉｍの変動ΔＩｍに応じて供給電流ＩＬを制御する。したがって、共振による平滑コンデンサＣ０の電圧変動を抑制することができ、モータ駆動システム１０において駆動回路に共振が発生すること自体を抑制することができる。その結果、直流電源Ｂの発熱や、各素子の損傷を抑制することができる。

　・制御装置３０は、モータＭ１の駆動状態（Ｉｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑ）に基づいて負荷電流Ｉｍを推定するＩｍ演算部３４を備えている。こうした構成によれば、Ｉｍ演算部３４は、制御装置３０が把握しているモータＭ１の駆動状態から負荷電流Ｉｍを推定することができ、負荷電流Ｉｍを検出するために電流センサ等の新たな部品を追加する必要がない。

　・ＨＰＦ３５によって、Ｉｍ演算部３４により推定された負荷電流Ｉｍから、負荷電流Ｉｍの変動ΔＩｍを抽出することができる。

　・制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０へ流れるコンデンサ電流Ｉｃを抑制するように、供給電流ＩＬの大きさを負荷電流Ｉｍの大きさに近付ける。こうした構成によれば、供給電流ＩＬの大きさを制御することにより、平滑コンデンサＣ０へ流れるコンデンサ電流Ｉｃを抑制することができる。

　・制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０へ流れるコンデンサ電流Ｉｃを抑制するように、供給電流ＩＬが変動する位相を負荷電流Ｉｍが変動する位相に同期させる。こうした構成によれば、供給電流ＩＬが変動する位相を制御することにより、平滑コンデンサＣ０へ流れるコンデンサ電流Ｉｃを抑制することができる。

　・コンデンサ電流Ｉｃを抑制することができるため、平滑コンデンサＣ０を低容量化（小型化）しても、平滑コンデンサＣ０の電圧変動を抑制することができる。

　なお、上記実施形態を、以下のように変更して実施することもできる。上記実施形態と同一の部分については、同一の符号を付すことにより説明を省略する。

　・正極線４７において、平滑コンデンサＣ０と正極線４７との接続点とインバータ１４との間に電流センサを設けて、電流センサにより負荷電流Ｉｍを検出することもできる。

　・Ｉｃ＝ＩＬ－Ｉｍの関係から、Ｉｍ－ＩＬ＝－Ｉｃと表すことができる。ここで、－Ｉｃは、負荷電流Ｉｍの変動ΔＩｍを表している（－Ｉｃ＝ΔＩｍ）。このため、図１０に示すように、減算器１３５により負荷電流Ｉｍから供給電流ＩＬを引くことにより、ΔＩｍ＝Ｉｍ－ＩＬの式から変動ΔＩｍを演算することもできる。

　・例えば特開２０１５－１５４５３２号公報に記載されるように、負荷電流Ｉｍに対してフーリエ級数展開を適用することにより、負荷電流Ｉｍの変動ΔＩｍを抽出（演算）することもできる。

　・ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑに高調波成分が含まれている場合、ひいてはｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑに基づいて演算される負荷電流Ｉｍに高調波成分が含まれている場合、負荷電流Ｉｍの変動ΔＩｍに応じて制御される供給電流ＩＬも高調波成分の影響を受ける。その結果、供給電流ＩＬに含まれる脈動の成分（リプル）が増加するおそれがある。

　そこで、図１１に示すように、制御装置３０のＭＧ制御部３３は、検出されたｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ（Ｉｄｑ）から、ひいてはＩｍ演算部３４により推定された負荷電流Ｉｍから、高調波成分を除去する平均算出部３３ａ（成分除去部）を備えていてもよい。平均算出部３３ａは、図１２に示すように、例えば電気角１周期においてｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑの６０°移動平均をとることにより高調波成分を除去する。こうした構成によれば、負荷電流Ｉｍから高調波成分を除去することができ、供給電流ＩＬのリプルが増加することを抑制することができる。

　なお、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑをローパスフィルタ（ＬＰＦ）に通したり、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑに対して特開２０１５－１５４５３２号公報に記載されるフーリエ級数展開を適用したりすることにより、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑから、ひいては負荷電流Ｉｍから、高調波成分を除去することもできる。

　・本開示に記載のモータ駆動システム１０及びその手法は、コンピュータプログラム（モータ駆動プログラム）により具体化された一つ乃至は複数の機能（命令）を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載のモータ駆動システム１０及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載のモータ駆動システム１０及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims

　直流電源（Ｂ）と、
　モータ（Ｍ１）と、
　所定の共振周波数帯域で共振する共振回路を有し前記直流電源の電圧を変換するコンバータ（１２）と、前記コンバータと前記モータとの間で電力変換を行うインバータ（１４）と、前記コンバータと前記インバータとの間に並列接続された平滑コンデンサ（Ｃ０）とを含む駆動回路と、
　前記駆動回路を制御する制御装置（３０）と、
を備え、
　前記制御装置は、前記平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流を抑制するように、前記インバータへ流れる負荷電流の変動に応じて、前記コンバータから前記平滑コンデンサ及び前記インバータへ供給する供給電流を制御する、モータ駆動システム。
　前記制御装置は、前記モータの駆動状態に基づいて前記負荷電流を推定する負荷電流推定部（３４）を備えている、請求項１に記載のモータ駆動システム。
　前記制御装置は、前記負荷電流推定部により推定された前記負荷電流から、前記負荷電流の変動を抽出する変動抽出部（３５、１３５）を備えている、請求項２に記載のモータ駆動システム。
　前記制御装置は、前記負荷電流推定部により推定された前記負荷電流から、高調波成分を除去する成分除去部（３３ａ）を備えている、請求項２又は３に記載のモータ駆動システム。
　前記制御装置は、前記平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流を抑制するように、前記供給電流の大きさを前記負荷電流の大きさに近付ける、請求項１～４のいずれか１項に記載のモータ駆動システム。
　前記制御装置は、前記平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流を抑制するように、前記供給電流が変動する位相を前記負荷電流が変動する位相に同期させる、請求項１～５のいずれか１項に記載のモータ駆動システム。
　直流電源と、
　モータと、
　所定の共振周波数帯域で共振する共振回路を有し前記直流電源の電圧を変換するコンバータと、前記コンバータと前記モータとの間で電力変換を行うインバータと、前記コンバータと前記インバータとの間に並列接続された平滑コンデンサとを含む駆動回路と、
　前記駆動回路を制御する制御装置と、
を備えるモータ駆動システムに適用され、
　前記平滑コンデンサへ流れるコンデンサ電流を抑制するように、前記インバータへ流れる負荷電流の変動に応じて、前記コンバータから前記平滑コンデンサ及び前記インバータへ供給する供給電流を制御する処理を前記制御装置に実行させる、モータ駆動プログラム。